JPH0821956B2 - デイジタル信号の受信装置に使用する方法及び装置 - Google Patents
デイジタル信号の受信装置に使用する方法及び装置Info
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- JPH0821956B2 JPH0821956B2 JP61048190A JP4819086A JPH0821956B2 JP H0821956 B2 JPH0821956 B2 JP H0821956B2 JP 61048190 A JP61048190 A JP 61048190A JP 4819086 A JP4819086 A JP 4819086A JP H0821956 B2 JPH0821956 B2 JP H0821956B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
- H04L25/028—Arrangements specific to the transmitter end
- H04L25/029—Provision of high-impedance states
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、意思決定を妨害するパルス相互干渉その他
の妨害を除くために、デイジタル信号の受信装置に使用
する方法及び装置に関する。本発明による装置は、到来
信号の論理レベルをクランプする装置とデイジタル信号
のレベルを基準値と比較するための少くとも１個の比較
器とを備える。
の妨害を除くために、デイジタル信号の受信装置に使用
する方法及び装置に関する。本発明による装置は、到来
信号の論理レベルをクランプする装置とデイジタル信号
のレベルを基準値と比較するための少くとも１個の比較
器とを備える。
（従来の技術） 外部からの妨害及び伝送装置に含まれる理想的でない
増幅器ならびに等化器の動作の結果として、好ましくな
い中間レベルのドリフトがデイジタル伝送装置の信号に
発生する。この不都合な中間レベルのドリフトは、ま
た、伝送される信号の特性によつても左右される。例え
ば、何等平衡コーデイングを使用しないNRZ（非ゼロ復
帰）信号を使用するときは、受信信号の品質はかなりそ
こなわれる。信号が長い“1"と“0"の行を含むときは、
パルス相互干渉によつてアイパターンが閉じると、信号
対雑音比が害われてビツト誤差確率が増加する。
増幅器ならびに等化器の動作の結果として、好ましくな
い中間レベルのドリフトがデイジタル伝送装置の信号に
発生する。この不都合な中間レベルのドリフトは、ま
た、伝送される信号の特性によつても左右される。例え
ば、何等平衡コーデイングを使用しないNRZ（非ゼロ復
帰）信号を使用するときは、受信信号の品質はかなりそ
こなわれる。信号が長い“1"と“0"の行を含むときは、
パルス相互干渉によつてアイパターンが閉じると、信号
対雑音比が害われてビツト誤差確率が増加する。
パルス相互干渉によつて生じるひずみは、パルス相互
干渉を引き起こす伝送機能の相補機能を含む回路を意思
決定比較器の両端の帰還回路に接続した、いわゆる意思
決定帰還回路によつて補正することが一般に試みられ
た。この種の装置は、パルス相互干渉によつて生じるひ
ずみは補正することが可能であるが、例えば、非直線性
による妨害及び非直線性による伝送線路からの不規則妨
害は除去することは不可能である。本発明による解決方
法によれば、パルス相互干渉によつて生じるひずみのほ
かに内部及び外部からの低周波数妨害の両方を除去する
ことが可能である。意思決定帰還回路は、受信装置の下
限周波数から生じるパルス相互干渉によるひずみを補償
することができ、また、本発明による解決手段によつ
て、ある程度の立上り率までは、パルス相互干渉及び適
当な伝送と比較して遅い他の妨害の両方を除くことがで
きる。本発明は、また、従来問題を起こしていた振幅変
調業務用チヤネルが不平衡NRZ信号を使用し、また適当
な伝送線路に干渉しない低い変調指数を使用しても得ら
