JPH08288983A - リンガ回路 - Google Patents
リンガ回路Info
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- JPH08288983A JPH08288983A JP7090941A JP9094195A JPH08288983A JP H08288983 A JPH08288983 A JP H08288983A JP 7090941 A JP7090941 A JP 7090941A JP 9094195 A JP9094195 A JP 9094195A JP H08288983 A JPH08288983 A JP H08288983A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/02—Current supply arrangements for telephone systems providing ringing current or supervisory tones, e.g. dialling tone or busy tone
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ノイズの少ないリンガを実現する。発振周波
数を高めることなくどのような種類電話機においてもリ
ンガ音を発生させることを可能にする。 【構成】 トランジスタＱ２の増幅出力をそのベースに
帰還し発振させる。出力用トランジスタＱ３及びＱ４の
出力は正弦波になる。発振出力を整流及び積分してリン
ガＩＣを駆動する回路にこの正弦波の発振出力を供給し
た場合、整流回路の入力端子間に現れる電流波形がパル
スではなく正弦波となるため、積分回路の出力における
電流波形の変動が小さくなりその平均電流が大きくなる
結果、負荷（積分回路の素子定数）によらずリンガＩＣ
を駆動可能になる。黒電話機も駆動できる。
数を高めることなくどのような種類電話機においてもリ
ンガ音を発生させることを可能にする。 【構成】 トランジスタＱ２の増幅出力をそのベースに
帰還し発振させる。出力用トランジスタＱ３及びＱ４の
出力は正弦波になる。発振出力を整流及び積分してリン
ガＩＣを駆動する回路にこの正弦波の発振出力を供給し
た場合、整流回路の入力端子間に現れる電流波形がパル
スではなく正弦波となるため、積分回路の出力における
電流波形の変動が小さくなりその平均電流が大きくなる
結果、負荷（積分回路の素子定数）によらずリンガＩＣ
を駆動可能になる。黒電話機も駆動できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば１６Ｈｚの電話
呼出音を発振するリンガ回路に関する。
呼出音を発振するリンガ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７には、一従来例に係るリンガ回路の
構成が示されている。この従来例においては、図中右半
分に示される発振部（増幅器を含む）が図中左半分に示
される電源部から電源の供給を受け、矩形波を発振す
る。
構成が示されている。この従来例においては、図中右半
分に示される発振部（増幅器を含む）が図中左半分に示
される電源部から電源の供給を受け、矩形波を発振す
る。
【０００３】まず、電源部はスイッチング電源として構
成されており、その発振用トランジスタＱ１のベースに
は外部電源＋Ｖｉｎから抵抗Ｒ１を介し直流電流が供給
されている（直流駆動）。トランジスタＱ１のエミッタ
電流は抵抗Ｒ２及び一般整流用ダイオードＤ３を含む正
帰還ループを介してトランジスタＱ１のベースに帰還さ
れている（交流駆動）。さらに、トランジスタＱ１のベ
ース側にはツェナーダイオードＤ１、一般整流用ダイオ
ードＤ２及びコンデンサＣ２から構成される定電圧回路
が設けられており、これによりトランジスタＱ１のベー
ス電位が直流的に定電圧化される。これら直流駆動及び
交流駆動の結果得られるトランジスタＱ１のコレクタ電
流（発振出力）は、一方でトランスＴ１を介してダイオ
ードブリッジＤ４に供給され、その結果得られるダイオ
ードブリッジＤ４の全波整流出力がコンデンサＣ４によ
り平滑された上で増幅用トランジスタＱ２のコレクタエ
ミッタ間に印加される。トランジスタＱ１の発振出力
