JPH08251914A - 昇圧電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 昇圧電源装置の整流ダイオードに少数キャリ
アの蓄積効果に基づく逆方向電流が流れることを防ぐ。 【構成】 直流電源Ｅの一端と他端との間に第１及び第
２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路を接続する。直
流電源Ｅと第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の接
続中点との間に第１のインダクタンスコイルＬ1 と第１
のコンデンサＣ1の直列回路を接続する。第１のインダ
クタンスコイルＬ1 と第１のコンデンサＣ1 の接続中点
と出力端子との間に第２のインダクタンスコイルＬ2 と
ダイオードＤ1 の直列回路を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インダクタンス素子を
含む昇圧電源装置即ち昇圧コンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の典型的な昇圧コンバータは、図１
に示すように直流電源Ｅの一端と他端との間に接続され
たインダクタンスコイルＬとスイッチＱの直列回路と、
スイッチＱに対してダイオードＤを介して並列に接続さ
れたコンデンサＣと、スイッチＱをオン・オフ制御する
ための制御回路１とから成り、スイッチＱのオン時にイ
ンダクタンスコイルＬにエネルギーを蓄積し、スイッチ
Ｑのオフ時に電源Ｅの電圧とインダクタンスコイルＬの
電圧との和の電圧をコンデンサＣに供給し、コンデンサ
Ｃの電圧を負荷２に供給するように構成されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ダイオード
Ｄの電流Ｉd は図２に示すように流れ、スイッチＱのオ
フからオンへの転換によってダイオードＤが順方向バイ
アスから逆方向バイアスに転換した時に、少数キャリア
の蓄積効果のために逆方向電流が流れ、これが電力損失
になるのみでなく、ノイズとなる。

【０００４】そこで、本発明の目的はダイオードの逆方
向電流を阻止することができる昇圧電源装置を提供する
ことにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、実施例を示す図面の符号を参照して説明す
ると、直流電源Ｅの一端と他端との間に接続された第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路と、前記第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフ制御
するスイッチ制御回路１１と、その一端が前記直流電源
の一端に接続されたインダクタンス素子Ｌ1 と、前記イ
ンダクタンス素子Ｌ1 の他端と前記第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 の接続点との間に接続されたコンデンサ
Ｃ1 と、前記インダクタンス素子Ｌ1 の他端と直流出力
端子との間に接続されたダイオードＤ1 とを備えた昇圧
電源装置に係わるものである。

【０００６】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、整流
ダイオードに少数キャリアの蓄積効果に基づく逆方向電
流が流れなくなり、これによる電力損失及びノイズを防
ぐことができる。

【０００７】

【第１の実施例】次に、図３及び図４を参照して第１の
実施例の昇圧電源装置を説明する。図３において、直流
電源Ｅの一端と他端との間に絶縁ゲート型電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）から成る第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 の直列回路が接続されている。第１及び第
２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は第１及び第２のスイッチ
Ｓ1 、Ｓ2 の他にこれに逆並列に接続されたダイオード
Ｄa 、Ｄb を内蔵し、更に浮遊容量から成るキャパシタ
ンスＣa 、Ｃb を有する。第１及び第２のスイッチＳ1
、Ｓ2 のゲートには制御回路１１から図５（Ａ）、
（Ｂ）に示すようにゲート信号Ｖg1、Ｖg2がデッドタイ
ムを有して交互に印加される。直流電源Ｅの一端には第
１のインダクタンス素子としての入力段インダクタンス
コイルＬ1 の一端が接続されている。この第１のインダ
クタンスコイルＬ1 の他端と第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 の接続点との間に共振用の第１のコンデン
サＣ1 が接続されている。第２のインダクタンスコイル
Ｌ2 の一端は第１のインダクタンスコイルＬ1 の他端に
接続されている。ダイオードＤ1 は第２のインダクタン
スコイルＬ2 に直列に接続されている。出力用の第２の
コンデンサＣ2 の一端はダイオードＤ1 のカソードに接
続され、他端は電源Ｅの他端に接続されている。負荷１
２は出力コンデンサＣ2 に並列に接続されている。な
お、第２のコンデンサＣ2 と負荷１２を合せて負荷回路
と考えることができる。また、第２のコンデンサＣ2 又
は負荷１２の上側端子がこの電源装置の直流出力端子と
なる。

【０００８】制御回路１１は負荷１２の電圧を一定に制
御するために負荷１２の両端に接続された電圧検出用抵
抗１３、１４と、基準電圧源１５と誤差増幅器１６と三
角波発生回路１７とコンパレータ１８とから成る周知の
ＰＷＭパルス形成回路の他に、第１及び第２の遅延回路
１９、２０とＮＯＲゲート２１とを有する。コンパレー
タ１８からは図４（Ａ）に示すＰＷＭパルスが発生す
る。第１及び第２の遅延回路１９、２０は図４（Ａ）の
ＰＷＭパルスを時間Ｔd だけ順次に遅延させる。ＮＯＲ
ゲート２１はコンパレータ１８の出力と第２の遅延回路
２０の出力を入力として図４（Ｄ）のパルスを発生す
る。図４（Ｂ）の第１の遅延回路１９の出力パルスが第
１のトランジスタＱ1 のゲート信号Ｖg1となり、図４
（Ｄ）のＮＯＲゲート２１の出力パルスが第２のトラン
ジスタＱ2 のゲート信号Ｖg2となる。なお、制御回路１
１は図３に示す回路に限定されるものではなく、種々変
形可能である。

【０００９】

【動作】次に、図３の各部の状態を示す図５を参照して
この昇圧電源装置の動作を説明する。なお、この説明に
おいて、電流経路は回路素子の符号を列記することによ
って示されている。図５のｔ0 〜ｔ1 区間Ｍ1 では、第
２のトランジスタＱ2 即ち第２のスイッチＳ2 がオン、
第１のトランジスタＱ1 即ち第１のスイッチＳ1 はオフ
である。従って、この区間Ｍ1 ではＥ−Ｌ1 −Ｃ1 −Ｓ
2 の閉回路で図５（Ｄ）に示す第２のトランジスタＱ2
の電流Ｉq2が流れ、インダクタンスコイルＬ1 及び第１
のコンデンサＣ1 が充電される。この区間Ｍ1 はｔ1 で
第２のトランジスタＱ2 がオフ制御された時に終了す
る。

