JPH08293796A - デジタル・アナログ変換装置 - Google Patents
デジタル・アナログ変換装置Info
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- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
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Abstract
ナログ的動作部とデジタル的動作部とを含めた装置全体
として低減する。 【構成】電源マトリクス方式におけるデジタル・アナロ
グ変換装置であって、非動作時の消費電流を低減する制
御回路を備えた演算増幅器1と電流切り換え回路部2を
含み、この演算増幅器1の出力信号を用いて、定電流源
素子P9を制御する。デジタル・アナログ変換装置が非
動作状態のとき、電流制御信号により演算増幅器1の貫
通電流を遮断し増幅器の出力端子をプルアップ状態とす
る。従って定電流源素子P9もプルアップ状態となり定
電流源素子P9の電流を遮断するので、デジタル・アナ
ログ変換装置の動作不要時においてアナログ的動作部は
もとよりデジタル動作部に至るまで消費電流の低減を行
うことができる。
Description
装置に係わり、特に定電流源を制御する演算増幅器を含
む電流マトリクス方式によるデジタル・アナログ変換装
置に関する。
ル・アナログ変換の方式としては電流マトリスク方式が
知られている。この電流マトリスク方式とは、単位定電
流を供給する定電流回路と、定電流回路からの電流経路
を切り換える電流切り換え回路からなる単位定電流セル
を所望の数だけ並列に接続し、与えられたデジタル値に
対応する所望の電流値にするために複数の定電流回路の
電流を加算して出力する方式である。
ために出力電流の加算時には電流を出力し、出力電流の
非加算時には電流を例えば接地電位へ流すような構成に
なっている。そのため、アナログ出力を必要としない場
合においても定電流回路は電流を流し続けており消費電
流は低減できない。そこで、消費電流を低減する方式の
一例が特開平2−311025号公報に記載されてい
る。同公報記載のデジタル・アナログ変換回路を示した
図5を参照すると、電源電位VDDに接続されたPチャ
ネル型トランジスタ(以下、PMOSトランジスタと称
す)からなる定電流源素子P9とアナログ信号出力線L
1およびアナログ信号出力線L2との間にそれぞれ接続
されたPMOSトランジスタからなる電流切り換え素子
P10およびP11とからなる単位定電流セル21a〜
21cが並列接続されている。
2はそれぞれ非電流加算時に電流出力を遮断する電流制
御素子P12およびP13を介して出力端子に接続さ
れ、そのゲート電極はそれぞれ消費電力低減切り換え端
子PDに接続されている。
端子Vrefに接続され、単位電流セル21a〜21c
の電流切り換え素子P10およびP11のゲート電極に
は、入力端子DIN1〜3に供給されるデジタル信号が
それぞれ相補信号発生回路41a〜41cで生成された
相補信号出力がそれぞれ接続されている。
相補出力端子OUT2は電圧出力を得るときには抵抗素
子R3およびR4で接地電位にそれぞれ接続される。
路において消費電流の低減を行うには、全ての電流切り
換え素子P10およびP11の出力電流経路L1および
L2にアナログ出力端子OUT1およびアナログ相補出
力端子OUT2間を非導通とする電流制御ゲートP12
およびP13を設けることで、定電流源素子P9からの
電流経路を遮断している。
平2−311027号公報に記載されている。同公報記
載のデジタル・アナログ変換回路を示した図6を参照す
ると、上述した一例との相違点は、相補信号発生回路4
1a〜41cで生成された相補信号出力がそれぞれ論理
和回路51a〜51fで端子PDに供給される消費電力
低減切り換え信号と論理がとられその出力信号が単位電
流セル21a〜21cの電流切り換え素子P10および
P11のゲート電極に供給されていることである。
〜DIN3から供給されたデジタル信号から相補信号発