は、他方で、トランスＴ１を介しショットキバリアダイ
オードＤ５及びコンデンサＣ３から構成される整流回路
にて整流され、Ｃ−ＭＯＳコンパレータＩＣ１に電源と
して供給される。
成されており、その発振用トランジスタＱ１のベースに
は外部電源＋Ｖｉｎから抵抗Ｒ１を介し直流電流が供給
されている（直流駆動）。トランジスタＱ１のエミッタ
電流は抵抗Ｒ２及び一般整流用ダイオードＤ３を含む正
帰還ループを介してトランジスタＱ１のベースに帰還さ
れている（交流駆動）。さらに、トランジスタＱ１のベ
ース側にはツェナーダイオードＤ１、一般整流用ダイオ
ードＤ２及びコンデンサＣ２から構成される定電圧回路
が設けられており、これによりトランジスタＱ１のベー
ス電位が直流的に定電圧化される。これら直流駆動及び
交流駆動の結果得られるトランジスタＱ１のコレクタ電
流（発振出力）は、一方でトランスＴ１を介してダイオ
ードブリッジＤ４に供給され、その結果得られるダイオ
ードブリッジＤ４の全波整流出力がコンデンサＣ４によ
り平滑された上で増幅用トランジスタＱ２のコレクタエ
ミッタ間に印加される。トランジスタＱ１の発振出力
は、他方で、トランスＴ１を介しショットキバリアダイ
オードＤ５及びコンデンサＣ３から構成される整流回路
にて整流され、Ｃ−ＭＯＳコンパレータＩＣ１に電源と
して供給される。
【０００４】次に、発振部は、抵抗Ｒ３及びＲ４並びに
コンデンサＣ５及びＣ６から構成される帰還回路を有す
るコンパレータＩＣ１（狭義の発振部）及び増幅用トラ
ンジスタＱ２（狭義の増幅部）から構成されている。す
なわち、トランジスタＱ２のベース電流はコンパレータ
ＩＣ１の入力端子に正帰還されており、この帰還により
トランジスタＱ２は発振する。
コンデンサＣ５及びＣ６から構成される帰還回路を有す
るコンパレータＩＣ１（狭義の発振部）及び増幅用トラ
ンジスタＱ２（狭義の増幅部）から構成されている。す
なわち、トランジスタＱ２のベース電流はコンパレータ
ＩＣ１の入力端子に正帰還されており、この帰還により
トランジスタＱ２は発振する。
【０００５】なお、＋Ｖｉｎが５Ｖの場合、ＩＣ１とし
ては４５４８Ｂを、Ｑ１としては２ＳＣ４０６２を、Ｑ
２としては２ＳＣ３６２７を、Ｄ１としては５．１Ｖ定
格を、それぞれ用いることができる。Ｃ１は１００μ
Ｆ、Ｃ２〜Ｃ４は１０μＦ、Ｃ５は１μＦ、Ｃ６は１０
００ｐＦ、Ｒ１は２．２ｋΩ、Ｒ２は１ｋΩ、Ｒ３は１
００ｋΩ、Ｒ４は２．２ｋΩとすればよい。
ては４５４８Ｂを、Ｑ１としては２ＳＣ４０６２を、Ｑ
２としては２ＳＣ３６２７を、Ｄ１としては５．１Ｖ定
格を、それぞれ用いることができる。Ｃ１は１００μ
Ｆ、Ｃ２〜Ｃ４は１０μＦ、Ｃ５は１μＦ、Ｃ６は１０
００ｐＦ、Ｒ１は２．２ｋΩ、Ｒ２は１ｋΩ、Ｒ３は１
００ｋΩ、Ｒ４は２．２ｋΩとすればよい。
【０００６】トランジスタＱ２の発振出力は、図８又は
図９に示される回路に供給される。図８に示されるの
は、黒電話機を表す負荷回路であり、この負荷回路はＲ
Ｃ直列回路により表現されている。また、図９に示され
る回路は、図７に示される回路の発振出力をダイオード
ブリッジＤにより全波整流し、得られた整流出力をＲＣ
積分回路負荷を介しリンガＩＣ１０に供給する構成を有
している。リンガＩＣ１０は、ＲＣ積分回路負荷を介し
て供給される直流信号にて駆動され、リンガ音を発生さ
せる。
図９に示される回路に供給される。図８に示されるの
は、黒電話機を表す負荷回路であり、この負荷回路はＲ
Ｃ直列回路により表現されている。また、図９に示され
る回路は、図７に示される回路の発振出力をダイオード
ブリッジＤにより全波整流し、得られた整流出力をＲＣ
積分回路負荷を介しリンガＩＣ１０に供給する構成を有
している。リンガＩＣ１０は、ＲＣ積分回路負荷を介し
て供給される直流信号にて駆動され、リンガ音を発生さ
せる。
【０００７】図１０〜図１２には、図７に示される回路
の発振出力を図９に示される回路に供給した場合におけ
る各部電圧電流波形が示されている。図９に示される回
路の発振出力は、図１０に示されるように矩形の電圧波
形を有しており、また、これを微分したパルス状の電流
波形を有している。このような電圧及び電流波形が図９
の回路のａｂ端子間に印加されると、ダイオードブリッ
