JPH08126368A - インバータ駆動交流電動機の制動方法 - Google Patents
インバータ駆動交流電動機の制動方法Info
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- JPH08126368A JPH08126368A JP6284172A JP28417294A JPH08126368A JP H08126368 A JPH08126368 A JP H08126368A JP 6284172 A JP6284172 A JP 6284172A JP 28417294 A JP28417294 A JP 28417294A JP H08126368 A JPH08126368 A JP H08126368A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 制動時に直流母線に抵抗器を挿入し半導体ス
イッチでオン・オフ制御して、母線の電圧上昇を抑制し
ているが、これを小形化・低コスト化の簡素化を図る。 【構成】 各相のＰＷＭに用いるキャリア信号を、定常
運転時は従来どうりにＵ，Ｖ，Ｗ相の各相とも同相にし
ておき、制動時のみＵ，Ｖ，Ｗ相の各相の位相が異なる
３相にするこにより、電動機内に発生するキャリア成分
の損失を増加させ、直流母線の電圧上昇を防止するよう
にして成る。
イッチでオン・オフ制御して、母線の電圧上昇を抑制し
ているが、これを小形化・低コスト化の簡素化を図る。 【構成】 各相のＰＷＭに用いるキャリア信号を、定常
運転時は従来どうりにＵ，Ｖ，Ｗ相の各相とも同相にし
ておき、制動時のみＵ，Ｖ，Ｗ相の各相の位相が異なる
３相にするこにより、電動機内に発生するキャリア成分
の損失を増加させ、直流母線の電圧上昇を防止するよう
にして成る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、３相交流電動機の周波
数制御をＰＷＭ方式で行うインバータドライブ（サーボ
ドライブを含む）の制動方法に関する。
数制御をＰＷＭ方式で行うインバータドライブ（サーボ
ドライブを含む）の制動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術としてのこの種の制動方法は、
制動時に電動機及び負荷機の慣性モーメントに蓄えられ
た機械エネルギが電気エネルギに変換され、インバータ
回路の直流母線に変換される。この電気エネルギによっ
て直流母線電圧が上昇し過ぎるのを防ぐため、直流母線
に抵抗器を設置し、その電流を半導体素子等で制御して
いる［以下、これを『従来例１』という］。すなわち、
可変周波数で制御される誘導電動機は、通常すべり周波
数が極く小さい範囲で運転されるため、効率が良好であ
る。また、同期電動機の場合は、常にすべり周波数ゼロ
であるので、さらに高効率である。そのため、減速時は
回転子および負荷機に蓄えられた機械エネルギの大部分
が直流母線に返され、電圧を上昇させる。この電圧を防
止するため、図３のように、直流回路に抵抗器と半導体
との直列回路を挿入して、電圧がある値以上にならない
ように制御している。すなわち、図３において３相交流
（電源）からの交流電圧をダイオード構成のコンバータ
31にて直流電圧に変換し、コンデンサ32の平滑回路を経
て直流母線電圧Ｅd を作り、フライホィールダイオード
を具えるトランジスタの正負３相アーム構成のインバー
タ34にて負荷を駆動する制御された可変周波数の交流電
圧を出力するが、制動時はインバータ34から受け入れた
直流電力を制御回路33に設けたトランジスタＴR をオン
して抵抗Ｒに電流ＩR を流し、ここで電力をジュール熱
に変換消費させ、直流母線電圧Ｅd の上昇を防止してい
る。一方、誘導電動機に直流電流を流して制動するダイ
ナミックブレーキや、印加電圧の相回転方向を逆にする
逆相制動が古くから用いらている［以下、これら両者を
合わせて『従来例２』という］。これらの従来例１，２
の方法では、機械エネルギは全て電動機の中で消費され
る。このことは、負荷の慣性モーメントが非常に大きい
用途や加速減速の頻度が高い用途を除いて、極く一般的
に減速時の機械エネルギを電動機内で熱損失として処理
しても、電動機の寿命に問題を与えないことを示してい
る。他方、特開平6-165582号のインバータ装置［以下、
これを『従来例３』という］は急速停止制御に係る手段
であり、それは誘導電動機を電圧形インバータで駆動す
るインバータ装置において、誘導電動機の減速開始後、
インバータ出力電流の検出値が所定の電流制限値を越え
ていないことを判定する電流値判定手段と、前記検出値
が所定の電流制限値を越えていないと電流値判定手段が
判定すると、インバータ出力ＰＷＭ電圧の位相の進行を
停止する位相判定手段と、前記検出値が所定の電流制限