【００１０】ｔ1 〜ｔ2 のデッドタイム区間Ｍ2 では、
第２のスイッチＳ2 のオフにより、キャパシタンスＣb
が充電され、第２のトランジスタＱ2 の電圧Ｖq2が図５
（Ｃ）に示すように徐々に高くなり、第１のトランジス
タＱ1 の電圧は逆に徐々に低くなる。これにより、第１
及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のソフトスイッチン
グ即ちゼロボルトスイッチングが可能になる。

【００１１】第１のトランジスタＱ1 はｔ2 時点でオン
制御されている。しかし、直ちに第１のスイッチＳ1 を
通って正方向の電流は流れない。ｔ2 時点で第２のトラ
ンジスタＱ2 のキャパシタンスＣb が電源Ｅの電圧より
も高くなると、第１のトランジスタＱ1 の内蔵ダイオー
ドＤa が順バイアスされてオンになり、ｔ2 〜ｔ3 の区
間Ｍ3 では、Ｌ1 −Ｃ1 −Ｄa の閉回路で図５（Ｅ）に
示す逆方向電流が流れる。

【００１２】ｔ3 で第１のトランジスタＱ1 の逆方向電
流がゼロになった後のｔ3 〜ｔ4 の区間Ｍ4 及びｔ4 〜
ｔ5 の区間Ｍ5 では、Ｅ−Ｓ1 −Ｃ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ
2 の第１の閉回路に図５（Ｅ）で示す電流Ｉq1が流れ
る。出力電流はコンデンサＣ2と負荷１２のいずれか一
方又は両方に流れるが、説明を簡単にするためにここで
はコンデンサＣ2 を流れるものとする。この電流Ｉq1は
第１のコンデンサＣ1 と第２のインダクタンスコイルＬ
2 との共振電流であり、正弦波状に流れる。この区間Ｍ
4 では、Ｅ−Ｌ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ2 の第２の閉回路も
形成されている。従って、ダイオードＤ1 の電流Ｉd1は
２つの閉回路電流の合成となる。なお、ｔ3 時点におい
ては第１のトランジスタＱ1 の電圧Ｖq1はほぼゼロであ
るので、ターンオン時のソフトスイッチングが達成され
る。

【００１３】ｔ5 時点で第１のトランジスタＱ1 がオフ
制御されると、第１のトランジスタＱ1 のキャパシタン
スＣa の充電がＥ−Ｃa −Ｃ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ2 の回
路で始まり、この電圧が徐々に高くなり、逆に第２のト
ランジスタＱ2 のキャパシタンスＣb の放電がＣb −Ｃ
1 −Ｌ1 −Ｅ又はＣb −Ｃ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ2 の回路
で生じ、このトランジスタＱ2 の電圧Ｖq2は徐々に低く
なる。これにより、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 ソフトスイッチングが達成される。なお、このｔ5
〜ｔ6 の区間Ｍ6 においてはＥ−Ｌ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ
2 の回路の電流も流れている。

【００１４】ｔ6 時点で第２のトランジスタＱ2 がオン
制御される。しかし、直ちにこの正方向電流は流れな
い。ｔ6 時点でダイオードＤb が順バイアス状態になる
と、ｔ6 〜ｔ7 区間Ｍ7 でＣ1 −Ｌ1 −Ｅ−Ｄb 又はＣ
1 −Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ2 −Ｄb の回路で図５（Ｄ）に示す
負方向電流が流れる。なお、この区間Ｍ7 においてもＥ
−Ｌ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ2 の回路に電流が流れ続けてい
る。

【００１５】ｔ7 〜ｔ8 区間Ｍ8 になると、Ｅ−Ｌ1 −
Ｃ1 −Ｓ2 の閉回路に電流が流れると共に、Ｅ−Ｌ1 −
Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ2 の閉回路にも電流が流れる。この区間
Ｍ8が終了すると再び区間Ｍ1 〜Ｍ8 と同一の動作が繰
返される。

【００１６】図３の回路ではダイオードＤ1 の電流Ｉd1
の波形が図４（Ｆ）に示すように正弦波になり、逆方向
電流（リカバリー電流）は流れない。従って、ダイオー
ドＤ1 の逆方向電流に基づく電力損失及びノイズの問題
が生じない。なお、この実施例では、オン・オフ周期Ｔ
は一定であり、第１のトランジスタＱ1 のデューティ比
Ｄ＝Ｔ1 ／Ｔ、第２のトランジスタＱ2 のデューティ比
１−ＤはインダクタンスコイルＬ1 の働きで昇圧された
出力電圧即ち第２のコンデンサＣ2 の電圧を一定にする
ように制御される。

【００１７】

【第２の実施例】次に、図６および図７を参照して第２
の実施例を説明する。但し、第２の実施例を示す図６及
び図７及びこの他の実施例を示す図８〜図２３において
図２及び図３及び実施例の相互間において実質的に同一
の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図
６の昇圧電源装置は、第１のトランジスタＱ1 のドレイ
ンを第２のコンデンサＣ2 の上端即ち直流出力端子に接
続変更した他は図３と同一に構成したものである。

【００１８】図７は図６の各部の状態を示す波形図であ
る。図７の波形は図７（Ｇ）のコンデンサＣ1 の電圧Ｖ
c1のゼロ点の位置が変更されている他は図５と同一であ
る。次に、図７の各区間の電流経路を示す。

【００１９】区間Ｍ1 においては第２のトランジスタＱ
2 がオンしているので、Ｅ−Ｌ1 −Ｃ1 −Ｓ1 の閉回路
で第１のインダクタンスコイルＬ1 と第１のコンデンサ
Ｃ1が充電される。