生回路41a〜41cが発生した互いに相補な関係にあ
る2本の信号は、論理和回路51a〜51fを通して電
流切り換え回路21a〜21cへ供給される。ここで論
理和回路51a〜51fの他方の入力端子に端子PDか
らの消費電力低減切り換え信号をアクティブにして供給
することにより、相補な関係にあるその出力信号を一斉
に論理レベルのハイレベルに変化させ電流切り換え回路
21a〜21cの電流切り換え素子P10およびP11
の両方を非導通状態にする。これにより定電流源素子P
9の電流がそれぞれ遮断され、消費電流が低減され
る。。
ル・アナログ変換回路では、電流切り換え回路に電流制
御ゲートを付加することにより、電流切り換え回路を非
導通として定電流の低減を行っているために、所望する
単位定電流セルの個数分に、それぞれ電流制御ゲートが
必要であり、多数bitのデジタル信号入力になれば素
子の増加は(2n−1)倍で増加することになる(n=
bit数)。
される参照電圧により導通状態であるにもかかわらず、
消費電力低減切り換え信号をアクティブにして電流経路
が非導通であるためにリーク電流の増加をまねく。
らの電流を遮断することにおいてのみ対策を実施してい
るために、デジタル・アナログ変換回路全体としては低
減されておらず、システムを考慮した対策としては不十
分である。
装置での消費電流の低減を素子の増加を少くし、かつデ
ジタル・アナログ変換装置全体として低減することにあ
る。
ログ変換装置の特徴は、高位側電源電位に接続される第
1導電型の定電流源素子とこの素子の出力端子に並列接
続される複数の電流切り換え素子とからなり、これらの
電流切り換え素子のゲート電極に供給される複数のデジ
タル信号を用いて前記第1導電型の定電流源素子から供
給される電流を選択することにより、それぞれ前記デジ
タル信号に対応した電流出力とする第1の電流切り換え
手段からなる第1の単位電流セル回路を備え、前記第1
の単位電流セル回路が複数個並列接続されたデジタル・
アナログ変換装置において、前記第1導電型の定電流源
素子の電流量を制御する演算増幅器を備えるとともに、
この演算増幅器が外部から供給される電流制御信号に応
答して貫通電流を遮断する電流遮断手段を有し、前記複
数のデジタル信号の一方極性とインバータで反転された
他方極性の信号がそれぞれ前記複数の第1の単位電流セ
ル回路ごとに供給されることにある。
2つの信号入力端にそれぞれ供給される信号の電圧差分
を増幅する差動増幅部とその定電流源のバイアス電圧を
供給する基準電圧回路部と前記差動増幅部の出力をさら
に増幅して出力する出力回路部とからなる演算増幅器で
あって、前記基準電圧回路部の貫通電流を遮断する第1
の制御回路と、前記差動増幅部の定電流源の電流を遮断
する第2の制御回路と、前記出力回路部の貫通電流を遮
断しかつその出力端を高位側電源電位に接続する第3の
制御回路とをそれぞれ備え、この第3の制御回路は前記
電流制御信号の一方極性の信号で、前記第1および第2
の制御回路は前記電流制御信号の他方極性の信号で、そ
れぞれ所定の制御動作をすることができる。
回路を有する前記演算増幅器は、高位側源電位にソース
電極がそれぞれ接続されてミラー回路を形成する第1お
よび第2の第1導電型トランジスタからなるトランジス
タ対のうち、ダイオード接続された前記第1の第1導電
型トランジスタのドレイン電極と低位側電源電位にダイ
オード接続された第1の第2導電型トランジスタのドレ
イン電極との間に第2の第2導電型トランジスタからな
る前記第1の制御回路が挿入され、かつ前記トランジス
タ対の共通接続されたゲート電極と高位側電源電位との
間に第3の第1導電型トランジスタのからなる前記第2
の制御回路が挿入された前記基準電圧回路部と、低位側
源電位にソース電極がそれぞれ接続されてミラー回路を
形成する前記第3および第4の第2導電型トランジスタ
のそれぞれのドレイン電極と前記第2の第1導電型トラ
ンジスタのドレイン電極との間に第4および第5の第1
導電型トランジスタがそれぞれ接続され、かつ前記第4
