JPH08317658A - インバータ制御装置 - Google Patents
インバータ制御装置Info
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- JPH08317658A JPH08317658A JP7117009A JP11700995A JPH08317658A JP H08317658 A JPH08317658 A JP H08317658A JP 7117009 A JP7117009 A JP 7117009A JP 11700995 A JP11700995 A JP 11700995A JP H08317658 A JPH08317658 A JP H08317658A
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- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 負荷に供給される出力の波形歪みを抑制する
インバータ制御装置を提供する。 【構成】 インバータ制御装置１０は、電流指令１１、
差分演算器１２ａ、ｂ、電流制御器１３、低域通過フィ
ルタ１４、３相演算部１５、ＰＷＭ変調部１６および電
流センサ１７から構成される。直流電源２５により供給
される直流電力を交流電力に変換するインバータ２１が
インバータ制御装置１０によって制御される。低域通過
フィルタ１４の遮断周波数ｆf は、ｆf ＝２π／（ＮＴ
c ）で表され、指令周波数がｎ倍になったときは制御周
期Ｔc を１／ｎに設定すれば遮断周波数ｆf がｎ倍にな
る。つまり、指令周波数に応じて制御周期Ｔc の設定を
変化させることで容易に低域通過フィルタ１４の遮断周
波数ｆf を可変できるため、インバータ２１から３相交
流モータ２７に供給される交流電流の波形歪みを抑制で
きる。
インバータ制御装置を提供する。 【構成】 インバータ制御装置１０は、電流指令１１、
差分演算器１２ａ、ｂ、電流制御器１３、低域通過フィ
ルタ１４、３相演算部１５、ＰＷＭ変調部１６および電
流センサ１７から構成される。直流電源２５により供給
される直流電力を交流電力に変換するインバータ２１が
インバータ制御装置１０によって制御される。低域通過
フィルタ１４の遮断周波数ｆf は、ｆf ＝２π／（ＮＴ
c ）で表され、指令周波数がｎ倍になったときは制御周
期Ｔc を１／ｎに設定すれば遮断周波数ｆf がｎ倍にな
る。つまり、指令周波数に応じて制御周期Ｔc の設定を
変化させることで容易に低域通過フィルタ１４の遮断周
波数ｆf を可変できるため、インバータ２１から３相交
流モータ２７に供給される交流電流の波形歪みを抑制で
きる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ制御装置に
関し、例えば電気自動車に用いる３相交流モータを制御
するインバータ制御装置に関するものである。
関し、例えば電気自動車に用いる３相交流モータを制御
するインバータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、直流電力を交流電力に変換す
るインバータの制御には電流フィードバック電流制御系
を有するインバータ制御装置が用いられており、例えば
直流電源に接続されたスイッチ手段を介して３相交流モ
ータに電圧を供給するインバータを制御する場合、この
インバータから３相交流モータに供給される相電流状態
に応じてスイッチ手段のオンオフ動作をフィードバック
制御している。
るインバータの制御には電流フィードバック電流制御系
を有するインバータ制御装置が用いられており、例えば
直流電源に接続されたスイッチ手段を介して３相交流モ
ータに電圧を供給するインバータを制御する場合、この
インバータから３相交流モータに供給される相電流状態
に応じてスイッチ手段のオンオフ動作をフィードバック
制御している。
【０００３】この種のインバータ制御装置は、例えば３
相交流の電流指令、差分演算器、電流制御器、低域通過
フィルタ、ＰＷＭ変調部および電流センサから構成され
ている。ここで、「ＰＷＭ」とは、パルス幅変調を示
す。この構成からなるインバータ制御装置は、３相交流
の電流指令による基本周波数の３相の正弦波信号がＰＷ
Ｍ変調部によりＰＷＭ変調をかけられ、この変調後の３
相のスイッチング信号によってインバータのスイッチ手
段をオンオフ制御している。そして、インバータのスイ
ッチ手段に接続された３相交流モータの各端子で発生す
る交流電力によって３相交流モータを駆動している。
相交流の電流指令、差分演算器、電流制御器、低域通過
フィルタ、ＰＷＭ変調部および電流センサから構成され
ている。ここで、「ＰＷＭ」とは、パルス幅変調を示
す。この構成からなるインバータ制御装置は、３相交流
の電流指令による基本周波数の３相の正弦波信号がＰＷ
Ｍ変調部によりＰＷＭ変調をかけられ、この変調後の３
相のスイッチング信号によってインバータのスイッチ手
段をオンオフ制御している。そして、インバータのスイ
ッチ手段に接続された３相交流モータの各端子で発生す
る交流電力によって３相交流モータを駆動している。
【０００４】ところが、３相交流モータに供給される相
電流には、基本周波数以外にこの基本周波数の奇数倍の
周波数に対応する高調波成分を含んでおり、この高調波
成分が３相交流モータで熱に変換されることから生ずる
エネルギ損失がモータ効率を悪化させるという問題があ
る。そのため、前述した構成からなるインバータ制御装
置では、相電流を検出する電流センサの出力に含まれる
高調波成分（以下、「調波成分」という。）によって３
相交流の電流指令の出力に含まれる高調波成分を打消す
ように差分演算器で差分演算し、電流制御器によりその
差分演算結果に基づいてフィードバック制御を行うこと
で、不要な高調波成分を除去している。したがって、フ
ィードバック制御をするためのフィードバックループの