【００２０】区間Ｍ2 においては、第１及び第２のトラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 がオフであるので、Ｅ−Ｌ1 −Ｃ1
−Ｃb の閉回路でキャパシタンスＣb が充電され、第２
のトランジスタＱ2 の電圧Ｖq2は図７（Ｃ）に示すよう
に徐々に高くなる。また、Ｃa −Ｃ2 −Ｅ−Ｌ1 −Ｃ1
の閉回路でキャパシタンスＣa の放電が生じ、第１のト
ランジスタＱ1 の電圧が徐々に低下する。これにより、
第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のソフトスイッ
チングが可能になる。

【００２１】区間Ｍ3 ではＥ−Ｌ1 −Ｃ1 −Ｄａ−Ｃ2
の逆電流が流れる。ｔ3 時点で逆電流がゼロになった後
のＭ4 及びＭ5 区間ではＥ−Ｌ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ2 の
回路で電流が流れると共に、Ｃ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｓ1 の
回路でＣ1 Ｌ2 の共振電流が図７（Ｅ）に示すように正
弦波で流れる。

【００２２】ｔ5 時点で第１のトランジスタＱがオフに
なった後のＭ6 区間では、Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃ1 でキ
ャパシタンスＣa が充電されて第１のトランジスタＱ1
の両端電圧が徐々に高くなる。他方、Ｃb −Ｃ1 −Ｌ1
−Ｅの回路又はＣb −Ｃ1 −Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ2 の回路で
キャパシタンスＣb の放電が生じ、この電圧即ち第２の
トランジスタＱ2 の電圧Ｖq2が図７（Ｃ）に示すように
徐々に低くなり、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ
2 のソフトスイッチングが達成される。

【００２３】Ｍ7 区間では、Ｌ2 −Ｄ1 −Ｃ2 −Ｄb −
Ｃ1 の閉回路に電流が流れると共に、Ｅ−Ｌ1 −Ｌ2 −
Ｄ1 −Ｃ2 の閉回路にも電流が流れる。逆方向電流がゼ
ロになるｔ7 の次の区間Ｍ8 ではＥ−Ｌ1 −Ｃ1 −Ｓ2
の回路で第１のインダクタンスコイルＬ1 と第１のコン
デンサＣ1 の充電が開始する。また、Ｅ−Ｌ1 −Ｌ2−
Ｄ1 −Ｃ2 の回路で流れる第１のダイオードＤ1 の電流
Ｉd1はｔ8 時点でゼロになる。

【００２４】図６の回路によっても第１のダイオードＤ
1 に逆方向電流が流れないので第１の実施例と同一の作
用効果が得られる。

【００２５】

【第３の実施例】図８に示す第３の実施例の昇圧電源装
置は、図３の第１のインダクタンスコイルＬ1 に第１及
び第２の部分Ｌ1a、Ｌ1bに分けるタップを設け、このタ
ップに第１のコンデンサＣ1 の左端を接続したものであ
り、この部分以外は図３と同一に構成されている。従っ
て、図８の回路の動作は図３の回路の動作と実質的に同
一である。

【００２６】この第３の実施例によれば、第１の実施例
と同一の効果の他に、第１のインダクタンスコイルＬ1
のタップの変更により昇圧比を可変できるという効果が
得られ、また、出力電圧の上昇が可能になる。

【００２７】

【第４の実施例】図９に示す第４の実施例の昇圧電源装
置は図８と同様に第１のインダクタンスコイルＬ1 に第
１及び第２の部分Ｌ1a、Ｌ1bに分けるタップを設け、こ
のタップに第２のインダクタンスコイルＬ2 の下端を接
続した他は、図３と同一に構成したものである。従っ
て、図９の回路の動作は図３の回路の動作と実質的に同
一である。

【００２８】この第４の実施例によれば、第１の実施例
と同一の効果の他に、タップによって昇圧比を可変でき
るという効果が得られ、また、大きな電流を流すことが
できるという効果も得られる。

【００２９】

【第５の実施例】図１０に示す第５の実施例の昇圧電源
装置は、図３の回路に第２のダイオードＤ2 、第３のイ
ンダクタンスコイルＬ3 を付加し、且つ第２のコンデン
サＣ2 の接続位置を変え、且つ第１のコンデンサＣ1 を
第１のインダクタンスコイルＬ1のタップに接続した他
は図３と同一に構成したものである。この図１０では、
出力段の第３のインダクタンスコイルＬ3 が第１のダイ
オードＤ1 と負荷２との間に直列に接続され、第２のコ
ンデンサＣ2 が第３のインダクタンスコイルＬ3 の出力
端と第１のトランジスタＱ1 のドレインすなわち電源Ｅ
の一端との間に接続され、第２のダイオードＤ2 が第３
のインダクタンスコイルＬ3 と第２のコンデンサＣ2 と
の直列回路に対して並列に接続されている。従って、出
力の平滑回路がチョークアウトプット型に形成されてい
る。

【００３０】図１０の回路の基本的動作は図３の回路と
同一であり、各部の状態は図１１に示すように変化す
る。今、電源Ｅの電圧をＥ1 、負荷１２の電圧をＥ0 、
第１のインダクタンスコイルＬ1 の第１及び第２の部分
Ｌ1a、Ｌ1bの巻数比を１：Ｎ、第１のトランジスタＱ1
のデューティ比をＤ、第２のトランジスタＱ2 のデュー
ティ比を１−Ｄとし、デッドタイムを無視して入力電圧
Ｅ1 と出力電圧Ｅ0 の関係をを示すと次式になる。 ＮＤ（１−Ｄ）Ｅ1 ＝Ｅ0 −Ｅ1 Ｅ0 ｛１＋ＮＤ（１−Ｄ）｝Ｅ1 Ｅ0 ／Ｅ1 ＝１−Ｎ（Ｄ−１）Ｄ＝１＋０．２５Ｎ−Ｎ
（Ｄ−０．５）² なお、第２のコンデンサＣ2 の電圧はＮＤ（１−Ｄ）Ｅ
1 であり、この電圧が入力電圧Ｅ1 に加算されて出力電
圧Ｅ0 となる。

【００３１】図１１のＭ1 区間ではＥ1 −Ｌ1a−Ｃ1 −
Ｓ2 の回路で図１１（Ｄ）に示す第２のトランジスタＱ
2 の電流Ｉq2が流れる。また、このＭ1 区間には第３の
インダクタンスコイルＬ3 のエネルギーの放出に依って
Ｌ3 −Ｃ2 −Ｄ2 の閉回路に図１１（Ｆ）に示す電流Ｉ
d2が流れる。