ジＤの出力端子ｃｄ間には図１１に示されるように図１
０の波形を全波整流した電圧及び電流波形が現れる。図
１１に示される波形がＲＣ積分回路負荷に供給される
と、図１２に示されるように電流が平滑された波形が図
９中のｅｆ端子間に現れる。リンガＩＣ１０は、このよ
うな波形を有する信号にて駆動される。
の発振出力を図９に示される回路に供給した場合におけ
る各部電圧電流波形が示されている。図９に示される回
路の発振出力は、図１０に示されるように矩形の電圧波
形を有しており、また、これを微分したパルス状の電流
波形を有している。このような電圧及び電流波形が図９
の回路のａｂ端子間に印加されると、ダイオードブリッ
ジＤの出力端子ｃｄ間には図１１に示されるように図１
０の波形を全波整流した電圧及び電流波形が現れる。図
１１に示される波形がＲＣ積分回路負荷に供給される
と、図１２に示されるように電流が平滑された波形が図
９中のｅｆ端子間に現れる。リンガＩＣ１０は、このよ
うな波形を有する信号にて駆動される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな構成を有する従来の回路には、矩形波発振を用いて
いるため、トランジスタのスイッチングや矩形波に含ま
れる高調波によってパルス状のノイズが発生するという
問題点があった。
うな構成を有する従来の回路には、矩形波発振を用いて
いるため、トランジスタのスイッチングや矩形波に含ま
れる高調波によってパルス状のノイズが発生するという
問題点があった。
【０００９】さらに、図７に示される回路の発振出力を
図９に示される回路に供給する場合には、ＲＣ積分回路
を構成するＲ及びＣが大きいとリンガＩＣを駆動できな
くなる、すなわち、リンガ音が発生しなくなるという問
題点が生じる。日本国内においては、Ｒ及びＣの値とし
て最大それぞれ２０００Ω及び３μＦという値が規定さ
れているが、この最大値近傍またはこの値をこえる値の
Ｒ及びＣが用いられている場合、図１２に示されるよう
な平滑電流波形は得られず、図１３に示されるように電
流波形に大きな変動が現れる。このような波形では、平
均電流が小さくなるため、その後段に設けられているリ
ンガＩＣ１０は駆動動作しなくなる。
図９に示される回路に供給する場合には、ＲＣ積分回路
を構成するＲ及びＣが大きいとリンガＩＣを駆動できな
くなる、すなわち、リンガ音が発生しなくなるという問
題点が生じる。日本国内においては、Ｒ及びＣの値とし
て最大それぞれ２０００Ω及び３μＦという値が規定さ
れているが、この最大値近傍またはこの値をこえる値の
Ｒ及びＣが用いられている場合、図１２に示されるよう
な平滑電流波形は得られず、図１３に示されるように電
流波形に大きな変動が現れる。このような波形では、平
均電流が小さくなるため、その後段に設けられているリ
ンガＩＣ１０は駆動動作しなくなる。
【００１０】後者の問題点を解決するためには、例え
ば、図７に示される回路にて発振する信号の周波数を十
分高めればよい。例えば、周波数を１６Ｈｚから２５Ｈ
ｚまたは５０Ｈｚといったより高い周波数にすればよ
い。そのような周波数を使用すれば、図１４に示される
ように、ｅｆ端子間の電流波形にさほど大きな変動は現
れなくなる。したがって、１６Ｈｚを用いた場合に比べ
制限電流が大きくなるため、リンガＩＣ１０を好適に駆
動できる。しかしながら、周波数を高くした場合には、
Ｒ及びＣが大きな負荷を駆動することはできるものの、
それ以外の通常の負荷、例えば図８に示される黒電話機
等に適用することはできない。
ば、図７に示される回路にて発振する信号の周波数を十
分高めればよい。例えば、周波数を１６Ｈｚから２５Ｈ
ｚまたは５０Ｈｚといったより高い周波数にすればよ
い。そのような周波数を使用すれば、図１４に示される
ように、ｅｆ端子間の電流波形にさほど大きな変動は現
れなくなる。したがって、１６Ｈｚを用いた場合に比べ
制限電流が大きくなるため、リンガＩＣ１０を好適に駆
動できる。しかしながら、周波数を高くした場合には、
Ｒ及びＣが大きな負荷を駆動することはできるものの、
それ以外の通常の負荷、例えば図８に示される黒電話機
等に適用することはできない。
【００１１】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、発振部の改良によ