れることが有利である。上記利点は、意思決定比較器の
出力に接続されるクランパと保持信号とを利用すること
によつて得られる。クランパは、例えば、テレビジヨン
受像機における画像信号の黒レベルのクランプのように
不平衡信号の一方のせん頭レベルを安定化するためと同
様にデイジタル信号の一方の端部をクランプするために
広く使用される。
干渉を引き起こす伝送機能の相補機能を含む回路を意思
決定比較器の両端の帰還回路に接続した、いわゆる意思
決定帰還回路によつて補正することが一般に試みられ
た。この種の装置は、パルス相互干渉によつて生じるひ
ずみは補正することが可能であるが、例えば、非直線性
による妨害及び非直線性による伝送線路からの不規則妨
害は除去することは不可能である。本発明による解決方
法によれば、パルス相互干渉によつて生じるひずみのほ
かに内部及び外部からの低周波数妨害の両方を除去する
ことが可能である。意思決定帰還回路は、受信装置の下
限周波数から生じるパルス相互干渉によるひずみを補償
することができ、また、本発明による解決手段によつ
て、ある程度の立上り率までは、パルス相互干渉及び適
当な伝送と比較して遅い他の妨害の両方を除くことがで
きる。本発明は、また、従来問題を起こしていた振幅変
調業務用チヤネルが不平衡NRZ信号を使用し、また適当
な伝送線路に干渉しない低い変調指数を使用しても得ら
れることが有利である。上記利点は、意思決定比較器の
出力に接続されるクランパと保持信号とを利用すること
によつて得られる。クランパは、例えば、テレビジヨン
受像機における画像信号の黒レベルのクランプのように
不平衡信号の一方のせん頭レベルを安定化するためと同
様にデイジタル信号の一方の端部をクランプするために
広く使用される。
（発明の要約） 本発明による解決方法は、例えば、２進信号の２つの
論理レベルに対してクランパを設け、また意思決定比較
器の出力からの保持信号を帰還信号として前記のクラン
パに接続することによつて、パルス相互干渉によるひず
みが受信時に発生しないような方法で受信装置の下限周
波数を増加させることができるという着想を基礎とす
る。受信装置の下限周波数を増加させることによつて、
中間レベルのドリフトのような低い周波数の妨害のより
効率的なろ過が得られる。信号に重畳される妨害は、妨
害によつて示される立上り率が、信号の立上り率（実際
上例えば1/10）に比較して遅いので、クランパにおいて
完全に消失する。速い立上り率をもつ妨害も、それらが
クランパの基準レベルの外側に導かれるときは取除くこ
とができる。本発明の利点は、特許請求の範囲第１項及
び第４項の特徴を述べた部分に開示した特徴によつて得
られる。
論理レベルに対してクランパを設け、また意思決定比較
器の出力からの保持信号を帰還信号として前記のクラン
パに接続することによつて、パルス相互干渉によるひず
みが受信時に発生しないような方法で受信装置の下限周
波数を増加させることができるという着想を基礎とす
る。受信装置の下限周波数を増加させることによつて、
中間レベルのドリフトのような低い周波数の妨害のより
効率的なろ過が得られる。信号に重畳される妨害は、妨
害によつて示される立上り率が、信号の立上り率（実際
上例えば1/10）に比較して遅いので、クランパにおいて
完全に消失する。速い立上り率をもつ妨害も、それらが
クランパの基準レベルの外側に導かれるときは取除くこ
とができる。本発明の利点は、特許請求の範囲第１項及
び第４項の特徴を述べた部分に開示した特徴によつて得
られる。
（実施例） 第１図に示した回路構成において、受信される信号
は、増幅器（VA）及び低域フイルタ（AP）を通してクラ
ンパに加えられて、クランパが信号のせん頭振幅をクラ
ンプする。このクランプはダイオード（D1）及び（D2）
によつて行われるもので、ダイオードの端末は、信号の
せん頭振幅を決定する直流電圧DC1及びDC2に接続され
る。信号は低減フイルタAPからコンデンサＣを通つてダ
イオードの共通な点S2に加えられる。前記の点S2は意思