および前記第5の第1導電型トランジスタにはそれぞれ
第1および第2の入力信号が供給される前記差動増幅器
と、高位側電源電位および低位側電源電位間に第6の第
1導電型トランジスタおよび第5の第2導電型トランジ
スタが直列接続で挿入されてその直列接続点を出力端と
し、かつこの第5の第2導電型トランジスタのゲート電
極と前記第5の第1導電型トランジスタのドレイン電極
との接続点と低位側電源電位との間に第6の第2導電型
トランジスタが挿入されるとともに前記第6の第1導電
型トランジスタと並列に第7の第1導電型トランジスタ
からなる第3の制御回路が挿入された前記出力回路部と
からなり、前記電流制御信号が前記第6の第2導電型ト
ランジスタのゲート電極に供給され、前記電流制御信号
が第8の第1導電型トランジスタおよび第7の第2導電
型トランジスタからなるインバータにより反転されて前
記第3および第7の第1導電型トランジスタと第6の第
2導電型トランジスタのゲート電極とにそれぞれ供給さ
れる構成からなる。
ち前記他方極性の信号に換えて所定の定電圧回路の出力
電圧がそれぞれ供給され、この電圧回路は高位側電源電
位および低位側電源電位間に複数の抵抗素子を直列接続
した抵抗分圧回路と第4の制御回路とが直列接続で挿入
されてなり、前記第4の制御回路は前記電流制御信号に
応答して前記抵抗分圧回路の電流遮断動作をすることが
できる。
のデジタル信号のそれぞれが、前記電流制御信号との論
理和回路を介してデコーダ回路にそれぞれ供給されると
ともに、デコーダ回路で前記クロック信号に同期して変
換出力された信号が前記一方極性の信号として前記単位
電流セル回路に供給される。
電が互に入れ換えて供給され、かつ前記第1の単位電流
セル回路に換えて第2の単位電流セル回路が用いられ、
この第2の単位電流セル回路は低位側電源電位に接続さ
れる第2導電型の定電流源素子とこの素子の電流入力端
子に並列接続される複数の電流切り換え素子とからな
り、これら複数の電流切り換え素子の電流出力端にそれ
ぞれ供給される電流を前記複数のデジタル信号を用いて
選択することによってそれぞれ前記デジタル信号に対応
する電流出力とし、この電流出力を前記定電流源素子に
供給する第2の電流切り換え手段を有する前記第2の単
位電流セル回路からなり、さらに、前記演算増幅器の前
記第1および前記第2導電型トランジスタを互に他方の
導電型トランジスタに置き換えることもできる。
負荷条件により前記出力回路の出力端子を低位電源電位
にプルダウンすることもできる。
ながら説明する。
で適用する本発明の演算増幅器である。図1を参照する
と、このデジタル・アナログ変換装置は、外部から供給
される電流制御信号に応答して貫通電流を遮断する制御
回路を内蔵しかつ外部から入力端子IN1およびIN2
に供給される2つの入力信号の差電圧を増幅した出力信
号により定電流源素子P9の電流を制御する演算増幅器
1と、電源電位VDDに接続されるPMOSトランジス
タの定電流源素子P9、この素子の電流出力端子となる
ドレイン電極に並列接続される電流切り換え素子P10
およびP11、およびこれらの電流切り換え素子にデジ
タル信号入力端子DIN1〜3を介して供給される複数
のデジタル信号を用いて、定電流源素子P9から供給さ
れる電流を選択的に切り換えてそれぞれ複数のデジタル
信号に対応する電流出力としてアナログ出力端子OUT
1およびアナログ相補出力端子OUT2に出力する単位
定電流セル回路21a〜21cからなる電流切り換え回
路部2とを備え、複数のデジタル信号が単位定電流セル
回路21a〜21cごとにそれぞれ正転およびインバー
タ22a〜22cで反転された両極性で供給されてい
る。
定電流セル回路は3個とし、これらに接続される構成要
素も3個に準じて配置してあるが、この数に限定される
ものではない。
圧回路部、差動増幅部および出力回路部を備え、基準電
圧回路部は、電源電位VDDにソース電極がそれぞれ接
続されてミラー回路を形成するPMOSトランジスタか
らなるトランジスタ対P1およびP2のうち、ダイオー
ド接続されたトランジスタP1のドレイン電極と接地電