周波数帯域は打消したい高調波成分に対応する調波成分
まで含む必要がある。
電流には、基本周波数以外にこの基本周波数の奇数倍の
周波数に対応する高調波成分を含んでおり、この高調波
成分が３相交流モータで熱に変換されることから生ずる
エネルギ損失がモータ効率を悪化させるという問題があ
る。そのため、前述した構成からなるインバータ制御装
置では、相電流を検出する電流センサの出力に含まれる
高調波成分（以下、「調波成分」という。）によって３
相交流の電流指令の出力に含まれる高調波成分を打消す
ように差分演算器で差分演算し、電流制御器によりその
差分演算結果に基づいてフィードバック制御を行うこと
で、不要な高調波成分を除去している。したがって、フ
ィードバック制御をするためのフィードバックループの
周波数帯域は打消したい高調波成分に対応する調波成分
まで含む必要がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た構成からなるインバータ制御装置によると、電流制御
器とＰＷＭ変調部との間にはＰＷＭ変調をかける周波数
成分を制限することで変調歪み等を除去する低域通過フ
ィルタが位置しており、この遮断周波数ｆf は、変調歪
み等を除去するための周波数より低く、かつ３相交流の
電流指令の最高周波数ｆmax より高く設定される。する
と、最高周波数ｆmax が遮断周波数ｆf に近接する場
合、最高周波数ｆmax の調波成分が低域通過フィルタに
より減衰されるため、この減衰された調波成分に対応す
る遮断周波数ｆf 以上の高調波成分が前述したフィード
バックループによって打消されないことになる。これに
より、遮断周波数ｆf 以上の高調波成分が３相交流モー
タに供給される相電流に含まれることになる。したがっ
て、モータ効率を悪化させるという問題を生ずる。
た構成からなるインバータ制御装置によると、電流制御
器とＰＷＭ変調部との間にはＰＷＭ変調をかける周波数
成分を制限することで変調歪み等を除去する低域通過フ
ィルタが位置しており、この遮断周波数ｆf は、変調歪
み等を除去するための周波数より低く、かつ３相交流の
電流指令の最高周波数ｆmax より高く設定される。する
と、最高周波数ｆmax が遮断周波数ｆf に近接する場
合、最高周波数ｆmax の調波成分が低域通過フィルタに
より減衰されるため、この減衰された調波成分に対応す
る遮断周波数ｆf 以上の高調波成分が前述したフィード
バックループによって打消されないことになる。これに
より、遮断周波数ｆf 以上の高調波成分が３相交流モー
タに供給される相電流に含まれることになる。したがっ
て、モータ効率を悪化させるという問題を生ずる。
【０００６】また、例えば電気自動車の走行用モータに
用いられる３相交流モータを制御するインバータ制御装
置においては、広い回転数範囲で３相交流モータを制御
することが必要になるため、電流指令の基本周波数の周
波数範囲が広域になる。そのため、前述したように所定
の周波数に固定された遮断周波数を有する低域通過フィ
ルタを用いると、高回転時の調波成分をフィードバック
制御できなくなるため、ＰＷＭ変調時に相電流の波形に
歪みを生ずる。これにより、モータ効率を悪化させると
いう問題を生ずる。
用いられる３相交流モータを制御するインバータ制御装
置においては、広い回転数範囲で３相交流モータを制御
することが必要になるため、電流指令の基本周波数の周
波数範囲が広域になる。そのため、前述したように所定
の周波数に固定された遮断周波数を有する低域通過フィ
ルタを用いると、高回転時の調波成分をフィードバック
制御できなくなるため、ＰＷＭ変調時に相電流の波形に
歪みを生ずる。これにより、モータ効率を悪化させると
いう問題を生ずる。
【０００７】ここで、広い回転数範囲の全域において電
流指令による基本周波数の所定の次数の調波成分までを
通過させるためには、その基本周波数に応じて低域通過
フィルタの遮断周波数を可変する必要がある。しかし、
電流指令による基本周波数の変化に応じて低域通過フィ
ルタの遮断周波数を可変するには、この低域通過フィル
タをハードウェアで実現する場合、低域通過フィルタの
回路構成が複雑になるという新たな問題を生ずる。また
ソフトウェアで実現する場合、サンプリング周期を一定
にするとフィルタ演算の定数を可変する必要がありアル
ゴリズムの複雑化およびプログラムサイズの増大を招く
という問題を生ずる。
流指令による基本周波数の所定の次数の調波成分までを
通過させるためには、その基本周波数に応じて低域通過
フィルタの遮断周波数を可変する必要がある。しかし、
電流指令による基本周波数の変化に応じて低域通過フィ
ルタの遮断周波数を可変するには、この低域通過フィル
タをハードウェアで実現する場合、低域通過フィルタの
回路構成が複雑になるという新たな問題を生ずる。また
ソフトウェアで実現する場合、サンプリング周期を一定
にするとフィルタ演算の定数を可変する必要がありアル
ゴリズムの複雑化およびプログラムサイズの増大を招く
という問題を生ずる。
【０００８】さらに、特開平５−３４４７８３号公報に
開示される洗濯機用モータ回転制御装置によると、交流
電源に直列に接続されたスイッチ手段の制御動作を交流
電源の周期の整数倍である離散時間間隔で行うように制
御することにより、このスイッチ手段を介して負荷であ
る洗濯機用モータに供給される電圧を制御している。こ
れにより、洗濯機用モータの回転数制御命令の時間間隔
が交流電源の周波数の整数倍になっていないことから生
ずるフィードバック制御のずれの発生を抑制し、洗濯機
用モータに印加される直流成分を防ぐことで、モータ効
率の低下やモータ騒音の増大を防止している。ところ
が、この洗濯機用モータ回転制御装置によると、交流電
源に接続されたスイッチ手段とこのスイッチ手段に接続
される負荷である洗濯機用モータとの間にはスイッチ手
段のオンオフ制御により生ずる高調波成分を除去する低
域通過フィルタ等が介在していないことから、スイッチ