りパルス状のノイズを無くすことと共に、電話機の種類
によらずリンガ音を発生させることを可能にすることを
目的とする。
とを課題としてなされたものであり、発振部の改良によ
りパルス状のノイズを無くすことと共に、電話機の種類
によらずリンガ音を発生させることを可能にすることを
目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明は、電源電圧を供給する電源部と、電
源部から電源電圧の供給を受け発振する発振部と、を備
え、発振出力を整流回路を介し積分回路に供給するリン
ガ回路において、発振部が、上記積分回路の積分時定数
に比べ十分大きな周期を有する正弦波を発振することを
特徴とする。
るために、本発明は、電源電圧を供給する電源部と、電
源部から電源電圧の供給を受け発振する発振部と、を備
え、発振出力を整流回路を介し積分回路に供給するリン
ガ回路において、発振部が、上記積分回路の積分時定数
に比べ十分大きな周期を有する正弦波を発振することを
特徴とする。
【００１３】本発明は、更に、電源部がスイッチング電
源であり、当該スイッチング電源に含まれる発振用トラ
ンジスタの直流駆動抵抗及び交流駆動抵抗が単一の抵抗
により提供されることを特徴とする。
源であり、当該スイッチング電源に含まれる発振用トラ
ンジスタの直流駆動抵抗及び交流駆動抵抗が単一の抵抗
により提供されることを特徴とする。
【００１４】
【作用】本発明においては、発振部が正弦波を発振す
る。従って、矩形波発振に起因して生じていた問題点、
例えばパルス状のノイズを防ぐことができる。さらに、
矩形波電圧を発振する場合には後段の回路に供給される
信号の電流波形が前述のようにパルス状の波形となって
いたのに対し、本発明においては電流波形が正弦波とな
るため、発振出力を整流及び積分した後に得られる信号
の電流波形に大きな変動が生ずることがない。したがっ
て、電話機の種類によらず後段の回路を駆動してリンガ
音を発生させることができる。また、電源部たるスイッ
チング電源中の発振用トランジスタに関し、その直流駆
動抵抗及び交流駆動抵抗を単一の抵抗により提供するこ
ととした場合、回路構成が簡素になりまた部品点数が削
減される結果より小形で安価な回路が得られる。
る。従って、矩形波発振に起因して生じていた問題点、
例えばパルス状のノイズを防ぐことができる。さらに、
矩形波電圧を発振する場合には後段の回路に供給される
信号の電流波形が前述のようにパルス状の波形となって
いたのに対し、本発明においては電流波形が正弦波とな
るため、発振出力を整流及び積分した後に得られる信号
の電流波形に大きな変動が生ずることがない。したがっ
て、電話機の種類によらず後段の回路を駆動してリンガ
音を発生させることができる。また、電源部たるスイッ
チング電源中の発振用トランジスタに関し、その直流駆
動抵抗及び交流駆動抵抗を単一の抵抗により提供するこ
ととした場合、回路構成が簡素になりまた部品点数が削
減される結果より小形で安価な回路が得られる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図３に示される従来例と同様の
構成には同一の符号を付し説明を省略する。
基づき説明する。なお、図３に示される従来例と同様の
構成には同一の符号を付し説明を省略する。
【００１６】第１実施例．図１には、本発明の第１実施
例に係るリンガ回路の構成が示されている。この実施例
においては、発振部として正弦波発振器が使用されてい
る。この発振器は、増幅用トランジスタＱ２、そのバイ
アス抵抗Ｒ７〜Ｒ１０、コンデンサＣ９〜Ｃ１０及び抵
抗Ｒ５〜Ｒ７を有するカップリング回路、並びに出力ト
ランジスタＱ３及びＱ４から構成されている。なお、コ
ンデンサＣ７及びＣ８はダイオードブリッジＤ４のパス
コンである。
例に係るリンガ回路の構成が示されている。この実施例
においては、発振部として正弦波発振器が使用されてい
る。この発振器は、増幅用トランジスタＱ２、そのバイ
アス抵抗Ｒ７〜Ｒ１０、コンデンサＣ９〜Ｃ１０及び抵
抗Ｒ５〜Ｒ７を有するカップリング回路、並びに出力ト
ランジスタＱ３及びＱ４から構成されている。なお、コ
ンデンサＣ７及びＣ８はダイオードブリッジＤ４のパス
コンである。