【００３２】図１１のＭ2 区間ではＥ−Ｌ1a−Ｃ1 −Ｃ
b の回路でキャパシタンスＣb が充電されると共に、Ｃ
a −Ｌ1a−Ｃ1 の回路でキャパシタンスＣa の放電が生
じる。

【００３３】Ｍ3 区間ではＬ1a−Ｃ1 −Ｄa の閉回路で
図１１（Ｅ）の負方向電流が流れる。ｔ3 〜ｔ4 のＭ4
区間及びｔ4 〜ｔ5 のＭ5 区間ではＬ1b−Ｌ2 −Ｄ1 −
Ｌ3−Ｃ2 −Ｓ1 −Ｃ1 の回路で図１１（Ｅ）に示す電
流Ｉq1が流れる。なお、Ｍ4区間の電圧変化は、ｄi ／
ｄt ＝ＮＶc1／Ｌ2 で決まる。

【００３４】Ｍ6 区間では、Ｃb −Ｃ1 −Ｌ1a−Ｅの回
路でキャパシタンスＣb の放電が生じ、Ｃ1 −Ｌ1a−Ｃ
a の回路でキャパシタンスＣa の充電が生じ、ソフトス
イッチングが可能になる。

【００３５】Ｍ7 区間では、Ｌ2 −Ｄ1 −Ｌ3 −１２−
Ｄ6 −Ｃ1 −Ｌ1bの回路で図１１（Ｄ）の負方向電流Ｉ
q2が流れる。

【００３６】Ｍ8 区間では、Ｅ−Ｌ1a−Ｃ1 −Ｓ2 の回
路で図１１（Ｄ）の電流Ｉq2が流れる。

【００３７】図１１（Ｇ）に示す第１のダイオードＤ1
の電流の最大振幅値をＩ0 とすると、第２のダイオード
Ｄ2 の電流Ｉd2の最大振幅値もＩ0 となり、第１のトラ
ンジスタＱ1 の電流Ｉq1の正の最大振幅値はＮＤＩ0 、
負の最大振幅値はＮ（１−Ｄ）Ｉ0 となり、第２のトラ
ンジスタＱ2 の電流Ｉq2の正の最大振幅値はＮ（１−
Ｄ）Ｉ0 、負の最大振幅値はＮＤＩ0 となる。

【００３８】第５の実施例は第１の実施例と同一の効果
を有する他に、第３のインダクタンスコイル（チョーク
コイル）Ｌ3 で整流するためにリップルが少ないという
効果を有し、大電流向きの回路を提供することができ
る。

【００３９】

【第６の実施例】図１２に示す第６の実施例は、第５の
実施例において第１のトランジスタＱ1のドレインを電
源Ｅに接続する代りに負荷１２に接続したものに相当
し、その他は図１０と同一に構成されている。従って、
図１２の回路の基本的動作は図３の回路及び図１０の回
路と実質的に同一である。図１２において第２のコンデ
ンサＣ2 の電圧はＮＤ（１−Ｄ）Ｅ0 であり、入力電圧
Ｅ1 と出力電圧Ｅ0 との関係は次の通りである。 Ｅ0 −Ｅ1 ＝ＮＤ（１−Ｄ）Ｅ0 Ｅ0 ／Ｅ1 ＝１／｛１−ＮＤ（１−Ｄ）｝＝１／｛Ｎ
（Ｄ−０．５）² ＋１−０．２５Ｎ｝

【００４０】図１２の各部の状態を示す図１３における
ｔ0 〜Ｔ1 のＭ1 区間では、Ｅ−Ｌ1a−Ｃ1 −Ｓ2 によ
って第２のトランジスタＱ2 の電流Ｉq2が図１３（Ｄ）
に示すように流れる。また、このＭ1 区間ではＬ3 −Ｃ
2 −Ｄ2 の回路に図１３（Ｆ）に示す電流Ｉd2が流れ
る。

【００４１】ｔ1 〜ｔ2 のＭ2 区間では、Ｅ−Ｌ1a−Ｃ
1 −Ｃb でキャパシタンスＣb が充電され、Ｃa −Ｃ2
−Ｌ1a−Ｃ1 又はＣa −１２−Ｅ−Ｌ1a−Ｃ1 でキャパ
シタンスＣa が放電する。

【００４２】ｔ2 〜ｔ3 のＭ3 区間ではＬ1a−Ｃ1 −Ｄ
a −Ｃ2 で又はＬ1a−Ｃ1 −Ｄa −１２−Ｅで図１３
（Ｄ）の電流Ｉq2の負方向主成分が流れる。

【００４３】ｔ3 〜ｔ4 のＭ4 区間及びｔ4 〜ｔ5 のＭ
5 区間ではＬ1b−Ｌ2 −Ｄ1 −Ｌ3−Ｓ1 −Ｃ1 の閉回
路で図１３（Ｅ）の電流Ｉq1が流れる。

【００４４】ｔ5 〜ｔ6 のＭ6 区間ではＬ1b−Ｌ2 −Ｄ
1 −Ｌ3 −Ｃa −Ｃ1 の回路でキャパシタンスＣa が充
電され、またＣb −Ｃ1 −Ｌ1a−Ｅ又はＣb −Ｃ1 −Ｌ
1b−Ｌ2 −Ｄ1 −Ｌ3 −１２の回路でキャパシタンスＣ
b が放電する。