手段を高速に切換えたときに生ずる信号成分を除去でき
ないという問題がある。また前記公報記載の明細書およ
び図面には、交流電源の周期に同期させるフィードバッ
ク制御の同期手段が具体的に記述されていない。
開示される洗濯機用モータ回転制御装置によると、交流
電源に直列に接続されたスイッチ手段の制御動作を交流
電源の周期の整数倍である離散時間間隔で行うように制
御することにより、このスイッチ手段を介して負荷であ
る洗濯機用モータに供給される電圧を制御している。こ
れにより、洗濯機用モータの回転数制御命令の時間間隔
が交流電源の周波数の整数倍になっていないことから生
ずるフィードバック制御のずれの発生を抑制し、洗濯機
用モータに印加される直流成分を防ぐことで、モータ効
率の低下やモータ騒音の増大を防止している。ところ
が、この洗濯機用モータ回転制御装置によると、交流電
源に接続されたスイッチ手段とこのスイッチ手段に接続
される負荷である洗濯機用モータとの間にはスイッチ手
段のオンオフ制御により生ずる高調波成分を除去する低
域通過フィルタ等が介在していないことから、スイッチ
手段を高速に切換えたときに生ずる信号成分を除去でき
ないという問題がある。また前記公報記載の明細書およ
び図面には、交流電源の周期に同期させるフィードバッ
ク制御の同期手段が具体的に記述されていない。
【０００９】本発明の目的は、負荷に供給される出力の
波形歪みを抑制するインバータ制御装置を提供すること
である。
波形歪みを抑制するインバータ制御装置を提供すること
である。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めの本発明による請求項１記載のインバータ制御装置
は、直流電力を交流電力に変換しこの交流電力により負
荷を駆動するインバータ制御装置であって、前記負荷へ
の電流を出力検出値として検出する出力検出手段と、前
記負荷への出力指令値を演算する出力指令演算手段と、
前記出力指令値と前記出力検出値との差分値に基づいて
フィードバック制御する制御信号を前記出力検出値の検
出周期に同期して演算し、可変可能な遮断周波数を有す
る低域通過フィルタを介して前記制御信号により制御す
る制御信号演算手段とを備えることを特徴とする。
めの本発明による請求項１記載のインバータ制御装置
は、直流電力を交流電力に変換しこの交流電力により負
荷を駆動するインバータ制御装置であって、前記負荷へ
の電流を出力検出値として検出する出力検出手段と、前
記負荷への出力指令値を演算する出力指令演算手段と、
前記出力指令値と前記出力検出値との差分値に基づいて
フィードバック制御する制御信号を前記出力検出値の検
出周期に同期して演算し、可変可能な遮断周波数を有す
る低域通過フィルタを介して前記制御信号により制御す
る制御信号演算手段とを備えることを特徴とする。
【００１１】また、本発明による請求項２記載のインバ
ータ制御装置は、請求項１記載のインバータ制御装置に
おいて、前記遮断周波数は、前記負荷に出力される出力
の基本周波数に比例して変化することを特徴とする。
ータ制御装置は、請求項１記載のインバータ制御装置に
おいて、前記遮断周波数は、前記負荷に出力される出力
の基本周波数に比例して変化することを特徴とする。
【００１２】
【作用および発明の効果】本発明の請求項１記載のイン
バータ制御装置によると、出力指令値と出力検出値との
差分値に基づいてフィードバック制御する制御信号を出
力検出値の検出周期に同期して演算し、可変可能な遮断
周波数を有する低域通過フィルタを介して前記制御信号
により制御する制御信号演算手段を備えることから、負
荷を制御するのに不要な高調波成分を低域通過フィルタ
によって適宜除去することができる。これにより、負荷
に出力される出力の波形歪みや出力の発振を抑制する効
果がある。
バータ制御装置によると、出力指令値と出力検出値との
差分値に基づいてフィードバック制御する制御信号を出
力検出値の検出周期に同期して演算し、可変可能な遮断
周波数を有する低域通過フィルタを介して前記制御信号
により制御する制御信号演算手段を備えることから、負
荷を制御するのに不要な高調波成分を低域通過フィルタ
によって適宜除去することができる。これにより、負荷
に出力される出力の波形歪みや出力の発振を抑制する効
果がある。
【００１３】また、本発明の請求項２記載のインバータ
制御装置によると、低域通過フィルタの遮断周波数は、
負荷に出力される出力の基本周波数に比例して変化する
ことから、負荷に出力される出力の基本周波数が高くな
っても、低域通過フィルタの遮断周波数もこの基本周波
数の変動に比例して高くなる。これにより、この基本周
波数の変動に左右されることなくして、低域通過フィル
タを通過可能な制御信号の高調波の次数が固定される。
したがって、例えば負荷が電気自動車の走行用モータに
用いられる３相交流モータであっても、広い回転数範囲
で３相交流モータを制御することができ、高回転時にも
負荷駆動信号に生ずる波形歪みを抑制する効果がある。
制御装置によると、低域通過フィルタの遮断周波数は、
負荷に出力される出力の基本周波数に比例して変化する
ことから、負荷に出力される出力の基本周波数が高くな
っても、低域通過フィルタの遮断周波数もこの基本周波
数の変動に比例して高くなる。これにより、この基本周
波数の変動に左右されることなくして、低域通過フィル
タを通過可能な制御信号の高調波の次数が固定される。
したがって、例えば負荷が電気自動車の走行用モータに
用いられる３相交流モータであっても、広い回転数範囲
で３相交流モータを制御することができ、高回転時にも
負荷駆動信号に生ずる波形歪みを抑制する効果がある。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。 （第１実施例）本発明のインバータ制御装置を３相交流
モータに適用した第１実施例を図１〜図３に示す。
する。 （第１実施例）本発明のインバータ制御装置を３相交流