【００１７】従って、本実施例においては、トランジス
タＱ２の増幅出力がトランジスタＱ３及びＱ４並びにカ
ップリング回路を介しトランジスタＱ２のベースに帰還
することとなるから、各素子の値を適宜設定することに
より、正弦波発振出力が得られる。これは、従来の矩形
波発振に比べ、パルス状のノイズが少ない点で有利であ
る。なお、例えば、Ｑ２としては２ＳＣ２５５１を、Ｑ
３としては２ＳＣ４７９３を、Ｑ４としては２ＳＡ１８
３７を、Ｃ７，Ｃ８としては１０μＦを、Ｃ９〜Ｃ１１
としては０．１２μＦを、Ｒ５〜Ｒ７としては３３ｋΩ
を、Ｒ８としては３．３ｋΩを、Ｒ９としては１．６Ｍ
Ωを、Ｒ１０としては１００ｋΩを、それぞれ用いるこ
とができる。
タＱ２の増幅出力がトランジスタＱ３及びＱ４並びにカ
ップリング回路を介しトランジスタＱ２のベースに帰還
することとなるから、各素子の値を適宜設定することに
より、正弦波発振出力が得られる。これは、従来の矩形
波発振に比べ、パルス状のノイズが少ない点で有利であ
る。なお、例えば、Ｑ２としては２ＳＣ２５５１を、Ｑ
３としては２ＳＣ４７９３を、Ｑ４としては２ＳＡ１８
３７を、Ｃ７，Ｃ８としては１０μＦを、Ｃ９〜Ｃ１１
としては０．１２μＦを、Ｒ５〜Ｒ７としては３３ｋΩ
を、Ｒ８としては３．３ｋΩを、Ｒ９としては１．６Ｍ
Ωを、Ｒ１０としては１００ｋΩを、それぞれ用いるこ
とができる。
【００１８】さらに、本実施例においては、後段に設け
られる回路が図８に示される回路及び図９に示される回
路のいずれであったとしても、またＲ及びＣが比較的大
きな値であったとしても、当該後段の回路においてリン
ガ音を好適に発生させることができる。
られる回路が図８に示される回路及び図９に示される回
路のいずれであったとしても、またＲ及びＣが比較的大
きな値であったとしても、当該後段の回路においてリン
ガ音を好適に発生させることができる。
【００１９】例えば、図１に示される回路の発振出力を
図９に示される回路に供給する場合を考える。この場
合、図９中のａｂ端子間には図２に示される電圧及び電
流波形が現れ、ダイオードブリッジＤの出力であるｃｄ
端子間には図３に示されるような電波整流波形が現れ
る。このような波形を有する信号をＲＣ積分回路に供給
すると、コンデンサＣによって電流が平滑される結果、
図４に示されるような電圧及び電流波形となる。さら
に、Ｒ及びＣの値が大きくなった場合であっても、すな
わち負荷が重い場合であっても、ｅｆ端子間の電流波形
における変動はたかだか図５に示される程度の変動にと
どまるから、本実施例によれば、負荷の大小によらずリ
ンガＩＣ１０を駆動することができる。さらに、発振周
波数を２５Ｈｚ、５０Ｈｚといった高い周波数に設定し
ていないため、図８に示されるような黒電話機等の負荷
も駆動しリンガ音を発生させることができる。
図９に示される回路に供給する場合を考える。この場
合、図９中のａｂ端子間には図２に示される電圧及び電
流波形が現れ、ダイオードブリッジＤの出力であるｃｄ
端子間には図３に示されるような電波整流波形が現れ
る。このような波形を有する信号をＲＣ積分回路に供給
すると、コンデンサＣによって電流が平滑される結果、
図４に示されるような電圧及び電流波形となる。さら
に、Ｒ及びＣの値が大きくなった場合であっても、すな
わち負荷が重い場合であっても、ｅｆ端子間の電流波形
における変動はたかだか図５に示される程度の変動にと
どまるから、本実施例によれば、負荷の大小によらずリ
ンガＩＣ１０を駆動することができる。さらに、発振周
波数を２５Ｈｚ、５０Ｈｚといった高い周波数に設定し
ていないため、図８に示されるような黒電話機等の負荷
も駆動しリンガ音を発生させることができる。
【００２０】第２実施例．図６には、本発明の第２実施
例に係るリンガ回路の構成が示されている。この実施例
においては、トランジスタＱ１のベースが抵抗Ｒ１を介
して直流的にも交流的にも駆動される点で、電源部の発
振用トランジスタＱ１の駆動回路が第１実施例のそれと
異なっている。すなわち、本実施例においては、スイッ
チング電源として構成された電源部、特にその発振用ト
ランジスタのベース駆動回路の改良により、駆動抵抗の
単一化等、部品点数の削減と回路の簡素化が施されてい
る。これにより、第１実施例に比べさらに安価で小形の
回路が得られる。