位にソース電極が接続されダイオード接続されたNMO
SトランジスタN1のドレイン電極との間にNMOSト
ランジスタN2からなる制御回路10が挿入され、かつ
トランジスタ対P1およびP2の共通接続されたゲート
電極と電源電位VDDとの間にPMOSトランジスタP
3のからなる制御回路11が挿入されている。
電極がそれぞれ接続されてミラー回路を形成するNMO
SトランジスタN3およびN4のそれぞれのドレイン電
極とPMOSトランジスタP2のドレイン電極との間に
PMOSトランジスタP4およびP5がそれぞれ接続さ
れ、かつPMOSトランジスタP4には第1の入力信号
IN1が、PMOSトランジスタP5にはび第2の入力
信号がそれぞれ供給される。
電位GND間にPMOSトランジスタP6およびNMO
SトランジスタN5が直列接続で挿入されてその直列接
続点を出力端OUTとし、かつこのNMOSトランジス
タN5のゲート電極とPMOSトランジスタP5のドレ
イン電極との接続点と接地電位GNDとの間にNMOS
トランジスタN6が挿入されるとともに、PMOSトラ
ンジスタP6と並列にPMOSトランジスタP7からな
る制御回路12が挿入されている。
号はNMOSトランジスタN6のゲート電極に供給さ
れ、かつPMOSトランジスタP8およびNMOSトラ
ンジスタN7からなるインバータにより反転されてNM
OSトランジスタN2とPMOSトランジスタP3とP
7とのゲート電極にそれぞれ供給される構成からなる。
流切り換え回路部2は、入力端子DIN1〜3からのデ
ジタル信号がLレベルのとき、電流切り換え素子P10
が導通状態になって定電流源素子P9からの定電流が加
算されてアナログ相補出力端子OUT2に出力される。
一方、デジタル信号がHレベルのときはインバータ22
a〜22bにより反転されて電流切り換え素子P11が
導通状態になり、加算された電流がアナログ出力端子O
UT1に出力され。
ナログ出力端子OUT1に出力するか、もしくは相補関
係にあるアナログ出力端子OUT2に出力するかを切り
換えている。
り換え素子P10およびP11により、必要とするアナ
ログ量の電流を切り換えてアナログ出力端子OUT1ま
たはアナログ相補出力端子OUT2に加算された電流値
として出力し、デジタル信号量をアナログの電流量へと
変換することができる。
相補出力端子OUT2に出力負荷抵抗を設けることによ
り簡単に電圧値としても出力することが出来る。
電流セル回路21a〜21cに供給することにより、定
電流源素子P9の制御信号として用いている。すなわ
ち、演算増幅器1の出力を制御することにより定電流源
素子9は任意の所望する電流を流すことができ、定電流
値を決定する。
21cは演算増幅器1が動作している間は定電流を流し
続ける。したがって、消費電流は演算増幅器1と全ての
単位定電流セル回路21a〜21cとの電流値となる。
を低減する制御回路が付加されており、以下にその動作
を説明する。
PDにPMOSトランジスタP8およびNMOSトラン
ジスタN7のインバータのしきい値を越える論理レベル
のハイレベル(以下、Hレベルと称す)が与えられると
低消費電流状態となる。逆に、しきい値に満たない論理
レベルのロウレベル(以下、Lレベルと称す)が与えら
れると通常動作状態となる。
と、電流制御端子PDがLレベルであるからインバータ
で反転されたHレベルが供給されるNMOSトランジス
タN2は動作状態となる。すなわちソース・ドレイン間
は導通状態でPMOSトランジスタP1とNMOSトラ
ンジスタN1で決定される基準電圧回路として動作し、
PMOSトランジスタP1のドレイン電極から出力され
る基準電圧VSTは差動増幅回路部のPMOSトランジ
スタP2のゲート電極および出力回路部のPMOSトラ
ンジスタP6のゲート電極に接続される。
タP2は定電流源として動作し、差動増幅回路部は入力
端子IN1およびIN2の差電圧を増幅して、NMOS
トランジスタN4のドレイン電極から出力回路部のNO
MSトランジスタN5のゲート電極に伝達する。出力回
路部は伝達された電圧をさらに増幅して出力端子OUT