【００４５】ｔ6 〜ｔ7 のＭ7 区間ではＬ1b−Ｌ2 −Ｄ
1 −Ｌ3 −１２−Ｄ6 −Ｃ1 の回路で図１３（Ｄ）の電
流Ｉq2の負方向成分が流れる。

【００４６】ｔ7 〜ｔ8 のＭ8 区間ではＭ1 区間と同様
にＥ−Ｌ1a−Ｃ1 −Ｓ2 の回路で電流Ｉq2が流れる。

【００４７】なお、負荷１２の電流をＩ0 とした時の各
電流Ｉq2、Ｉq1、Ｉd2、Ｉd1の最大振幅値は図１３に示
す値になる。

【００４８】図１２の実施例によっても前述までの実施
例と同様な効果を得ることができる。

【００４９】

【第７の実施例】図１４に示す第７の実施例は、図１０
の回路に第３のコンデンサＣ3 を加え、第１のコンデン
サＣ1 の左端を第１のインダクタンスコイルＬ1 の右端
に接続し、第２のインダクタンスコイルＬ2 の下端を第
１のインダクタンスコイルＬ1 の中間タップに接続し、
第１のダイオードＤ1 を省いた他は図１０と同一に構成
したものである。図１４の回路の基本的構成は図３及び
図１０の回路と同一であるのでこれ等と同一の作用効果
を有する。

【００５０】図１５は図１４の回路の各部の状態を示
す。図１５のＭ1 〜Ｍ8 区間の電流経路は図１０の実施
例と実質的に同一である。なお、電流Ｉq2、Ｉd2は共振
によって正弦波になる。

【００５１】

【第８の実施例】図１６に示す第８の実施例は、図１２
の回路に第３のコンデンサＣ3 を加え、第１のコンデン
サＣ1 の左端を第１のインダクタンスコイルＬ1 の右端
に接続し、第２のインダクタンスコイルＬ2 の下端を第
１のインダクタンスコイルＬ1 のタップに接続し、第１
のダイオードＤ1 を省いた他は図１２と同一に構成され
ている。従って、図１６の回路の基本的動作は図１２の
回路と実質的に同一であり、同一の作用効果が得られ
る。

【００５２】図１７は図１６の各部の状態を示す。図１
７のＭ1 〜Ｍ8 区間の電流経路は図１３と実質的に同一
である。なお、電流Ｉq2、Ｉd2は共振によって正弦波に
なる。

【００５３】

【第９の実施例】図１８に示す第９の実施例は、図３又
は図１０の回路を変形したものに相当する。即ち、図１
８の回路は、第２のインダクタンスコイルＬ2 を第１の
コンデンサＣ1 に直列に接続し、第１のインダクタンス
コイルＬ1 に対する第１のコンデンサＣ1 の接続及び第
２のコンデンサＣ2 の接続位置は図３の回路と同一と
し、第２のダイオードＤ2 と第３のインダクタンスコイ
ルＬ3 とは図１０と同様に接続し、この他は図３と同一
に形成したものである。この図１８の回路は図３及び図
１０の回路と同様に第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1を
制御することによって出力電圧Ｅ0 を制御している。

【００５４】図１８の回路の基本的動作は図３及び図１
０の回路と同一であり、この各部の状態は図１９に示す
ようになる。図１９の各区間Ｍ1 〜Ｍ8 における電流経
路は次の通りである。

【００５５】区間Ｍ1 では第２のトランジスタＱ2 がオ
ンであるので、Ｅ−Ｌ1 −Ｃ1 −Ｌ2 −Ｓ2 の回路で電
流Ｉq2が流れ、Ｅ−Ｄ2 −Ｌ3 −Ｃ2 の回路で電流Ｉd2
が流れる。

【００５６】ｔ1 〜ｔ2 の区間Ｍ2 では、Ｅ−Ｌ1 −Ｃ
1 −Ｌ2 −Ｃb の回路でキャパシタンスＣb の充電電流
Ｉcbが流れ、Ｃa −Ｌ1 −Ｃ1 −Ｌ2 の回路でキャパシ
タンスＣa の放電電流が流れ、Ｅ−Ｄ2 −Ｌ3 −Ｃ2 の
回路の第２のダイオードＤ2の電流Ｉd2が流れる。従っ
て、入力電流Ｉinは第３のインダクタンスコイルＬ3の
電流とキャパシタンスＣb の電流の和となる。

【００５７】ｔ2 〜ｔ3 の区間Ｍ3 では、Ｌ1 −Ｃ1 −
Ｌ2 −Ｄa の回路で第１のトランジスタＱ1 の電流Ｉq1
の負方向成分が流れる。また、Ｅ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｌ3 −
Ｃ2の回路で第１のダイオードＤ1 の電流Ｉd1が流れる
と共に、Ｅ−Ｄ2 −Ｌ3 −Ｃ2 の回路で第２のダイオー
ドＤ2 の電流Ｉd2が流れる。第１及び第２のダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 を流れる電流Ｉd1、Ｉd2の大きさは互いに逆
の関係になり、０〜１００％の範囲で変えることがで
き、一方が大きく設定されると、他方が小さくなる。こ
のＭ3 区間の長さは第２のインダクタンスコイルＬ2 の
大きさによって変化する。

【００５８】図１９のｔ3 〜ｔ4 のＭ4 区間では、Ｅ−
Ｌ1 −Ｄ1 −Ｌ3 −Ｃ2 の回路と、Ｅ−Ｓ1 −Ｌ2 −Ｃ
1 −Ｄ1 −Ｌ3 −Ｃ2 の回路と、Ｅ−Ｄ2 −Ｌ3 −Ｃ2
の回路とに電流が流れる。第１及び第２のダイオードＤ
1 、Ｄ2 の電流分担は前の区間Ｍ3 と同じである。

【００５９】ｔ4 〜ｔ5 のＭ5 区間では、第２のダイオ
ードＤ2 の電流Ｉb2はゼロであり、Ｅ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｌ
3 −Ｃ2 の回路と、Ｅ−Ｓ1 −Ｌ2 −Ｃ1 −Ｄ1 −Ｌ3
−Ｃ2 の回路とに電流が流れる。

【００６０】ｔ5 〜ｔ6 のＭ6 区間では、Ｅ−Ｌ1 −Ｄ
1 −Ｌ3 −Ｃ2 の回路と、Ｅ−Ｃa−Ｌ2 −Ｃ1 −Ｄ1
−Ｌ3 −Ｃ2 の回路と、Ｃb −Ｌ2 −Ｃ1 −Ｌ1 −Ｅ1
の回路とに電流が流れ、キャパシタンスＣa の充電、キ
ャパシタンスＣb の放電が生じ、ソフトスイッチングが
達成される。