決定比較器Ｋの入力に接続される。比較器Ｋの基準レベ
ルは大地電位に接続され、また比較器Ｋの出力S3は抵抗
Ｒによつて点S2に接続される。抵抗Ｒは、クランプダイ
オードD1及びD2に保持電流Ｉを供給するが、保持電流の
大きさは、点S3に生じる電圧レベルとカツトオフ電圧は
DC1及びDC2によつて定まる。比較器Ｋの出力S3からクラ
ンパに接続される保持電流Ｉを必要とする理由は、複数
のクランパによって少なくとも２つの異なる信号レベル
にクランプするためである。（クランプすべき２つの信
号レベルに従って、接続される保持電流のレベルも変化
する。）従来のクランパのように１つのレベルにクラン
プするものでは、本願発明のような保持電流は必要がな
く、１つの定電流でよい。VN以下の立上り率をもつ妨害
を除去しようとするときは、保持電流がＩ＝Ｃ・VNでな
ければならない。もし、信号の立上り率が、例えばVS＝
1V/10nsであつてVN＝0.05V/10ns以下の立上り率をもつ
妨害を除去しようとするときは、例えば1nFにセツトさ
れたコンデンサを使用するときの保持電流ＩはＩ＝5mA
である。
は、増幅器（VA）及び低域フイルタ（AP）を通してクラ
ンパに加えられて、クランパが信号のせん頭振幅をクラ
ンプする。このクランプはダイオード（D1）及び（D2）
によつて行われるもので、ダイオードの端末は、信号の
せん頭振幅を決定する直流電圧DC1及びDC2に接続され
る。信号は低減フイルタAPからコンデンサＣを通つてダ
イオードの共通な点S2に加えられる。前記の点S2は意思
決定比較器Ｋの入力に接続される。比較器Ｋの基準レベ
ルは大地電位に接続され、また比較器Ｋの出力S3は抵抗
Ｒによつて点S2に接続される。抵抗Ｒは、クランプダイ
オードD1及びD2に保持電流Ｉを供給するが、保持電流の
大きさは、点S3に生じる電圧レベルとカツトオフ電圧は
DC1及びDC2によつて定まる。比較器Ｋの出力S3からクラ
ンパに接続される保持電流Ｉを必要とする理由は、複数
のクランパによって少なくとも２つの異なる信号レベル
にクランプするためである。（クランプすべき２つの信
号レベルに従って、接続される保持電流のレベルも変化
する。）従来のクランパのように１つのレベルにクラン
プするものでは、本願発明のような保持電流は必要がな
く、１つの定電流でよい。VN以下の立上り率をもつ妨害
を除去しようとするときは、保持電流がＩ＝Ｃ・VNでな
ければならない。もし、信号の立上り率が、例えばVS＝
1V/10nsであつてVN＝0.05V/10ns以下の立上り率をもつ
妨害を除去しようとするときは、例えば1nFにセツトさ
れたコンデンサを使用するときの保持電流ＩはＩ＝5mA
である。
第２図には、第１図の回路の点S1，S2及びS3における
信号の波形を示した。ダイオードD1及びD2は理想的なも
のと仮定しているので、ダイオードのしきい値電圧は第
２図に示してない。クランプダイオードD1及びD2によつ
て決定されるせん頭振幅は、DC1及びDC2であり、比較器
Ｋの基準電圧0VはDC1とDC2の中間の位置にある。意思決
定の瞬間を丸によつて表わし、また前記意思決定瞬間相
互の時間間隔をＴとした。パルス相互干渉によつて点S1
に発生するひずみの振幅をX1及びX2で示した。連続する
“1"及び“0"の行が長ければ長いほど、パルス相互干渉
は悪化する。パルス相互干渉は抵抗Ｒを通つて接続され
る保持信号によつて点S2で除去されることは、第２図の
中央の波形に示した通りである。比較器Ｋの出力信号
は、比較器の入力信号が比較器の基準レベルを超過する
場合には論理レベル“1"となり、その他のすべての場合
には論理レベル“0"となる。従つて、点S3における信号
は方形波であつて、方形波のゼロ交差は点S2における信
号に従つて起こることは、第２図に示した通りである。
信号の波形を示した。ダイオードD1及びD2は理想的なも
のと仮定しているので、ダイオードのしきい値電圧は第
２図に示してない。クランプダイオードD1及びD2によつ
て決定されるせん頭振幅は、DC1及びDC2であり、比較器