例に係るリンガ回路の構成が示されている。この実施例
においては、トランジスタＱ１のベースが抵抗Ｒ１を介
して直流的にも交流的にも駆動される点で、電源部の発
振用トランジスタＱ１の駆動回路が第１実施例のそれと
異なっている。すなわち、本実施例においては、スイッ
チング電源として構成された電源部、特にその発振用ト
ランジスタのベース駆動回路の改良により、駆動抵抗の
単一化等、部品点数の削減と回路の簡素化が施されてい
る。これにより、第１実施例に比べさらに安価で小形の
回路が得られる。
【００２１】補遺．なお、本発明は、電源部や発振部の
細部の構成や素子値に限定を要するものではない。ＲＣ
Ｃ方式、フォワードコンパレータ、プッシュプルコンパ
レータ、ハーフブリッジコンパータその他を電源部とし
て、移相型、ウイーンブリッジその他を発振部として、
適宜組み合わせることが可能である。また発振部として
移相型を使用する場合には、増幅器から独立させるか否
かの選択もできる。発振部に振幅安定化回路を設けても
よい。増幅器において出力トランジスタをダーリントン
接続してもよい。
細部の構成や素子値に限定を要するものではない。ＲＣ
Ｃ方式、フォワードコンパレータ、プッシュプルコンパ
レータ、ハーフブリッジコンパータその他を電源部とし
て、移相型、ウイーンブリッジその他を発振部として、
適宜組み合わせることが可能である。また発振部として
移相型を使用する場合には、増幅器から独立させるか否
かの選択もできる。発振部に振幅安定化回路を設けても
よい。増幅器において出力トランジスタをダーリントン
接続してもよい。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
正弦波発振を採用したため、矩形波発振に起因して生じ
ていた問題点、例えばパルス状のノイズを防ぐことがで
きる。また、発振出力を整流回路及び積分回路に供給
し、その出力を後段のリンガＩＣ等に供給してリンガ音
を発生させる際、発振出力の電流波形が正弦波であるた
め、当該電流波形がパルス状の波形である従来の構成と
異なり、積分出力の電流波形に変動が現れないから、リ
ンガＩＣ等の後段の回路を好適に駆動することができリ
ンガ音を発生させることができる。これによって、適用
対象たる電話機の種類に制限のないリンガ回路が得られ
る。加えて、電源部たるスイッチング電源中の発振用ト
ランジスタに関し、その直流駆動抵抗及び交流駆動抵抗
を単一の抵抗により提供することとした場合、回路構成
が簡素になりまた部品点数が削減される結果より小形で
安価な回路が得られる。
正弦波発振を採用したため、矩形波発振に起因して生じ
ていた問題点、例えばパルス状のノイズを防ぐことがで
きる。また、発振出力を整流回路及び積分回路に供給
し、その出力を後段のリンガＩＣ等に供給してリンガ音
を発生させる際、発振出力の電流波形が正弦波であるた
め、当該電流波形がパルス状の波形である従来の構成と
異なり、積分出力の電流波形に変動が現れないから、リ
ンガＩＣ等の後段の回路を好適に駆動することができリ
ンガ音を発生させることができる。これによって、適用
対象たる電話機の種類に制限のないリンガ回路が得られ
る。加えて、電源部たるスイッチング電源中の発振用ト
ランジスタに関し、その直流駆動抵抗及び交流駆動抵抗
を単一の抵抗により提供することとした場合、回路構成
が簡素になりまた部品点数が削減される結果より小形で
安価な回路が得られる。
【図１】 本発明の第１実施例に係るリンガ回路の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２】 この実施例の発振出力を図９の回路のａｂ端
子間に印加した場合に得られるａｂ端子間電圧及び電流
波形を示す図である。
子間に印加した場合に得られるａｂ端子間電圧及び電流
波形を示す図である。
【図３】 図２に示される電圧及び電流波形を全波整流
して得られる電圧及び電流波形を示す図である。
して得られる電圧及び電流波形を示す図である。
【図４】 図３に示される電圧及び電流波形を積分して
得られる電圧及び電流波形を示す図である。
得られる電圧及び電流波形を示す図である。
【図５】 図４に示される波形と同様の波形を負荷が重
い場合について示す図である。
い場合について示す図である。