【００６１】ｔ6 〜ｔ7 のＭ7 区間では、Ｅ−Ｌ1 −Ｄ
1 −Ｌ3 −Ｃ2 の回路と、Ｅ−Ｄ1Ｌ3 −Ｃ2 の回路
と、Ｅ−Ｄb −Ｌ2 −Ｃ1 −Ｌ1 の回路とに電流が流れ
る。但し、第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の電流
の分担を０〜１００％まで変えることができる。

【００６２】ｔ7 〜ｔ8 のＭ8 区間では、前のＭ7 区間
と同様に第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 を通る回
路に電流が流れ、且つＥ−Ｌ1 −Ｃ1 −Ｌ2 −Ｓ2 の回
路に正方向電流が流れる。なお、第１及び第２のダイオ
ードＤ1 、Ｄ2 を流れる電流Ｉd1、Ｉd2の分担は０〜１
００の範囲で変えることができる。

【００６３】図１８において第３のインダクタンスコイ
ルＬ3 の電流をＩ0 とすれば、各部の電流は図１９の右
側に示す値になる。なお、第１のコンデンサＣ1 の電圧
Ｖc1はＶc1＝Ｄ・Ｅ1 となる。また、出力電圧Ｅ0 はＥ
0 ＝（１＋Ｄ−Ｄ² ）・Ｅ1になる。

【００６４】図１８の回路の基本的な構成及び動作は前
述した実施例と同じであり、同様な作用効果を得ること
ができる。なお、出力電圧と入力電圧との比Ｅ0 ／Ｅ1
は１＋Ｄ−Ｄ² である。

【００６５】

【第１０の実施例】図２０に示す第１０の実施例は、図
３の回路を変形したものに相当する。即ち、図２０の回
路は、第２のインダクタンスコイルＬ2 を第１のコンデ
ンサＣ1 に直列に接続し、この他は図３と同一に形成し
たものである。この図２０の回路は図３と同様に第１の
コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1を制御することによって出力
電圧Ｅ0 を制御している。

【００６６】図２０の回路の基本的動作は図３の回路と
同一であり、この各部の状態は図２１に示すようにな
る。図２１の各区間Ｍ1 〜Ｍ8 における電流経路は次の
通りである。

【００６７】区間Ｍ1 では第２のトランジスタＱ2 がオ
ンであるので、Ｅ−Ｌ1 −Ｃ1 −Ｌ2 −Ｓ2 の回路で電
流Ｉq2が流れる。

【００６８】ｔ1 〜ｔ2 の区間Ｍ2 では、Ｅ−Ｌ1 −Ｃ
1 −Ｌ2 −Ｃb の回路でキャパシタンスＣb の充電電流
Ｉcbが流れ、Ｃa −Ｌ1 −Ｃ1 −Ｌ2 の回路でキャパシ
タンスＣa の放電電流が流れる。

【００６９】ｔ2 〜ｔ3 の区間Ｍ3 では、Ｌ1 −Ｃ1 −
Ｌ2 −Ｄa の回路で第１のトランジスタＱ1 の電流Ｉq1
の負方向成分が流れる。また、Ｅ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ2 の
回路で第１のダイオードＤ1 の電流Ｉd1が流れる。

【００７０】図２１のｔ3 〜ｔ4 のＭ4 区間及びｔ4 〜
ｔ5 のＭ5 区間では、Ｅ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ2 の回路と、
Ｅ−Ｓ1 −Ｌ2 −Ｃ1 −Ｄ1 −Ｃ2 の回路とに電流が流
れる。

【００７１】ｔ5 〜ｔ6 のＭ6 区間では、Ｅ−Ｃa −Ｌ
2 −Ｃ1 −Ｄ1 −Ｃ2 の回路と、Ｃb −Ｌ2 −Ｃ1 −Ｌ
1 −Ｅ1 の回路とに電流が流れ、キャパシタンスＣa の
充電、キャパシタンスＣb の放電が生じ、ソフトスイッ
チングが達成される。

【００７２】ｔ6 〜ｔ7 のＭ7 区間では、Ｅ−Ｌ1 −Ｄ
1 −Ｃ2 の回路と、Ｌ2 −Ｃ1 −Ｄ1 −Ｃ2 −Ｄb の回
路とに電流が流れる。

【００７３】ｔ7 〜ｔ8 のＭ8 区間では、Ｅ−Ｌ1 −Ｄ
1 −Ｃ2 の回路と、Ｅ−Ｌ1 −Ｃ1−Ｌ2 −Ｓ2 の回路
に正方向電流が流れる。

【００７４】図２０において、第１のコンデンサＣ1 の
電圧Ｖc1はＶc1＝Ｄ・Ｅ1 となる。また、出力電圧Ｅ0
はＥ0 ＝（１＋Ｄ）・Ｅ1 になる。また、第１のトラン
ジスタＱ1 の電流はＩq1＝Ｄ／｛（１−Ｄ）・Ｉ0 ｝、
第２のトランジスタＱ2 の電流はＩq2＝Ｉ0 、入力電流
Ｉinは、Ｉin＝Ｉ0 ・Ｄ＋Ｉ0 となる。

【００７５】図２０の回路の基本的な構成及び動作は図
３と同じであり、同様な作用効果を得ることができる。
なお、出力電圧と入力電圧との比Ｅ0 ／Ｅ1 は１＋Ｄで
ある。

【００７６】

【第１１の実施例】図２２に示す第１１の実施例は、図
１８の回路を変形したものに相当する。即ち、図１８の
回路の第１のインダクタンスコイルＬ1 を省いてここを
切り離し、第１のダイオードＤ1 を省いてここを短絡し
たものに相当する。即ち、図２２の回路は第１及び第２
のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の接続中点と第２のコンデン
サＣ2 との間に第２のインダクタンスコイルＬ2 と第１
のコンデンサＣ1 と第１のインダクタンスコイルＬ1 を
接続し、電源Ｅと第１のインダクタンスコイルＬ1 との
間にダイオードＤ1 を接続したものである。この図２２
の回路はコンデンサインプット、チョークアウトプット
に構成されており、コンデンサの電圧を入力電圧に固定
し、チョークインプット型の整流器のデューティを制御
することによって出力電圧を調整するように構成されて
いる。