Ｋの基準電圧0VはDC1とDC2の中間の位置にある。意思決
定の瞬間を丸によつて表わし、また前記意思決定瞬間相
互の時間間隔をＴとした。パルス相互干渉によつて点S1
に発生するひずみの振幅をX1及びX2で示した。連続する
“1"及び“0"の行が長ければ長いほど、パルス相互干渉
は悪化する。パルス相互干渉は抵抗Ｒを通つて接続され
る保持信号によつて点S2で除去されることは、第２図の
中央の波形に示した通りである。比較器Ｋの出力信号
は、比較器の入力信号が比較器の基準レベルを超過する
場合には論理レベル“1"となり、その他のすべての場合
には論理レベル“0"となる。従つて、点S3における信号
は方形波であつて、方形波のゼロ交差は点S2における信
号に従つて起こることは、第２図に示した通りである。
信号は一つの状態から他の状態に変化するとき、帰還
によつて、時間間隔T/2の間は、前の状態を維持しよう
とする。中間のレベル、すなわち意思決定比較器Ｋの基
準レベル（OV）の交差点で小さな変位が起こるがその変
位の大きさは、保持電流Ｉの値に支配される。その変位
を第３図に破線で示した。しかしながら、すべての転換
において同一の変位を生じるので、なんらジツタを生じ
ない。
によつて、時間間隔T/2の間は、前の状態を維持しよう
とする。中間のレベル、すなわち意思決定比較器Ｋの基
準レベル（OV）の交差点で小さな変位が起こるがその変
位の大きさは、保持電流Ｉの値に支配される。その変位
を第３図に破線で示した。しかしながら、すべての転換
において同一の変位を生じるので、なんらジツタを生じ
ない。
別の方法として、第４図に示したように制御された電
流源を使用して帰還を実現することができる。比較器Ｋ
の出力S3に接続される制御論理回路（CU）は、パルス・
シーケンスに従つて電流発生器（Ｇ）を動作させる。保
持電流I0が信号の変化率に従つた到来電流の強さを超過
するまで、保持は継続される。
流源を使用して帰還を実現することができる。比較器Ｋ
の出力S3に接続される制御論理回路（CU）は、パルス・
シーケンスに従つて電流発生器（Ｇ）を動作させる。保
持電流I0が信号の変化率に従つた到来電流の強さを超過
するまで、保持は継続される。
第５図には、第４図による回路構成で３進信号用のも
のを示した。信号が３個のしきい値レベルをもつので、
２個の比較器K1及びK2が必要であり、前記比較器の基準
レベルDC3及びDC4は、せん頭振幅値DC1とDC2の間の位置
にある。中間レベル（OV）はそれ自身の保持回路をもつ
が、その回路はダイオードD3からD6までによつて構成さ
れ、電流値I0まで各方向における変化に対し抵抗する。
この回路構成は、さらに多くのレベルをもつ信号に対し
て、対応した拡大を行うことができる。
のを示した。信号が３個のしきい値レベルをもつので、
２個の比較器K1及びK2が必要であり、前記比較器の基準
レベルDC3及びDC4は、せん頭振幅値DC1とDC2の間の位置
にある。中間レベル（OV）はそれ自身の保持回路をもつ
が、その回路はダイオードD3からD6までによつて構成さ
れ、電流値I0まで各方向における変化に対し抵抗する。
この回路構成は、さらに多くのレベルをもつ信号に対し
て、対応した拡大を行うことができる。
最適な動作を得るためには、第１図に示した結合回路
は一定レベルの到来を使用する必要がある。第６図に
は、増幅器VAの自動レベル調整ループAGC用のサンプル
をクランパから得ている実際的な解決方法を示した。こ
の回路では、レベルの安定化の問題は起こらない。トラ
ンジスタTR1及びTR2のエミツタ−ベースダイオードがこ
こではクランパのダイオードを形成する。前記AGC−サ
ンプルはスイツチSWによつてトランジスタTR2のコレク
タから得られる。自動利得制御回路AGCの出力が増幅器V
Aの利得を制御する。このAGCの時定数τ2は信号の必要
なスペクトル成分に比べて大きくしてある。到来信号だ
けに比例する電流がAGCに加えられるので、スイツチSW
は信号の状態が変化した後の短時間間隔だけ動作位置に
投入される。この時間間隔は時間遅延線τ1によつて決