に出力する。
スタP7は非動作状態、NMOSトランジスタN6も非
動作状態であるから、差動増幅回路における動作に対し
て従来と同様の動作が行われる。
る。
MOSトランジスタN2のゲート電極はLレベルとなり
NMOSトランジスタN2は非動作状態のため、そのソ
ース・ドレイン電極間は非導通状態でPMOSトランジ
スタP1とNMOSトランジスタN1で決定される基準
電圧回路部は動作せず、PMOSトランジスタP1から
の定電流は流れず消費電流が低減される。
め、基準電圧VSTが電源電位VDDの電位にプルアッ
プされるので、接続されている差動増幅回路部の定電流
源であるPMOSトランジスタP2が非動作状態になり
定電流が流れず差動増幅回路部は動作しない。
OSトランジスタP6が非動作状態になり定電流が流れ
ず消費電流が低減される。
要としない時は、演算増幅器1の消費電流は電流制御端
子PDに供給される電流制御信号によって制御され低減
できることになる。しかし、この状態では出力端子OU
Tはハイ・インピーダンス状態であり次段である出力負
荷条件に左右されやすく不安定である。
電位VDDおよび出力端子OUT間に付加することによ
り、このトランジスタP7が電流制御信号のLレベルに
よって導通状態になるので、出力端子OUTがプルアッ
プされ電源電位VDDの電位に固定される。
ジスタN5を通して接地電位GNDへリーク電流が流れ
るのを防ぐために、NMOSトランジスタN6を付加
し、このトランジスタN6を電流制御信号のHレベルに
より導通状態にすることによって、NMOSトランジス
タN5のゲート電圧がLレベルとなりNMOSトランジ
スタN5が非導通状態になる。よって出力回路部のリー
ク電流を防ぎ出力端子をHレベルに固定して安定した出
力端子状態とする。
び12と電流制御端子PDを備えることにより、制御端
子PDの入力信号条件を設定することによって通常動作
状態と消費電流低減状態を切り換えることが出来、消費
電流低減状態での出力端子OUTの電位も安定にするこ
とが出来る。
しながら第1の実施例の消費電流を低減した状態につい
て説明する。
PDにHレベルの信号供給されているので、演算増幅器
1の出力端子OUTがプルアップ状態になることは上述
した演算増幅器の説明で述べた通りである。したがっ
て、このプルアップされたHレベルが単位電流セル回路
21a〜21cの定電流源素子P9に供給されると、そ
のゲート電極が同じくプルアップ状態となるが、この定
電流源素子P9はPMOSトランジスタであるから非導
通状態になる。
において遮断されるので、電流が低減されることにな
る。
デジタル・アナログ変換装置は、制御端子PDからの電
流制御信号により演算増幅器1と全ての単位定電流セル
回路21a〜21cの消費電流を低減することができ
る。
3を参照すると、第1の実施例との相違点は、電流切り
換え素子の一方のPMOSトランジスタP11に供給し
ていたデジタル信号の反転信号に換えて、別に設けた定
電圧回路23の出力電圧がそれぞれ供給され、この電圧
回路23は、電源電位VDDおよび接地電位GND間に
直列接続で挿入された抵抗素子R1およびR2による分
圧回路と、この分圧回路の接地電位間にさらに制御回路
24が直列接続で接続され、そのNMOSトランジスタ
N8のゲート電極にインバータ25を介して端子PDか
ら電流制御信号が供給され、制御回路24が電流制御信
号に応答して抵抗分圧回路の電流遮断動作をすることで
ある。それ以外の構成は第1の実施例と同様であるか
ら、ここでの構成の説明は省略する。
タル信号で電流切り換えが制御される切り換え制御素子
P10に対し、他方の電流切り換え素子P11は定電圧
回路23から与えられた定電圧をゲート電圧とする。し
たがって、定電圧を与えられたPMOSトランジスタP
11は常時ある状態にて導通動作を行い、その出力はア
ナログ出力端子OUT1に接続される。
素子P10が導通状態の時は、相対するPMOSトラン
ジスタP11のオン抵抗の差でほとんどの定電流がアナ
ログ相補出力端子OUT2へ流れる。この端子は接地電
位GNDに接続して使用するのが一般的であるが、その