【図６】 本発明の第２実施例に係るリンガ回路の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図７】 一従来例に係るリンガ回路の構成を示す回路
図である。
図である。
【図８】 黒電話機等の負荷を示す図である。
【図９】 １６Ｈｚ発振出力を整流及び積分してリンガ
ＩＣを駆動する回路の構成を示す図である。
ＩＣを駆動する回路の構成を示す図である。
【図１０】 図７に示される従来例において図９のａｂ
端子間に印加される電圧及び電流波形を示す図である。
端子間に印加される電圧及び電流波形を示す図である。
【図１１】 図１０に示される波形を全波整流して得ら
れる電圧及び電流波形を示す図である。
れる電圧及び電流波形を示す図である。
【図１２】 図１１に示される波形を積分して得られる
電圧及び電流波形を示す図である。
電圧及び電流波形を示す図である。
【図１３】 図１２に示される波形と同様の波形を負荷
が重い場合について示す図である。
が重い場合について示す図である。
【図１４】 発振出力の周波数を高めた場合にリンガＩ
Ｃに印加される電圧及び電流波形を示す図である。
Ｃに印加される電圧及び電流波形を示す図である。
Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ、Ｄ１ ツェナーダイオー
ド、Ｄ２，Ｄ３ 一般整流用ダイオード、Ｄ４ ダイオ
ードブリッジ、Ｔ１ トランス、Ｒ１〜Ｒ１０抵抗、Ｃ
１，Ｃ２，Ｃ７〜Ｃ１１ コンデンサ。
ド、Ｄ２，Ｄ３ 一般整流用ダイオード、Ｄ４ ダイオ
ードブリッジ、Ｔ１ トランス、Ｒ１〜Ｒ１０抵抗、Ｃ
１，Ｃ２，Ｃ７〜Ｃ１１ コンデンサ。
Claims (2)
- 【請求項１】 電源電圧を供給する電源部と、電源部か
ら電源電圧の供給を受け発振する発振部と、を備え、発
振出力を整流回路を介し積分回路に供給するリンガ回路
において、 発振部が、上記積分回路の積分時定数に比べ十分大きな
周期を有する正弦波を発振することを特徴とするリンガ
回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のリンガ回路において、 電源部がスイッチング電源であり、当該スイッチング電
源に含まれる発振用トランジスタの直流駆動抵抗及び交
流駆動抵抗が単一の抵抗により提供されることを特徴と
するリンガ回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7090941A JPH08288983A (ja) | 1995-04-17 | 1995-04-17 | リンガ回路 |
| CA002183206A CA2183206C (en) | 1995-04-17 | 1996-08-13 | Ringer circuit for generating sine wave |
| AU62074/96A AU730941B2 (en) | 1995-04-17 | 1996-08-13 | Ringer circuit for generating sine wave |
| EP96305973A EP0825754B1 (en) | 1995-04-17 | 1996-08-15 | Sine wave ringing generator |
| DE69624231T DE69624231T2 (de) | 1995-04-17 | 1996-08-15 | Sinuswellen-Rufgenerator |
| ES96305973T ES2184842T3 (es) | 1995-04-17 | 1996-08-15 | Generador de corriente de circuito de llamada sinusoidal. |
| US08/698,654 US5809131A (en) | 1995-04-17 | 1996-08-16 | Ringer circuit for generating sine wave |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7090941A JPH08288983A (ja) | 1995-04-17 | 1995-04-17 | リンガ回路 |