値を越えていないと電流値判定手段が判定すると、イン
バータ出力アームを還流状態へ切換えるアーム切換手段
と、を有することを特徴とするインバータ装置である。
さらには、誘導電動機の減速開始後、誘導電動機の回転
速度が所定の回転速度以下になったことを判定する速度
判定手段と、誘導電動機の回転速度が所定の回転速度以
下になったと速度判定手段が判定すると、誘導電動機に
直流を印加する直流制動手段を有する前項記載のインバ
ータ装置である。
制動時に電動機及び負荷機の慣性モーメントに蓄えられ
た機械エネルギが電気エネルギに変換され、インバータ
回路の直流母線に変換される。この電気エネルギによっ
て直流母線電圧が上昇し過ぎるのを防ぐため、直流母線
に抵抗器を設置し、その電流を半導体素子等で制御して
いる［以下、これを『従来例１』という］。すなわち、
可変周波数で制御される誘導電動機は、通常すべり周波
数が極く小さい範囲で運転されるため、効率が良好であ
る。また、同期電動機の場合は、常にすべり周波数ゼロ
であるので、さらに高効率である。そのため、減速時は
回転子および負荷機に蓄えられた機械エネルギの大部分
が直流母線に返され、電圧を上昇させる。この電圧を防
止するため、図３のように、直流回路に抵抗器と半導体
との直列回路を挿入して、電圧がある値以上にならない
ように制御している。すなわち、図３において３相交流
（電源）からの交流電圧をダイオード構成のコンバータ
31にて直流電圧に変換し、コンデンサ32の平滑回路を経
て直流母線電圧Ｅd を作り、フライホィールダイオード
を具えるトランジスタの正負３相アーム構成のインバー
タ34にて負荷を駆動する制御された可変周波数の交流電
圧を出力するが、制動時はインバータ34から受け入れた
直流電力を制御回路33に設けたトランジスタＴR をオン
して抵抗Ｒに電流ＩR を流し、ここで電力をジュール熱
に変換消費させ、直流母線電圧Ｅd の上昇を防止してい
る。一方、誘導電動機に直流電流を流して制動するダイ
ナミックブレーキや、印加電圧の相回転方向を逆にする
逆相制動が古くから用いらている［以下、これら両者を
合わせて『従来例２』という］。これらの従来例１，２
の方法では、機械エネルギは全て電動機の中で消費され
る。このことは、負荷の慣性モーメントが非常に大きい
用途や加速減速の頻度が高い用途を除いて、極く一般的
に減速時の機械エネルギを電動機内で熱損失として処理
しても、電動機の寿命に問題を与えないことを示してい
る。他方、特開平6-165582号のインバータ装置［以下、
これを『従来例３』という］は急速停止制御に係る手段
であり、それは誘導電動機を電圧形インバータで駆動す
るインバータ装置において、誘導電動機の減速開始後、
インバータ出力電流の検出値が所定の電流制限値を越え
ていないことを判定する電流値判定手段と、前記検出値
が所定の電流制限値を越えていないと電流値判定手段が
判定すると、インバータ出力ＰＷＭ電圧の位相の進行を
停止する位相判定手段と、前記検出値が所定の電流制限
値を越えていないと電流値判定手段が判定すると、イン
バータ出力アームを還流状態へ切換えるアーム切換手段
と、を有することを特徴とするインバータ装置である。
さらには、誘導電動機の減速開始後、誘導電動機の回転
速度が所定の回転速度以下になったことを判定する速度
判定手段と、誘導電動機の回転速度が所定の回転速度以
下になったと速度判定手段が判定すると、誘導電動機に
直流を印加する直流制動手段を有する前項記載のインバ
ータ装置である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来例
１においては、エネルギを処理するための抵抗器とその
制御回路が、低コスト化、小形化の障害になっている。
また、従来例２のダイナミックブレーキでは、停止寸前
の制動トルクは大きいものの、平均制動トルクが極めて
小さいという欠点がある。また、逆相制動では、速度が
ゼロになった時点を何らかの方法で検出する必要があ
る。従来例３は所定の電流制限値を越えていないときに
インバータ出力ＰＷＭ電圧の位相の進行を停止し、イン
バータ出力アームを還流状態へ切換えるインバータ装置
であり、さらには、誘導電動機の回転速度が所定の回転
速度以下になったとき直流制動手段を有する装置である
から、直流電圧と負荷電流のそれぞれの所定値を越えな
い制限値の論理積をとるという条件での急速停止手段で
あって、装置の小形化の目的には適切ではない。そこで
本発明は、これら各従来例の障害を全て払拭したインバ
ータ駆動交流電動機の制動方法を提供することを目的と
する。
１においては、エネルギを処理するための抵抗器とその
制御回路が、低コスト化、小形化の障害になっている。
また、従来例２のダイナミックブレーキでは、停止寸前
の制動トルクは大きいものの、平均制動トルクが極めて