モータに適用した第１実施例を図１〜図３に示す。
【００１５】図１に示すように、インバータ制御装置１
０は、電流指令１１、差分演算器１２ａ、１２ｂ、電流
制御器１３、低域通過フィルタ１４、３相演算部１５、
ＰＷＭ変調部１６および電流センサ１７ａ、１７ｂから
構成されている。直流電源２５により供給される直流電
力を交流電力に変換するインバータ２１がこのインバー
タ制御装置１０によって制御され、インバータ２１によ
り変換される交流電力によって３相交流モータ２７が駆
動される。
０は、電流指令１１、差分演算器１２ａ、１２ｂ、電流
制御器１３、低域通過フィルタ１４、３相演算部１５、
ＰＷＭ変調部１６および電流センサ１７ａ、１７ｂから
構成されている。直流電源２５により供給される直流電
力を交流電力に変換するインバータ２１がこのインバー
タ制御装置１０によって制御され、インバータ２１によ
り変換される交流電力によって３相交流モータ２７が駆
動される。
【００１６】電流指令１１は、位相が異なった２相の正
弦波信号を発生させる信号源であり、この電流指令１１
から発生した２相の正弦波信号が差分演算器１２ａ、ｂ
に送られる。この差分演算器１２ａ、ｂでは、後述する
電流センサ１７ａ、ｂにより検出された電流信号と、電
流指令１１から出力される２相の正弦波信号との差分演
算が各相について行われるように差分演算器１２ａと電
流センサ１７ａ、および差分演算器１２ｂと電流センサ
１７ｂがそれぞれ接続されている。これにより、フィー
ドバックループが構成されている。そして、この差分演
算器１２ａ、ｂによって演算処理された２相の正弦波信
号が電流制御器１３に送られる。
弦波信号を発生させる信号源であり、この電流指令１１
から発生した２相の正弦波信号が差分演算器１２ａ、ｂ
に送られる。この差分演算器１２ａ、ｂでは、後述する
電流センサ１７ａ、ｂにより検出された電流信号と、電
流指令１１から出力される２相の正弦波信号との差分演
算が各相について行われるように差分演算器１２ａと電
流センサ１７ａ、および差分演算器１２ｂと電流センサ
１７ｂがそれぞれ接続されている。これにより、フィー
ドバックループが構成されている。そして、この差分演
算器１２ａ、ｂによって演算処理された２相の正弦波信
号が電流制御器１３に送られる。
【００１７】電流制御器１３では、後述するアルゴリズ
ムによって決定されるフィードバックゲインが差分演算
器１２ａ、ｂより出力された２相の正弦波信号にかけら
れる。これにより、フィードバック制御が行われる。こ
のフィードバックゲインがかけられた２相の正弦波信号
が低域通過フィルタ１４に送られる。低域通過フィルタ
１４は、所定の遮断周波数ｆf 以下の周波数成分を通過
させ、遮断周波数ｆf より大きい周波数成分を遮断する
機能を有し、この低域通過フィルタ１４によって例えば
ＰＷＭ変調部１６内で発生する三角波等の不要な周波数
成分が除去される。この遮断周波数ｆf は後述するよう
に電流指令１１から発生する２相の正弦波信号の基本周
波数に従って変化する可変可能な周波数である。この低
域通過フィルタ１４により不要な信号成分が除去された
２相の正弦波信号は３相演算部１５に送られる。
ムによって決定されるフィードバックゲインが差分演算
器１２ａ、ｂより出力された２相の正弦波信号にかけら
れる。これにより、フィードバック制御が行われる。こ
のフィードバックゲインがかけられた２相の正弦波信号
が低域通過フィルタ１４に送られる。低域通過フィルタ
１４は、所定の遮断周波数ｆf 以下の周波数成分を通過
させ、遮断周波数ｆf より大きい周波数成分を遮断する
機能を有し、この低域通過フィルタ１４によって例えば
ＰＷＭ変調部１６内で発生する三角波等の不要な周波数
成分が除去される。この遮断周波数ｆf は後述するよう
に電流指令１１から発生する２相の正弦波信号の基本周
波数に従って変化する可変可能な周波数である。この低
域通過フィルタ１４により不要な信号成分が除去された
２相の正弦波信号は３相演算部１５に送られる。
【００１８】３相演算部１５では２相の正弦波信号を足
し合わせ極性を反転することにより第３の相を演算し、
３相からなる正弦波信号を発生させている。この３相の
正弦波信号はゲートドライバ回路を有するＰＷＭ変調部
１６に送られ、パルス幅変調をかけられることで３相の
スイッチング信号に変換される。そして、この３相のス
イッチング信号はＰＷＭ変調部１６のゲートドライバ回
路で増幅された後、インバータ２１に出力される。
し合わせ極性を反転することにより第３の相を演算し、
３相からなる正弦波信号を発生させている。この３相の
正弦波信号はゲートドライバ回路を有するＰＷＭ変調部
１６に送られ、パルス幅変調をかけられることで３相の
スイッチング信号に変換される。そして、この３相のス
イッチング信号はＰＷＭ変調部１６のゲートドライバ回
路で増幅された後、インバータ２１に出力される。
【００１９】インバータ２１は、直流電源２５から供給
される直流電力をオンオフ制御することによって交流電
力に変換する装置であり、スイッチング素子であるトラ
ンジスタ２２ａ〜ｆおよびダイオード２３ａ〜ｆから構
成されている。そして、前述したＰＷＭ変調部１６から
出力される３相の各スイッチング信号がトランジスタ２
２ａ〜ｆのベース端子にそれぞれ印加されることによ
り、トランジスタ２２ａ〜ｆのスイッチング制御を行っ
ている。このインバータ２１からは３相交流モータ２７
の各端子に印加される３相の駆動信号が出力されてい
る。この３相の駆動信号のうち２相の駆動信号について
の電流変化を検出するため、電流センサ１７ａ、ｂが設
けられている。この電流センサ１７ａ、ｂから出力され
る電流信号は前述した差分演算器１７ａ、ｂに出力さ
れ、フィードバックループが構成されている。
される直流電力をオンオフ制御することによって交流電
力に変換する装置であり、スイッチング素子であるトラ
ンジスタ２２ａ〜ｆおよびダイオード２３ａ〜ｆから構