【００７７】図２２の回路の基本的動作は図３及び図１
９の回路と同一であり、この各部の状態は図２３に示す
ようになる。図２３の各区間Ｍ1 〜Ｍ8 における電流経
路は次の通りである。

【００７８】他の実施例との関係上２つに分けられてい
る区間Ｍ1 及びＭ8 では第２のトランジスタＱ2 がオン
であるので、Ｅ−Ｄ1 −Ｃ1 −Ｌ2 −Ｓ2 の回路で電流
Ｉq2が流れる、Ｅ−Ｄ1 −Ｌ3 −Ｃ2 の回路で電流Ｉd1
が流れる。

【００７９】ｔ1 〜ｔ2 区間Ｍ2 では、Ｅ−Ｄ1 −Ｃ1
−Ｌ2 −Ｃb の回路でキャパシタンスＣb の充電電流Ｉ
cbが流れ、Ｃa −Ｄ1 −Ｃ1 −Ｌ2 の回路でキャパシタ
ンスＣa の放電電流が流れ、Ｅ−Ｄ1 −Ｌ1 −Ｃ2 の回
路に昇圧用電流が流れる。従って、入力電流Ｉinは第１
のインダクタンスコイルＬ1 の電流とキャパシタンスＣ
b の電流の和となる。

【００８０】ｔ2 〜ｔ3 の区間Ｍ3 では、Ｌ2 −Ｄa −
Ｄ1 −Ｃ1 の回路で第１のトランジスタＱ1 の電流Ｉq1
の負方向成分が流れる。また、Ｅ−Ｄ1 −Ｌ1 −Ｃ2 の
回路で第１のダイオードＤ1 の電流Ｉd1が流れる。

【００８１】図２２のｔ3 〜ｔ4 のＭ4 区間では、Ｅ−
Ｄ1 −Ｌ1 −Ｃ2 の回路と、Ｅ−Ｓ1 −Ｌ2 −Ｃ1 −Ｌ
1 −Ｃ2 の回路とに電流が流れる。

【００８２】ｔ4 〜ｔ5 のＭ5 区間では、Ｅ−Ｓ1 −Ｌ
2 −Ｃ1 −Ｌ1 −Ｃ2 の回路に電流が流れる。

【００８３】ｔ5 〜ｔ6 のＭ6 区間では、Ｅ−Ｃa −Ｌ
2 −Ｃ1 −Ｌ1 −Ｃ2 の回路と、Ｃb −Ｌ2 −Ｃ1 −Ｌ
1 −Ｃ2 −Ｅの回路とに電流が流れ、キャパシタンスＣ
a の充電、キャパシタンスＣb の放電が生じ、ソフトス
イッチングが達成される。

【００８４】ｔ6 〜ｔ7 のＭ7 区間では、Ｅ−Ｄ1 −Ｌ
1 −Ｃ2 の回路と、Ｌ2 −Ｃ1 −Ｌ1 −Ｃ2 −Ｄb の回
路とに電流が流れる。

【００８５】図２２において、第１のコンデンサＣ1 の
電圧Ｖc1はＶc1＝Ｅ1 となる。また出力電圧Ｅ0 は、Ｅ
0 ＝Ｅ1 ＋Ｅ1 ・（１−Ｄ）＝Ｅ1 （２−Ｄ）になる。
また入力電流Ｉinは、Ｉin＝Ｉ0 （２−Ｄ）になる。

【００８６】図２２の回路の基本的な構成及び動作は前
述した実施例と同じであり、同様な作用効果を得ること
ができる。

【００８７】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 出力端子に第２のコンデンサＣ2 が接続されて
いるが、これを省いて負荷１２のみを接続することがで
きる。 （２） 第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 をバイ
ポーラトランジスタとこれに対して逆並列接続されたダ
イオードとすることができる。また、スイッチＳ1 、Ｓ
2 とダイオードＤa 、Ｄb の代りに、ダイオードＤa 、
Ｄb に電流が流れる期間（ｔ2 〜ｔ3 、ｔ6 〜ｔ7 ）に
もオンになる第１及び第２の半導体スイッチ又は電子ス
イッチを使用することができる。即ち、期間Ｔ1 、Ｔ2
でオンになる双方向スイッチを第１及び第２のスイッチ
とすることができる。 （３） 浮遊容量から成るキャパシタンスＣa 、Ｃb の
代りに、個別のコンデンサをスイッチＳ1 、Ｓ2 に並列
に接続することができる。 （４） 図３、図６、図８、図９、図１０、図１２にお
いて第２のインダクタンスコイルＬ2 を第１のダイオー
ドＤ1 のカソード側に移すことができる。また、第２の
インダクタンスコイルＬ2 を第１のトランジスタＱ1 の
オン時に流れる電流経路中の任意位置に接続することが
できる。 （５） 各実施例の直流電源Ｅを図２４に示すようにダ
イオード３１〜３４のブリッジ接続から成る整流回路３
０とすることができる。整流回路３０は好ましくは高周
波成分を除去するフィルタ３５を介して商用交流電源３
６に接続する。第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2
のオン・オフ繰返し周波数は交流電源３６の周波数（例
えば５０Ｈｚ）よりも十分に高い例えば１０ｋＨｚとす
る。第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の単位オン
・オフ周期に流れる入力電流の振幅は正弦波交流電圧の
振幅に依存するので、整流回路３０の入力電流の包絡線
は正弦波交流電圧に近似し、力率改善が達成される。 （６） 第１及び第２のインダクタンスコイルＬ1 、Ｌ
2 を図２５に示すように共通の磁性体コア４０に巻いて
小型化を図ることができる。 （７） 各実施例において第２のインダクタンスコイル
Ｌ2 を省くことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の昇圧コンバータを示す回路図である。