定されるもので、時間遅延線τ1の入力は比較器Ｋの出
力に接続され、また、時間遅延線τ1の入力及び出力は
共に排他的ORゲートEXORの入力に接続される。EXORゲー
トの出力信号がスイツチSWを制御する。時定数τ1によ
る保持回路の電流Ｉの遅延が、到来信号だけに比例する
電流をAGCが得ること、また、保持回路の電流ＩがAGCサ
ンプルに影響しないことを確実にする。遅延時間τ1の
時間間隔は、例えば約（1/2）Ｔである。AGCサンプルは
クランパから取るので、クランパの基準レベルDC1及びD
C2は、何等調整を行わなくとも、自動的に適当な位置に
維持される。
は一定レベルの到来を使用する必要がある。第６図に
は、増幅器VAの自動レベル調整ループAGC用のサンプル
をクランパから得ている実際的な解決方法を示した。こ
の回路では、レベルの安定化の問題は起こらない。トラ
ンジスタTR1及びTR2のエミツタ−ベースダイオードがこ
こではクランパのダイオードを形成する。前記AGC−サ
ンプルはスイツチSWによつてトランジスタTR2のコレク
タから得られる。自動利得制御回路AGCの出力が増幅器V
Aの利得を制御する。このAGCの時定数τ2は信号の必要
なスペクトル成分に比べて大きくしてある。到来信号だ
けに比例する電流がAGCに加えられるので、スイツチSW
は信号の状態が変化した後の短時間間隔だけ動作位置に
投入される。この時間間隔は時間遅延線τ1によつて決
定されるもので、時間遅延線τ1の入力は比較器Ｋの出
力に接続され、また、時間遅延線τ1の入力及び出力は
共に排他的ORゲートEXORの入力に接続される。EXORゲー
トの出力信号がスイツチSWを制御する。時定数τ1によ
る保持回路の電流Ｉの遅延が、到来信号だけに比例する
電流をAGCが得ること、また、保持回路の電流ＩがAGCサ
ンプルに影響しないことを確実にする。遅延時間τ1の
時間間隔は、例えば約（1/2）Ｔである。AGCサンプルは
クランパから取るので、クランパの基準レベルDC1及びD
C2は、何等調整を行わなくとも、自動的に適当な位置に
維持される。
第７図には、さらに高度なAGC回路を示したが、この
回路では、レベル調整が２個の増幅器によつて行われ
る。第１増幅器VA1のレベル調整は、対応する時定数τ2
が極めて大きいので、受信装置の広いダイナミツクレン
ジに役立つ。第１増幅器の後に接続される第２増幅器VA
2のレベル調整範囲は狭く（例えば、±3db）、時定数τ
3は小さい。伝送速度の遅い振幅変調が信号に乗ると
き、迅速な調整ループがそれをクランパ以前で除去する
ことができる。出力S6には包絡線形状が得られる。振幅
変調は、いわゆる業務用チヤネルの伝送にときどき使用
される。第６図の結合回路に比べて第７図の回路の利点
は、この種の補助チヤネルを使用すると検出された補助
信号が出力S6から得られることにある。ここに開示した
クランプは、振幅変調補助チヤネルのほか、不平衡NRZ
信号についても効率的な使用を可能とする。従来、不平
衡コーデイングを使用するときはこの種信号に比較的大
きな変調指数を使用する必要があつた。本発明による方
法を使用するときは、かなり小さな変調指数で十分であ
る。補助チヤネルを使用しないときは、第７図に示した
迅速なAGCだけでも、適当な伝送線の品質を改善するの
に役立つ。
回路では、レベル調整が２個の増幅器によつて行われ
る。第１増幅器VA1のレベル調整は、対応する時定数τ2
が極めて大きいので、受信装置の広いダイナミツクレン
ジに役立つ。第１増幅器の後に接続される第２増幅器VA
2のレベル調整範囲は狭く（例えば、±3db）、時定数τ
3は小さい。伝送速度の遅い振幅変調が信号に乗ると
き、迅速な調整ループがそれをクランパ以前で除去する
ことができる。出力S6には包絡線形状が得られる。振幅
変調は、いわゆる業務用チヤネルの伝送にときどき使用
される。第６図の結合回路に比べて第７図の回路の利点
は、この種の補助チヤネルを使用すると検出された補助
信号が出力S6から得られることにある。ここに開示した