成されている。そして、前述したＰＷＭ変調部１６から
出力される３相の各スイッチング信号がトランジスタ２
２ａ〜ｆのベース端子にそれぞれ印加されることによ
り、トランジスタ２２ａ〜ｆのスイッチング制御を行っ
ている。このインバータ２１からは３相交流モータ２７
の各端子に印加される３相の駆動信号が出力されてい
る。この３相の駆動信号のうち２相の駆動信号について
の電流変化を検出するため、電流センサ１７ａ、ｂが設
けられている。この電流センサ１７ａ、ｂから出力され
る電流信号は前述した差分演算器１７ａ、ｂに出力さ
れ、フィードバックループが構成されている。
【００２０】次に、前述したインバータ制御装置１０の
構成を制御するソフトウェアのアルゴリズムを図２に基
づいて説明する。図２に示すアルゴリズムは、ステップ
５２〜ステップ５７の各ステップが制御周期Ｔc で繰返
され、ステップ５１、ステップ５８、ステップ５９によ
りその制御周期Ｔc が演算されている。この制御周期Ｔ
c が前述した図１に示すインバータ制御装置１０のフィ
ードバック制御の周期になり、ここで説明する各処理は
ｉ回目のフィードバック制御のために行われるフィード
バック演算である。
構成を制御するソフトウェアのアルゴリズムを図２に基
づいて説明する。図２に示すアルゴリズムは、ステップ
５２〜ステップ５７の各ステップが制御周期Ｔc で繰返
され、ステップ５１、ステップ５８、ステップ５９によ
りその制御周期Ｔc が演算されている。この制御周期Ｔ
c が前述した図１に示すインバータ制御装置１０のフィ
ードバック制御の周期になり、ここで説明する各処理は
ｉ回目のフィードバック制御のために行われるフィード
バック演算である。
【００２１】ステップ５１では、前述した電流指令１１
から出力される正弦波信号の指令周波数のうちの最小周
波数を基準周波数ｆ1 として読込む。この基準周波数ｆ
1 は、後述する制御周期Ｔc の演算に用いられる。ここ
で、指令周波数は、特許請求の範囲に記載の「基本周波
数」に相当する。次のステップ５２では電流指令１１か
ら出力される電流指令Ｉi * の読込みが行われ、さらに
ステップ５３では電流センサ１７ａ、ｂにより検出され
る相電流Ｉi が読込まれる。このステップ５２、５３で
読込まれた電流指令Ｉi * および相電流Ｉi は、ステッ
プ５４によって差分演算器１２ａ、ｂにより各相ごとに
差分演算され、差分値（Ｉi * −Ｉi ）が求められる。
そして、電流制御器１３によってフィードバックゲイン
Ｇがこの差分値（Ｉi * −Ｉi ）にかけられる。すなわ
ち、電流制御器１３の出力をＶn 、ＰＷＭ変調部１６に
よりパルス幅変調する電圧指令をＶi とすると、次の式
（１）で表されるフィードバック演算がステップ５５で
行われる。ここで、電流指令Ｉi * は特許請求の範囲に
記載の「出力指令値」に相当し、相電流Ｉi は特許請求
の範囲に記載の「出力検出値」に相当する。
から出力される正弦波信号の指令周波数のうちの最小周
波数を基準周波数ｆ1 として読込む。この基準周波数ｆ
1 は、後述する制御周期Ｔc の演算に用いられる。ここ
で、指令周波数は、特許請求の範囲に記載の「基本周波
数」に相当する。次のステップ５２では電流指令１１か
ら出力される電流指令Ｉi * の読込みが行われ、さらに
ステップ５３では電流センサ１７ａ、ｂにより検出され
る相電流Ｉi が読込まれる。このステップ５２、５３で
読込まれた電流指令Ｉi * および相電流Ｉi は、ステッ
プ５４によって差分演算器１２ａ、ｂにより各相ごとに
差分演算され、差分値（Ｉi * −Ｉi ）が求められる。
そして、電流制御器１３によってフィードバックゲイン
Ｇがこの差分値（Ｉi * −Ｉi ）にかけられる。すなわ
ち、電流制御器１３の出力をＶn 、ＰＷＭ変調部１６に
よりパルス幅変調する電圧指令をＶi とすると、次の式
（１）で表されるフィードバック演算がステップ５５で
行われる。ここで、電流指令Ｉi * は特許請求の範囲に
記載の「出力指令値」に相当し、相電流Ｉi は特許請求
の範囲に記載の「出力検出値」に相当する。
【００２２】 Ｖn ＝ Ｇ（Ｉi * −Ｉi ） ・・・ （１） このフィードバック演算が行われた後、次の式（２）で
表されるアルゴリズムにより実現される低域通過フィル
タ１４にＶn を通過させる（ステップ５６）。 Ｖi ＝ ｛（Ｎ−１）Ｖi-1 ＋Ｖn ｝／Ｎ ・・・ （２） すると、この低域通過フィルタ１４のフィルタ特性ｇ
(t）および遮断周波数ｆ f は、次の式（３）、（４）で
それぞれ表されることになる。ここで、式（２）〜
（４）に示すＮは、指令周波数に対して所望の次数の高
調波成分までを通すように設定するパラメータである。
表されるアルゴリズムにより実現される低域通過フィル
タ１４にＶn を通過させる（ステップ５６）。 Ｖi ＝ ｛（Ｎ−１）Ｖi-1 ＋Ｖn ｝／Ｎ ・・・ （２） すると、この低域通過フィルタ１４のフィルタ特性ｇ
(t）および遮断周波数ｆ f は、次の式（３）、（４）で
それぞれ表されることになる。ここで、式（２）〜
（４）に示すＮは、指令周波数に対して所望の次数の高
調波成分までを通すように設定するパラメータである。
【００２３】 ｇ(t）＝ exp(ｊ２πｔ／ＮＴc ） ・・・ （３） ｆf ＝ ２π／（ＮＴc ） ・・・ （４） そのため、式（４）から指令周波数が２倍になったとき
は制御周期Ｔc を１／２に設定すれば低域通過フィルタ
１４の遮断周波数ｆf が２倍になり、指令周波数が３倍
になったときは制御周期Ｔc を１／３に設定すれば低域
通過フィルタ１４の遮断周波数ｆf が３倍になることが
判る。したがって、指令周波数に応じて後述する制御周
期Ｔc の設定を変化させることで容易に低域通過フィル
タ１４の遮断周波数が可変できる。
は制御周期Ｔc を１／２に設定すれば低域通過フィルタ
１４の遮断周波数ｆf が２倍になり、指令周波数が３倍
になったときは制御周期Ｔc を１／３に設定すれば低域