【図２】図１のダイオード電流を示す波形図である。

【図３】第１の実施例の昇圧電源回路を示す回路図であ
る。

【図４】図３の制御回路の各部の状態を示す波形図であ
る。

【図５】図３の各部の状態を示す波形図である。

【図６】第２の実施例の昇圧電源装置を示す回路図であ
る。

【図７】図６の各部の状態を示す波形図である。

【図８】第３の実施例の昇圧電源装置を示す回路図であ
る。

【図９】第４の実施例の昇圧電源装置を示す回路図であ
る。

【図１０】第５の実施例の昇圧電源装置を示す回路図で
ある。

【図１１】図１０の各部の状態を示す波形図である。

【図１２】第６の実施例の昇圧電源装置を示す回路図で
ある。

【図１３】図１２の各部の状態を示す波形図である。

【図１４】第７の実施例の昇圧電源装置を示す回路図で
ある。

【図１５】図１４の各部の状態を示す波形図である。

【図１６】第８の実施例の昇圧電源装置を示す回路図で
ある。

【図１７】図１６の各部の状態を示す波形図である。

【図１８】第９の実施例の昇圧電源装置を示す回路図で
ある。

【図１９】図１８の各部の状態を示す波形図である。

【図２０】第１０の実施例の昇圧電源装置を示す回路図
である。

【図２１】図２０の各部の状態を示す波形図である。

【図２２】第１１の実施例の昇圧電源装置を示す回路図
である。

【図２３】図２２の各部の状態を示す波形図である。

【図２４】変形例の直流電源を示す回路図である。

【図２５】変形例のインダクタンスコイルを示す図であ
る。

【符号の説明】

Ｑ1 、Ｑ2 トランジスタ Ｌ1 、Ｌ2 インダクタンスコイル Ｄ1 ダイオード １２ 負荷

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源（Ｅ）の一端と他端との間に接
   続された第１及び第２のスイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）の直列
   回路と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）を交互にオ
   ン・オフ制御するスイッチ制御回路（１１）と、 その一端が前記直流電源の一端に接続されたインダクタ
   ンス素子（Ｌ1 ）と、 前記インダクタンス素子（Ｌ1 ）の他端と前記第１及び
   第２のスイッチ（Ｑ1、Ｑ2 ）の接続点との間に接続さ
   れたコンデンサ（Ｃ1 ）と、 前記インダクタンス素子（Ｌ1 ）の他端と直流出力端子
   との間に接続されたダイオード（Ｄ1 ）とを備えた昇圧
   電源装置。
2. 【請求項２】 一端と他端とを有する直流電源（Ｅ）
   と、 第１及び第２のスイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）の直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）を交互にオ
   ン・オフ制御するスイッチ制御回路（１１）と、 その一端が前記直流電源の一端に接続されたインダクタ
   ンス素子（Ｌ1 ）と、 前記インダクタンス素子（Ｌ1 ）の他端と前記第１及び
   第２のスイッチ（Ｑ1、Ｑ2 ）の接続点との間に接続さ
   れたコンデンサ（Ｃ1 ）と、 前記インダクタンス素子（Ｌ1 ）の他端と直流出力端子
   との間に接続されたダイオ−ド（Ｄ1 ）とを備え、前記
   第１及び第２のスイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）の直列回路の一
   端が前記直流出力端子に接続され、前記直列回路の他端
   が前記直流電源の他端に接続されていることを特徴とす
   る昇圧電源装置。
3. 【請求項３】 前記第１のスイッチ（Ｑ1 ）を通って流
   れる正方向電流の経路中に別のインダクタンス素子（Ｌ
   2 ）を接続したことを特徴とする請求項１又は２記載の
   昇圧電源装置。
4. 【請求項４】 請求項１の昇圧電源装置において、更
   に、前記ダイオ−ド（Ｄ1 ）と前記直流出力端子との間
   に出力段インダクタンス素子（Ｌ3 ）が接続され、前記
   直流電源（Ｅ）の一端と前記出力段インダクタンス素子
   （Ｌ3 ) との間に別のダイオ−ド（Ｄ2 ）が接続されて
   いることを特徴とする昇圧電源装置。
5. 【請求項５】 前記別のダイオ−ド（Ｄ2 ）と前記出力
   段インダクダンス素子（Ｌ3 ）との直列回路に並列に別
   のコンデンサ（Ｃ2 ）を接続したことを特徴とする請求
   項４記載の昇圧電源装置。
6. 【請求項６】 請求項２記載の昇圧電源装置において、
   前記ダイオ−ド（Ｄ1 ）と前記直流出力端子との間に出
   力段インダクタンス素子（Ｌ3 ）を接続し、前記直流電
   源（Ｅ）と前記出力段インダクタンス素子（Ｌ3 ）との
   間に別のダイオ−ド（Ｄ2)を接続したことを特徴とする
   昇圧電源装置。
7. 【請求項７】 前記別のダイオ−ド（Ｄ2 ）と前記出力
   段インダクタンス素子（Ｌ3 ）の直列回路に対して並列
   に別のコンデンサ（Ｃ2 ）を接続したことを特徴とする
   請求項６記載の昇圧電源装置。
8. 【請求項８】 前記インダクタンス素子（Ｌ1 ）と前記
   出力段インダクタンス素子（Ｌ3 ）との間のダイオ−ド
   （Ｄ1 ）とを省き、この代りにコンデンサ（Ｃ3 ）を接
   続したことを特徴とする請求項４又は５又は６又は７記
   載の昇圧電源装置。
9. 【請求項９】 直流電源（Ｅ）の一端と他端との間に接
   続された第１及び第２のスイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）の直列
   回路と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）を交互にオ
   ン・オフ制御するスイッチ制御回路（１１）と、 その他端が前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）
   の接続点との間に接続されたコンデンサ（Ｃ1 ）と、 前記コンデンサ（Ｃ1 ）の他端と直流出力端子との間に
   接続されたインダクタンス素子（Ｌ1 ）と、 前記直流電源（Ｅ）の一端と前記インダクタンス素子と
   の間に接続されたダイオ−ド（Ｄ1 ）とを備えた昇圧電
   源装置。
10. 【請求項１０】 前記第１のスイッチ（Ｑ1 ）の正方向
    電流が流れる経路中に共振用インダクタンス素子（Ｌ2
    ）を接続したことを特徴とする請求項９記載の昇圧電
    源装置。