クランプは、振幅変調補助チヤネルのほか、不平衡NRZ
信号についても効率的な使用を可能とする。従来、不平
衡コーデイングを使用するときはこの種信号に比較的大
きな変調指数を使用する必要があつた。本発明による方
法を使用するときは、かなり小さな変調指数で十分であ
る。補助チヤネルを使用しないときは、第７図に示した
迅速なAGCだけでも、適当な伝送線の品質を改善するの
に役立つ。
本発明を開示した実施例についてこれまで説明した
が、本発明はこれらの実施例に限定されるものではな
く、特許請求の範囲内で、かつ当業者に明かな従来技術
の範囲内で変形可能であることを理解されたい。
が、本発明はこれらの実施例に限定されるものではな
く、特許請求の範囲内で、かつ当業者に明かな従来技術
の範囲内で変形可能であることを理解されたい。
第１図は２進信号用の本発明による受信回路の図、第２
図は第１図の異なる点における信号の波形を示す図、第
３図は信号がその状態を変化するときの基準レベルの交
差点の変位を示す図、第４図は帰還を実現する別の方法
を示す図、第５図は３進信号用の本発明による受信回路
の図、第６図は第１図の回路より高度な回路でAGCサン
プルをクランパから取る回路の図、及び第７図は第６図
のレベル調整回路のより高度な回路図である。
図は第１図の異なる点における信号の波形を示す図、第
３図は信号がその状態を変化するときの基準レベルの交
差点の変位を示す図、第４図は帰還を実現する別の方法
を示す図、第５図は３進信号用の本発明による受信回路
の図、第６図は第１図の回路より高度な回路でAGCサン
プルをクランパから取る回路の図、及び第７図は第６図
のレベル調整回路のより高度な回路図である。
Claims (6)
- 【請求項１】意思決定を妨害するパルス相互干渉その他
の妨害を除くために、デイジタル信号の受信装置に使用
する方法であって、到来信号の論理レベルをクランプす
るための装置（C,D1,D2;TR1,TR2）及びデイジタル信号
のレベルを基準値と比較するための少くとも１個の比較
器（Ｋ）を備えた受信装置に使用する方法において、 信号の総ての論理レベルがそれ自体公知の複数のクラン
パによってクランプされること、前記クランパの後に接
続される少くとも１個の比較器（Ｋ）の出力（S3）から
の保持信号が各特定の場合には、前記出力の論理レベル
に対応する１つのクランパに接続されることと、受信信
号の転換によって、保持信号をその後のクランパに接続
している比較器出力の論理レベルに変化を生じるまで
は、保持信号が活性状態にあることを特徴とするデイジ
タル信号の受信装置に使用する方法。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、増幅器
（VA）の自動レベル調整ループ（AGC）に対してクラン
パからサンプルを取り、そのサンプルによって増幅器の
利得を制御することによって、前記クランパの基準レベ
ル（DC1,DC2）を信号に対し適当な位置に保持すること
を特徴とするデイジタル信号の受信装置に使用する方
法。 - 【請求項３】特許請求の範囲第２項において、２個の別
個の増幅器（VA1,VA2）の自動レベル調整ループに対し
てクランパからサンプルを取り、前記自動レベル調整ル
ープが異なる時定数（τ2，τ3）をもつことを特徴とす
るデイジタル信号の受信装置に使用する方法。 - 【請求項４】意思決定を妨害するパルス相互干渉その他
の妨害を除くために、デイジタル信号の受信装置に使用
する回路装置であって、ダイオード（D1,D2）又はトラ
ンジスタ（TR1,TR2）で構成する複数のクランパ及びデ
イジタル信号のレベルを基準値と比較するための少くと
も１個の比較器を備えた回路装置において、 信号の総ての論理レベルをクランプするために前記信号
の各論理レベルに対して１個のクランパを備え、また 前記クランパの後に接続される少くとも１個の比較器の
出力（S3）からそのときの論理レベルに対応する１つの
クランパまでの帰還ループを備え、これにより各特定の
場合に、保持信号を前記比較器（Ｋ）の出力（S3）に相