通過フィルタ１４の遮断周波数ｆf が３倍になることが
判る。したがって、指令周波数に応じて後述する制御周
期Ｔc の設定を変化させることで容易に低域通過フィル
タ１４の遮断周波数が可変できる。
【００２４】前述した所望の次数の高調波成分以下の周
波数成分を通過させる低域通過フィルタ１４の処理が行
われた後、ＰＷＭ変調部１６によってパルス幅変調がか
けられ（ステップ５７）、インバータ２１を構成するト
ランジスタ２２ａ〜ｆをオンオフ制御するスイッチング
信号が生成される。ここで、スイッチング信号は特許請
求の範囲に記載の「制御信号」に相当する。
波数成分を通過させる低域通過フィルタ１４の処理が行
われた後、ＰＷＭ変調部１６によってパルス幅変調がか
けられ（ステップ５７）、インバータ２１を構成するト
ランジスタ２２ａ〜ｆをオンオフ制御するスイッチング
信号が生成される。ここで、スイッチング信号は特許請
求の範囲に記載の「制御信号」に相当する。
【００２５】ステップ５８、５９では制御周期Ｔc の演
算を行うため、ステップ５８で指令周波数ｆ2 を読込ん
だ後、ステップ５９で次の式（５）の演算を行う。ここ
で、Ｔは指令周波数が基準周波数ｆ1 のときの制御基準
周期を示し、Ｔ0 はステップ５８、５９の各処理時間の
和を示す。 Ｔc ＝ Ｔｆ1 ／ｆ2 −Ｔ0 ・・・ （５） ステップ５８、５９で算出したＴc 期間だけ処理を待
ち、Ｔc 期間経過後、ステップ５２に移行する。これに
より、前述したフィードバック演算が指令周波数に応じ
た制御周期Ｔc で行われ、指令周波数に応じた遮断周波
数ｆf が低域通過フィルタ１４に設定されることにな
る。
算を行うため、ステップ５８で指令周波数ｆ2 を読込ん
だ後、ステップ５９で次の式（５）の演算を行う。ここ
で、Ｔは指令周波数が基準周波数ｆ1 のときの制御基準
周期を示し、Ｔ0 はステップ５８、５９の各処理時間の
和を示す。 Ｔc ＝ Ｔｆ1 ／ｆ2 −Ｔ0 ・・・ （５） ステップ５８、５９で算出したＴc 期間だけ処理を待
ち、Ｔc 期間経過後、ステップ５２に移行する。これに
より、前述したフィードバック演算が指令周波数に応じ
た制御周期Ｔc で行われ、指令周波数に応じた遮断周波
数ｆf が低域通過フィルタ１４に設定されることにな
る。
【００２６】ここで、インバータ制御装置１０を上述し
たアルゴリズムに従い制御したときの低域通過フィルタ
１４の遮断周波数ｆf の設定状態を図３および図５に基
づいて説明する。図３(a) および図５(a) に示すよう
に、電流指令１１から出力される正弦波信号の指令周波
数がｆ1 に設定されているとき、この電流指令１１から
出力される正弦波信号をＰＷＭ変調した信号には、指令
周波数ｆ1 の奇数倍の高調波が含まれる。つまり、指令
周波数ｆ1 の３倍の周波数３ｆ1 に３次高調波が現れ、
５倍の周波数５ｆ1 に５次高調波が現れ、７倍の周波数
７ｆ1 に７次高調波が現れる。一般に、次数が高くなる
につれて信号強度が徐々に弱くなる。図３(a) および図
５(a) では、１１次高調波まで現れている。
たアルゴリズムに従い制御したときの低域通過フィルタ
１４の遮断周波数ｆf の設定状態を図３および図５に基
づいて説明する。図３(a) および図５(a) に示すよう
に、電流指令１１から出力される正弦波信号の指令周波
数がｆ1 に設定されているとき、この電流指令１１から
出力される正弦波信号をＰＷＭ変調した信号には、指令
周波数ｆ1 の奇数倍の高調波が含まれる。つまり、指令
周波数ｆ1 の３倍の周波数３ｆ1 に３次高調波が現れ、
５倍の周波数５ｆ1 に５次高調波が現れ、７倍の周波数
７ｆ1 に７次高調波が現れる。一般に、次数が高くなる
につれて信号強度が徐々に弱くなる。図３(a) および図
５(a) では、１１次高調波まで現れている。
【００２７】指令周波数がｆ1 であるときの低域通過フ
ィルタ１４の遮断周波数ｆf は、例えばＰＷＭ変調部１
６内で発生する三角波等の不要な周波数成分を除去可能
な周波数、かつフィードバックループによって打消した
い高調波成分に対応する調波成分が除去されない周波数
に設定される。図３(a) では、周波数ｆ1 の５次高調波
５ｆ1 まで通過可能な遮断周波数ｆf に低域通過フィル
タ１４が設定されている。
ィルタ１４の遮断周波数ｆf は、例えばＰＷＭ変調部１
６内で発生する三角波等の不要な周波数成分を除去可能
な周波数、かつフィードバックループによって打消した
い高調波成分に対応する調波成分が除去されない周波数
に設定される。図３(a) では、周波数ｆ1 の５次高調波
５ｆ1 まで通過可能な遮断周波数ｆf に低域通過フィル
タ１４が設定されている。
【００２８】ここで、図３(b) に示すように、３相交流
モータ２７の回転数を高くするため、指令周波数をｆ1
の２倍の周波数ｆ2 に設定すると、指令周波数ｆ2 に対
して３次高調波３ｆ2 、５次高調波５ｆ2 が現れる。ま
たここで、図５(b) に示すように、遮断周波数ｆf が固
定してある場合は、周波数ｆ2 の３次高調波３ｆ2 およ
び５次高調波５ｆ2 が低域通過フィルタによって減衰さ
れることになる。つまり、指令周波数が高くなるとフィ
ードバックループの通過周波数帯域が打消したい高調波
成分を含むことができなくなり、フィードバック制御で
高調波成分が除去できないという問題を生ずる。
モータ２７の回転数を高くするため、指令周波数をｆ1
の２倍の周波数ｆ2 に設定すると、指令周波数ｆ2 に対
して３次高調波３ｆ2 、５次高調波５ｆ2 が現れる。ま
たここで、図５(b) に示すように、遮断周波数ｆf が固
定してある場合は、周波数ｆ2 の３次高調波３ｆ2 およ
び５次高調波５ｆ2 が低域通過フィルタによって減衰さ
れることになる。つまり、指令周波数が高くなるとフィ
ードバックループの通過周波数帯域が打消したい高調波
成分を含むことができなくなり、フィードバック制御で
高調波成分が除去できないという問題を生ずる。