小さいという欠点がある。また、逆相制動では、速度が
ゼロになった時点を何らかの方法で検出する必要があ
る。従来例３は所定の電流制限値を越えていないときに
インバータ出力ＰＷＭ電圧の位相の進行を停止し、イン
バータ出力アームを還流状態へ切換えるインバータ装置
であり、さらには、誘導電動機の回転速度が所定の回転
速度以下になったとき直流制動手段を有する装置である
から、直流電圧と負荷電流のそれぞれの所定値を越えな
い制限値の論理積をとるという条件での急速停止手段で
あって、装置の小形化の目的には適切ではない。そこで
本発明は、これら各従来例の障害を全て払拭したインバ
ータ駆動交流電動機の制動方法を提供することを目的と
する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、本発明では、通常は３相分のキャリアを同相にし
ておき、制動時に３相に切り替えることにより、キャリ
ア周波数成分の電流リップルを増加させる。その結果、
電動機内に発生すキャリア周波数成分の電気エネルギ損
失が増加し、直流母線に返される電気エネルギを低減し
て、電圧の上昇を防止する。すなわち、３相電圧形ＰＷ
ＭインバータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の半導体素子を
駆動するゲートに与える信号について、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ
相の電圧指令信号ｅU ，ｅV ，ｅW と三角波キャリア信
号ｅC とをそれぞれの各比較器に与え、パルス幅変調の
演算をして各相ゲート信号を作成する方法において、加
速時及び定常運転時には、同一位相のキャリア信号ある
いはそれに相当する信号でパルス幅変調し、減速時には
キャリア信号あるいはそれに相当する信号を、Ｕ相，Ｖ
相，Ｗ相の各相毎に位相差のある３相に切り替えた位相
０°，位相１２０°，位相２４０°の三角波キャリア信
号ｅC と、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令信号ｅU ，
ｅV ，ｅW とを各比較器に与え、パルス幅変調の演算を
した各相ゲート信号を駆動信号としてインバータ駆動交
流電動機の制動を行うインバータ駆動交流電動機の制動
方法であり、また３相電圧形ＰＷＭインバータのＵ相を
基準となる位相０°のキャリア信号あるいはそれに相当
する信号で電圧指令信号ｅU を変調し、他の２相のＶ相
とＷ相のキャリア信号には任意の同一電気角の遅れ−φ
及び進み＋φの位相をそれぞれ与えるようにし、定常運
転から制動へ移行する際、その位相を０°から−φまた
は０°から＋φまで連続的に変化させる前項に記載のイ
ンバータ駆動交流電動機の制動方法であり、さらに制動
時にキャリア周波数あるいはそれに相当する信号の周波
数を下げ、キャリア周波数あるいはそれに相当する信号
の位相差・供与時間を制御する前々項あるいは前項に記
載のインバータ駆動交流電動機の制動方法である。
めに、本発明では、通常は３相分のキャリアを同相にし
ておき、制動時に３相に切り替えることにより、キャリ
ア周波数成分の電流リップルを増加させる。その結果、
電動機内に発生すキャリア周波数成分の電気エネルギ損
失が増加し、直流母線に返される電気エネルギを低減し
て、電圧の上昇を防止する。すなわち、３相電圧形ＰＷ
ＭインバータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の半導体素子を
駆動するゲートに与える信号について、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ
相の電圧指令信号ｅU ，ｅV ，ｅW と三角波キャリア信
号ｅC とをそれぞれの各比較器に与え、パルス幅変調の
演算をして各相ゲート信号を作成する方法において、加
速時及び定常運転時には、同一位相のキャリア信号ある
いはそれに相当する信号でパルス幅変調し、減速時には
キャリア信号あるいはそれに相当する信号を、Ｕ相，Ｖ
相，Ｗ相の各相毎に位相差のある３相に切り替えた位相
０°，位相１２０°，位相２４０°の三角波キャリア信
号ｅC と、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令信号ｅU ，
ｅV ，ｅW とを各比較器に与え、パルス幅変調の演算を
した各相ゲート信号を駆動信号としてインバータ駆動交
流電動機の制動を行うインバータ駆動交流電動機の制動
方法であり、また３相電圧形ＰＷＭインバータのＵ相を
基準となる位相０°のキャリア信号あるいはそれに相当
する信号で電圧指令信号ｅU を変調し、他の２相のＶ相
とＷ相のキャリア信号には任意の同一電気角の遅れ−φ
及び進み＋φの位相をそれぞれ与えるようにし、定常運