ときはほとんどの定電流が接地電位GNDへ流れること
になる。
変え素子P10およびP11は正常に動作する。ただ
し、電流の出力先を切り換える時にアナログ出力端子O
UT1に現われる切り換え雑音は図1の場合よりも低減
することができる。
Dと接地電位GNDとの抵抗分割によって定電圧を出力
している。よって定電圧回路23には常時貫通電流が流
れるため、その対策として制御回路24を付加し、制御
回路24は電流制御端子PDに供給される電流制御信号
よって定電圧回路23の貫通電流を遮断制御する。
いて説明する。電流制御端子PDがHレベルであるか
ら、制御回路24では制御素子としてNMOSトランジ
スタN8を使用しているのでインバータ回路25を介し
て反転出力されLレベル状態でゲート電極に供給される
と、制御回路24のNMOSトランジスタN8が非導通
状態となり、定電圧回路23の貫通電流が遮断され消費
電流が低減される。通常動作状態においては制御回路2
4は導通状態であり、定電圧回路23は必要とする定電
圧を出力することができる。
4を参照すると、第2の実施例との相違点は、切換え素
子P10およびP11の導通非導通を制御するデジタル
信号が、デジタル信号デコード回路3を介して供給され
ており、この回路は、デジタル信号が供給される入力端
子DIN1〜DIN2が論理和回路31a〜31cの一
方の入力端に接続され、他方の入力端子は電流制御端子
PDに共通接続されるとともに、クロック信号が供給さ
れるクロック信号端子CLKが論理和回路31mの一方
の入力端子に接続され、かつ他方の入力端子には端子P
Dが接続されている。これらの論理和回路31a〜31
c、31mの出力端がデコーダ回路32に接続され、そ
の出力端はそれぞれ対応する単位電流セル回路21a〜
21cに接続されていることである。それ以外の構成は
第2の実施例と同様であるからここでの構成の説明は省
略する。
は、デジタル・アナログ変換装置の特にアナログ的要素
の回路ブロックについて消費電流の低減を計った。しか
しながらデジタル信号の入力回路部分であるデジタル回
路ブロックについてはクロック信号、データ信号等が停
止もしくは固定されなければ、デジタル回路ブロックに
入力し続けられることになるので、デジタル回路ブロッ
クの貫通電流は常時流れ続けるため消費電流だ多く、第
3の実施例においてはこのデジタル回路ブロックでの消
費電流について低減を図ったものである。
変換装置は、単位定電流セル回路21a〜21cの電流
切り換え素子P10が、デジタル信号デコード部3でク
ロック信号に同期化されたデジタル信号によってスイッ
チング動作し、制御されている。
端子DIN1〜DIN3からの制御により、所望の数が
配置された単位定電流セル回路21a〜21cの選択信
号としてデコーダ出力端子に出力する。デコーダ出力端
子は電流切り換え素子P10のデジタル入力信号となり
アナログ出力電流を制御する。クロック信号入力端子C
LKにおいても、デコーダ回路32に入力されデコーダ
のタイミング等に使用される。
消費電流低減時の動作を説明する。。
とデコーダ回路32との間に制御回路として論理和回路
31a〜31cを備え、デジタル信号と電流制御端子P
Dからの電流制御信号との論理和をとり、論理和回路3
1a〜31cの出力信号をデコーダ回路32の入力信号
とする。
論理和回路31a〜31cの出力信号は、データ信号の
条件に関わらずHレベルが出力されてデコーダ回路32
に入力され、電流制御端子PDの電位がLレベルに変化
するまで固定データ信号となる。
れる。よって、デジタル信号デコード部3においてデジ
タル信号およびクロック信号の変化に対する貫通電流等
の消費電流の低減を図ることが出来る。
装置において、アナログ的動作部はもとよりデジタル動
作部に至るまで電流制御端子PDの入力条件により、デ
ジタル・アナログ変換装置が非動作状態のときに消費電
流の低減の制御をすることが出来る。
高密度集積回路上に他のデジタル回路を含めたメモリ等
と共に1チップ内に納めた場合、従来はこれら混在する