当する１つのクランパに加えることを特徴とするデイジ
タル信号の受信装置に使用する回路装置。 - 【請求項５】特許請求の範囲第４項において、前記の帰
還ループに抵抗（Ｒ）を備えるデイジタル信号の受信装
置に使用する回路装置。 - 【請求項６】特許請求の範囲第４項において、前記の帰
還ループが、制御論理（CU）装置と制御された電流源と
によって構成され、前記制御論理（CU）装置の出力が前
記電流源に接続されることを特徴とする、デイジタル信
号の受信装置に使用する回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI850898 | 1985-03-06 | ||
| FI850898A FI71453C (fi) | 1985-03-06 | 1985-03-06 | Foerfarande och anordning foer mottagningssystem av digitala signaler |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61206349A JPS61206349A (ja) | 1986-09-12 |
| JPH0821956B2 true JPH0821956B2 (ja) | 1996-03-04 |
Family
ID=8520468
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61048190A Expired - Fee Related JPH0821956B2 (ja) | 1985-03-06 | 1986-03-05 | デイジタル信号の受信装置に使用する方法及び装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0821956B2 (ja) |
| FI (1) | FI71453C (ja) |
| SE (1) | SE464214B (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63111020U (ja) * | 1987-01-06 | 1988-07-16 | ||
| US5426389A (en) * | 1993-01-21 | 1995-06-20 | Gennum Corporation | System for DC restoration of serially transmitted binary signals |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5948586B2 (ja) * | 1981-11-05 | 1984-11-27 | 日本電信電話株式会社 | 直流再生回路 |
-
1985
- 1985-03-06 FI FI850898A patent/FI71453C/fi not_active IP Right Cessation
-
1986
- 1986-03-05 SE SE8601015A patent/SE464214B/sv not_active IP Right Cessation
- 1986-03-05 JP JP61048190A patent/JPH0821956B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI850898A0 (fi) | 1985-03-06 |
| FI71453B (fi) | 1986-09-09 |
| JPS61206349A (ja) | 1986-09-12 |
| SE8601015L (sv) | 1986-09-07 |
| SE464214B (sv) | 1991-03-18 |
| FI71453C (fi) | 1986-12-19 |
| SE8601015D0 (sv) | 1986-03-05 |
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