【００２９】これに対し、上述したアルゴリズムに従い
低域通過フィルタ１４の遮断周波数ｆf を可変すること
で、指令周波数が最小周波数ｆ1 であるときに設定した
次数までの高調波成分を通過させることができる。すな
わち、図３(b) に示すように、指令周波数が最小周波数
ｆ1 の２倍の周波数ｆ2 に設定されると、低域通過フィ
ルタ１４の遮断周波数も指令周波数ｆ1 のときに設定さ
れていた遮断周波数ｆ f の２倍の遮断周波数２ｆf に設
定されることから、この遮断周波数２ｆf より低い周波
数に位置する指令周波数ｆ2 の３次高調波３ｆ2 および
５次高調波５ｆ 2 を通過させることができる。これによ
り、指令周波数の上下動にかかわらず指令周波数に対す
る所定の次数までの高調波を通過させることが可能な遮
断周波数を有する低域通過フィルタ１４を実現すること
ができ、フィードバックループの通過周波数帯域に打消
したい高調波成分に対応する調波成分まで含ませること
ができる。したがって、３相交流モータ２７の回転数の
広範囲な変化にかかわらず、フィードバックループの周
波数帯域に打消したい高調波成分まで含むことができる
効果がある。
低域通過フィルタ１４の遮断周波数ｆf を可変すること
で、指令周波数が最小周波数ｆ1 であるときに設定した
次数までの高調波成分を通過させることができる。すな
わち、図３(b) に示すように、指令周波数が最小周波数
ｆ1 の２倍の周波数ｆ2 に設定されると、低域通過フィ
ルタ１４の遮断周波数も指令周波数ｆ1 のときに設定さ
れていた遮断周波数ｆ f の２倍の遮断周波数２ｆf に設
定されることから、この遮断周波数２ｆf より低い周波
数に位置する指令周波数ｆ2 の３次高調波３ｆ2 および
５次高調波５ｆ 2 を通過させることができる。これによ
り、指令周波数の上下動にかかわらず指令周波数に対す
る所定の次数までの高調波を通過させることが可能な遮
断周波数を有する低域通過フィルタ１４を実現すること
ができ、フィードバックループの通過周波数帯域に打消
したい高調波成分に対応する調波成分まで含ませること
ができる。したがって、３相交流モータ２７の回転数の
広範囲な変化にかかわらず、フィードバックループの周
波数帯域に打消したい高調波成分まで含むことができる
効果がある。
【００３０】（第２実施例）本発明のインバータ制御装
置を３相交流モータに適用した第２実施例を図４に示
す。第１実施例と実質的に同一の構成部分については同
一符号を付す。図４に示す第２実施例は、電流フィード
バック制御にｄ−ｑ軸座標を用いた例である。インバー
タ制御装置３０は、ｄ−ｑ軸上の直流電流指令３１、差
分演算器３２ａ、ｂ、電流制御器３３、３相変換器３
４、低域通過フィルタ３５、ＰＷＭ変調部１６、電流セ
ンサ１７およびｄ−ｑ変換器３７から構成されている。
置を３相交流モータに適用した第２実施例を図４に示
す。第１実施例と実質的に同一の構成部分については同
一符号を付す。図４に示す第２実施例は、電流フィード
バック制御にｄ−ｑ軸座標を用いた例である。インバー
タ制御装置３０は、ｄ−ｑ軸上の直流電流指令３１、差
分演算器３２ａ、ｂ、電流制御器３３、３相変換器３
４、低域通過フィルタ３５、ＰＷＭ変調部１６、電流セ
ンサ１７およびｄ−ｑ変換器３７から構成されている。
【００３１】そして、第１実施例と同様、このインバー
タ制御装置３０によって直流電源２５により供給される
直流電力を交流電力に変換するインバータ２１が制御さ
れ、このインバータ２１により変換される交流電力によ
って３相交流モータ２７が駆動される。また、低域通過
フィルタ３５の遮断周波数は、図２に基づいて前述した
アルゴリズムによって第１実施例と同様に設定される。
タ制御装置３０によって直流電源２５により供給される
直流電力を交流電力に変換するインバータ２１が制御さ
れ、このインバータ２１により変換される交流電力によ
って３相交流モータ２７が駆動される。また、低域通過
フィルタ３５の遮断周波数は、図２に基づいて前述した
アルゴリズムによって第１実施例と同様に設定される。
【００３２】このインバータ制御装置３０は、直流電流
指令３１、ｄ−ｑ変換器３７、差分演算器３２ａ、ｂお
よび電流制御器３３からなる電流フィードバック制御系
にｄ−ｑ軸座標を用いていることから、ｄ−ｑ軸電流制
御において３相交流の諸量をｄ−ｑ軸に座標変換して制
御することができる。この第２実施例でも、第１実施例
と同様の効果が得られる。
指令３１、ｄ−ｑ変換器３７、差分演算器３２ａ、ｂお
よび電流制御器３３からなる電流フィードバック制御系
にｄ−ｑ軸座標を用いていることから、ｄ−ｑ軸電流制
御において３相交流の諸量をｄ−ｑ軸に座標変換して制
御することができる。この第２実施例でも、第１実施例
と同様の効果が得られる。
【図１】本発明の第１実施例によるインバータ制御装置
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図２】第１実施例のインバータ制御装置の制御を示す
フローチャト図である。
フローチャト図である。
【図３】第１実施例のインバータ制御装置より発生する
高調波に対するフィルタの遮断周波数を示す周波数特性
図である。
高調波に対するフィルタの遮断周波数を示す周波数特性
図である。
【図４】本発明の第２実施例によるインバータ制御装置
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図５】従来の比較例によるインバータ制御装置より発
生する高調波に対するフィルタの遮断周波数を示す周波
数特性図である。
生する高調波に対するフィルタの遮断周波数を示す周波
数特性図である。
１０、３０ インバータ制御装置 １１ 電流指令 （出力指令演算
手段） １２ａ、１２ｂ、３２ａ、３２ｂ 差分演算器 （制御信号演算手段） １３、３３ 電流制御器 （制御信号演算
手段） １４、３５ 低域通過フィルタ １５ ３相演算部 （制御信号演算