回路ごとのスタンバイ電流、リーク電流等の測定、選別
を確認するのに多大な工数を要したが、電流制御端子に
電流制御信号を与えてデジタル・アナログ変換装置の消
費電流をカットすることにより、他のデジタル回路のみ
のこれらの特性確認を従来よりもより正確にしかも簡単
に行うことも出来る。
Dおよび接地電位GNDの極性を入れ換え、かつPMO
SトランジスタとNMOSトランジスタとを互に入れ換
えても同様に実現出来る。
クス方式におけるデジタル・アナログ変換装置は、外部
から供給される電流制御信号に応答して貫通電流を遮断
する電流遮手段を含み定電流切り換え回路部における定
電流源素子の電流量を制御する演算増幅器を有し、デジ
タル・アナログ変換装置が非動作時に電流制御信号をア
クティブにして演算増幅器の貫通電流を遮断し、かつそ
のプルアップ出力で電流切り換え回路部の貫通電流をも
遮断するので、非動作時における消費電流を大幅に低減
することが出来る。
される素子も、単位定電流セル回路の数には関係がない
ため、従来よりもはるかに少ない素子数で実現できる。
を高密度集積回路上に他のデジタル回路を含めたメモリ
等と共に1チップ内に納めた場合においても、電流制御
端子に電流制御信号を与えてデジタル・アナログ変換装
置の消費電流をカットすることにより、他のデジタル回
路のみのスタンバイ電流、リーク電流等の測定、選別の
確認を従来よりもより正確にしかも簡単に行うことも出
来る。
実施例の回路図である。
演算増幅器の回路図である。
実施例の回路図である。
実施例の回路図である。
・アナログ変換装置の一例の回路図である。
・アナログ変換装置の他の例の回路図である。
路 32 デコーダ回路 41a〜41c 相補信号発生回路 P1〜P8 PMOSトランジスタ P9 PMOSトランジスタによる定電流源素子 P10,P11 PMOSトランジスタによる電流切
り換え素子 P12,P13 PMOSトランジスタによる電流制
御ゲート N1〜N8 NMOSトランジスタ CLK クロック信号入力端子 DIN1〜DIN3 デジタル信号入力端子 IN1,IN2 信号入力端子 OUT 出力端子 OUT1 アナログ出力端子 OUT2 アナログ相補出力端子 PD 電流制御端子(消費電流低減切り換え端子) Vref 参照電圧端子
Claims (7)
- 【請求項1】 高位側電源電位に接続される第1導電型
の定電流源素子とこの素子の出力端子に並列接続される
複数の電流切り換え素子とからなり、これらの電流切り
換え素子のゲート電極に供給される複数のデジタル信号
を用いて前記第1導電型の定電流源素子から供給される
電流を選択することにより、それぞれ前記デジタル信号
に対応した電流出力とする第1の電流切り換え手段から
なる第1の単位電流セル回路を備え、前記第1の単位電
流セル回路が複数個並列接続された電流マトリクス方式
によるデジタル・アナログ変換装置において、前記第1
導電型の定電流源素子の電流量を制御する演算増幅器を
備えるとともに、この演算増幅器が外部から供給される
電流制御信号に応答して貫通電流を遮断する電流遮断手
段を有し、前記複数のデジタル信号の一方極性とインバ
ータで反転された他方極性の信号がそれぞれ前記複数の
第1の単位電流セル回路ごとに供給されることを特徴と
するデジタル・アナログ変換装置。 - 【請求項2】 前記演算増幅器の電流遮断手段は、2つ
の信号入力端にそれぞれ供給される信号の電圧差分を増
幅する差動増幅部とその定電流源のバイアス電圧を供給
する基準電圧回路部と前記差動増幅部の出力をさらに増
幅して出力する出力回路部とからなる演算増幅器であっ
て、前記基準電圧回路部の貫通電流を遮断する第1の制
御回路と、前記差動増幅部の定電流源の電流を遮断する
第2の制御回路と、前記出力回路部の貫通電流を遮断し
かつその出力端を高位側電源電位に接続する第3の制御
回路とをそれぞれ備え、この第3の制御回路は前記電流
制御信号の一方極性の信号で、前記第1および第2の制
御回路は前記電流制御信号の他方極性の信号で、それぞ
れ所定の制御動作をする請求項1記載のデジタル・アナ