| CA002183206A CA2183206C (en) | 1995-04-17 | 1996-08-13 | Ringer circuit for generating sine wave |
| AU62074/96A AU730941B2 (en) | 1995-04-17 | 1996-08-13 | Ringer circuit for generating sine wave |
| EP96305973A EP0825754B1 (en) | 1995-04-17 | 1996-08-15 | Sine wave ringing generator |
| US08/698,654 US5809131A (en) | 1995-04-17 | 1996-08-16 | Ringer circuit for generating sine wave |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08288983A true JPH08288983A (ja) | 1996-11-01 |
Family
ID=27507134
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7090941A Pending JPH08288983A (ja) | 1995-04-17 | 1995-04-17 | リンガ回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5809131A (ja) |
| EP (1) | EP0825754B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08288983A (ja) |
| AU (1) | AU730941B2 (ja) |
| CA (1) | CA2183206C (ja) |
| DE (1) | DE69624231T2 (ja) |
| ES (1) | ES2184842T3 (ja) |
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1996
- 1996-08-13 AU AU62074/96A patent/AU730941B2/en not_active Ceased
- 1996-08-13 CA CA002183206A patent/CA2183206C/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-08-15 EP EP96305973A patent/EP0825754B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-08-15 ES ES96305973T patent/ES2184842T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1996-08-15 DE DE69624231T patent/DE69624231T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-08-16 US US08/698,654 patent/US5809131A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0825754A1 (en) | 1998-02-25 |
| US5809131A (en) | 1998-09-15 |
| DE69624231D1 (de) | 2002-11-14 |
| CA2183206C (en) | 2002-04-16 |
| ES2184842T3 (es) | 2003-04-16 |
| EP0825754B1 (en) | 2002-10-09 |
| AU6207496A (en) | 1998-02-19 |
| AU730941B2 (en) | 2001-03-22 |
| CA2183206A1 (en) | 1998-02-14 |
| DE69624231T2 (de) | 2003-09-11 |
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