手段） １６ ＰＷＭ変調部 （制御信号演算
手段） １７ａ、１７ｂ 電流センサ （出力検出手
段） ２１ インバータ ２５ 直流電源 ２７ ３相交流モータ （負荷） ３１ 直流電流指令 （出力指令演算
手段） ３４ ３相変換器 （制御信号演算
手段） ３７ ｄ−ｑ変換器 （制御信号演算
手段）
手段） １２ａ、１２ｂ、３２ａ、３２ｂ 差分演算器 （制御信号演算手段） １３、３３ 電流制御器 （制御信号演算
手段） １４、３５ 低域通過フィルタ １５ ３相演算部 （制御信号演算
手段） １６ ＰＷＭ変調部 （制御信号演算
手段） １７ａ、１７ｂ 電流センサ （出力検出手
段） ２１ インバータ ２５ 直流電源 ２７ ３相交流モータ （負荷） ３１ 直流電流指令 （出力指令演算
手段） ３４ ３相変換器 （制御信号演算
手段） ３７ ｄ−ｑ変換器 （制御信号演算
手段）
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電力を交流電力に変換しこの交流電
力により負荷を駆動するインバータ制御装置であって、 前記負荷への電流を出力検出値として検出する出力検出
手段と、 前記負荷への出力指令値を演算する出力指令演算手段
と、 前記出力指令値と前記出力検出値との差分値に基づいて
フィードバック制御する制御信号を前記出力検出値の検
出周期に同期して演算し、可変可能な遮断周波数を有す
る低域通過フィルタを介して前記制御信号により制御す
る制御信号演算手段とを備えることを特徴とするインバ
ータ制御装置。 - 【請求項２】 前記遮断周波数は、前記負荷に出力され
る出力の基本周波数に比例して変化することを特徴とす
る請求項１記載のインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7117009A JPH08317658A (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7117009A JPH08317658A (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | インバータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08317658A true JPH08317658A (ja) | 1996-11-29 |
Family
ID=14701206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7117009A Pending JPH08317658A (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | インバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08317658A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005160243A (ja) * | 2003-11-27 | 2005-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ制御装置 |
| US8143833B2 (en) | 2005-08-02 | 2012-03-27 | Atlas Copco Airpower N.V. | Processing unit |
| JP2014533486A (ja) * | 2011-11-15 | 2014-12-11 | シュネーデル、トウシバ、インベーター、ヨーロッパ、ソシエテ、パル、アクション、セプリフエＳｃｈｎｅｉｄｅｒ Ｔｏｓｈｉｂａ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ｅｕｒｏｐｅ Ｓａｓ | 電気負荷に印加される電圧を補正する制御方法及びシステム |
| JP2016025671A (ja) * | 2014-07-16 | 2016-02-08 | ダイキン工業株式会社 | 制御装置 |
| WO2024127725A1 (ja) * | 2022-12-15 | 2024-06-20 | 日立Astemo株式会社 | モータ制御装置および電気駆動車両 |
-
1995
- 1995-05-16 JP JP7117009A patent/JPH08317658A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005160243A (ja) * | 2003-11-27 | 2005-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ制御装置 |
| US8143833B2 (en) | 2005-08-02 | 2012-03-27 | Atlas Copco Airpower N.V. | Processing unit |
| JP2014533486A (ja) * | 2011-11-15 | 2014-12-11 | シュネーデル、トウシバ、インベーター、ヨーロッパ、ソシエテ、パル、アクション、セプリフエＳｃｈｎｅｉｄｅｒ Ｔｏｓｈｉｂａ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ｅｕｒｏｐｅ Ｓａｓ | 電気負荷に印加される電圧を補正する制御方法及びシステム |
| JP2016025671A (ja) * | 2014-07-16 | 2016-02-08 | ダイキン工業株式会社 | 制御装置 |
| WO2024127725A1 (ja) * | 2022-12-15 | 2024-06-20 | 日立Astemo株式会社 | モータ制御装置および電気駆動車両 |
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