ログ変換装置。 - 【請求項3】 前記第1、第2および第3の制御回路
を有する前記演算増幅器は、高位側源電位にソース電極
がそれぞれ接続されてミラー回路を形成する第1および
第2の第1導電型トランジスタからなるトランジスタ対
のうち、ダイオード接続された前記第1の第1導電型ト
ランジスタのドレイン電極と低位側電源電位にダイオー
ド接続された第1の第2導電型トランジスタのドレイン
電極との間に第2の第2導電型トランジスタからなる前
記第1の制御回路が挿入され、かつ前記トランジスタ対
の共通接続されたゲート電極と高位側電源電位との間に
第3の第1導電型トランジスタのからなる前記第2の制
御回路が挿入された前記基準電圧回路部と、低位側電源
電位にソース電極がそれぞれ接続されてミラー回路を形
成する前記第3および第4の第2導電型トランジスタの
それぞれのドレイン電極と前記第2の第1導電型トラン
ジスタのドレイン電極との間に第4および第5の第1導
電型トランジスタがそれぞれ接続され、かつ前記第4お
よび前記第5の第1導電型トランジスタにはそれぞれ第
1および第2の入力信号が供給される前記差動増幅器
と、高位側電源電位および低位側電源電位間に第6の第
1導電型トランジスタおよび第5の第2導電型トランジ
スタが直列接続で挿入されてその直列接続点を出力端と
し、かつこの第5の第2導電型トランジスタのゲート電
極と前記第5の第1導電型トランジスタのドレイン電極
との接続点と低位側電源電位との間に第6の第2導電型
トランジスタが挿入されるとともに前記第6の第1導電
型トランジスタと並列に第7の第1導電型トランジスタ
からなる第3の制御回路が挿入された前記出力回路部と
からなり、前記電流制御信号が前記第6の第2導電型ト
ランジスタのゲート電極に供給され、前記電流制御信号
が第8の第1導電型トランジスタおよび第7の第2導電
型トランジスタからなるインバータにより反転されて前
記第3および第7の第1導電型トランジスタと第6の第
2導電型トランジスタのゲート電極とにそれぞれ供給さ
れる構成からなる請求項2記載のデジタル・アナログ変
換装置。 - 【請求項4】 前記複数のデジタル信号のうち前記他方
極性の信号に換えて所定の定電圧回路の出力電圧がそれ
ぞれ供給され、この電圧回路は高位側電源電位および低
位側電源電位間に複数の抵抗素子を直列接続した抵抗分
圧回路と第4の制御回路とが直列接続で挿入されてな
り、前記第4の制御回路は前記電流制御信号に応答して
前記抵抗分圧回路の電流遮断動作をする請求項1記載の
デジタル・アナログ変換装置。 - 【請求項5】 所定のクロック信号および前記複数のデ
ジタル信号のそれぞれが、前記電流制御信号との論理和
回路を介してデコーダ回路にそれぞれ供給されるととも
に、デコーダ回路で前記クロック信号に同期して変換出
力された信号が前記一方極性の信号として前記単位電流
セル回路に供給される請求項4記載のデジタル・アナロ
グ変換装置。 - 【請求項6】 高位側電源電位および低位側電源電が互
に入れ換えて供給され、かつ前記第1の単位電流セル回
路に換えて第2の単位電流セル回路が用いられ、この第
2の単位電流セル回路は低位側電源電位に接続される第
2導電型の定電流源素子とこの素子の電流入力端子に並
列接続される複数の電流切り換え素子とからなり、これ
ら複数の電流切り換え素子の電流出力端に外部からそれ
ぞれ供給される電流を前記複数のデジタル信号を用いて
選択することによってそれぞれ前記デジタル信号に対応
する電流出力とし、この電流出力を前記定電流源素子に
供給する第2の電流切り換え手段を有する前記第2の単
位電流セル回路からなり、さらに、前記演算増幅器の前
記第1および前記第2導電型トランジスタを互に他方の
導電型トランジスタに置き換えた請求項1,2,3,4
または5記載のデジタル・アナログ変換装置。 - 【請求項7】 前記第3の制御回路は、出力負荷条件に
より前記出力回路の出力端子を低位電源電位にプルダウ
ンする請求項6記載のデジタル・アナログ変換装置。
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