転から制動へ移行する際、その位相を０°から−φまた
は０°から＋φまで連続的に変化させる前項に記載のイ
ンバータ駆動交流電動機の制動方法であり、さらに制動
時にキャリア周波数あるいはそれに相当する信号の周波
数を下げ、キャリア周波数あるいはそれに相当する信号
の位相差・供与時間を制御する前々項あるいは前項に記
載のインバータ駆動交流電動機の制動方法である。
【０００５】
【作用】本発明はこのようなインバータ駆動交流電動機
の制動方法であるから、電動機内で発生する損失を増加
させて、慣性モーメントに蓄えらえられたエネルギによ
るインバータ直流母線電圧上昇を防止すると共に、定常
運転から制動への移行を円滑に行え、さらに制動時にキ
ャリア周波数を下げるのでキャリア周波数成分の電流を
十分に流すようにしてキャリア周波数の持つ電気エネル
ギの損失を増大させ直流母線の電圧上昇を防止する。す
なわち、キャリア周波数は、回転速度を決める基本波周
波数に比べて非常に大きい、例えば約１〜10KHz なの
で、キャリア周波数から見ると電動機はロック状態にあ
ると見做すことができ、回転子に大きな電流が流れ、損
失が増加し、その結果、制動に伴って発生するエネルギ
が電動機内で吸収される。
の制動方法であるから、電動機内で発生する損失を増加
させて、慣性モーメントに蓄えらえられたエネルギによ
るインバータ直流母線電圧上昇を防止すると共に、定常
運転から制動への移行を円滑に行え、さらに制動時にキ
ャリア周波数を下げるのでキャリア周波数成分の電流を
十分に流すようにしてキャリア周波数の持つ電気エネル
ギの損失を増大させ直流母線の電圧上昇を防止する。す
なわち、キャリア周波数は、回転速度を決める基本波周
波数に比べて非常に大きい、例えば約１〜10KHz なの
で、キャリア周波数から見ると電動機はロック状態にあ
ると見做すことができ、回転子に大きな電流が流れ、損
失が増加し、その結果、制動に伴って発生するエネルギ
が電動機内で吸収される。
【０００６】
【実施例】以下に、本発明の具体的な各実施例について
図面を参照しながら説明する。図１に、本発明によるＰ
ＷＭインバータ（サーボドライブも含む）の回路構成を
表す制御ブロック図を示す。ＰＷＭインバータの３組の
相Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれの電圧指令信号ｅU,ｅV,ｅW
と三角波のキャリア信号ｅC とを比較して得られるパル
ス信号で駆動される。従来方式では、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相と
も同一のキャリア信号を用いている。このようにするこ
とにより、出力の線間電圧に現れるキャリア周波数成分
が相殺され、リップル電流を低減できるからである。
図面を参照しながら説明する。図１に、本発明によるＰ
ＷＭインバータ（サーボドライブも含む）の回路構成を
表す制御ブロック図を示す。ＰＷＭインバータの３組の
相Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれの電圧指令信号ｅU,ｅV,ｅW
と三角波のキャリア信号ｅC とを比較して得られるパル
ス信号で駆動される。従来方式では、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相と
も同一のキャリア信号を用いている。このようにするこ
とにより、出力の線間電圧に現れるキャリア周波数成分
が相殺され、リップル電流を低減できるからである。
【０００７】 本実施例では図１に示すように、基準と
なるキャリア信号を発生するキャリア発振器１の０°の
発振位相に対し、１２０°，２４０°遅れた位相の信号
を発振するキャリア発振器２及び３を準備しておき、加
速時、定常運転時には、切リ替えスイッチ７及び８をＡ
側に投入して、３相とも基準キャリアで変調し、減速時
には、切り替えスイッチ７及び８をＢ側に投入し、Ｖ，
Ｗ相をＵ相に対して、それぞれ１２０°，２４０°遅れ
たキャリア信号で変調するものである。その結果、キャ
リア周波数成分の３相電圧が比較器４，５及び６に与え
られ、それらにおける電圧指令信号ｅU,ｅV,ｅW と３つ
の違った位相の三角波のキャリア信号ｅC とを比較し
て、演算された結果の出力信号が電動機に印加される。
なるキャリア信号を発生するキャリア発振器１の０°の
発振位相に対し、１２０°，２４０°遅れた位相の信号
を発振するキャリア発振器２及び３を準備しておき、加
速時、定常運転時には、切リ替えスイッチ７及び８をＡ
側に投入して、３相とも基準キャリアで変調し、減速時
には、切り替えスイッチ７及び８をＢ側に投入し、Ｖ，
Ｗ相をＵ相に対して、それぞれ１２０°，２４０°遅れ
たキャリア信号で変調するものである。その結果、キャ
リア周波数成分の３相電圧が比較器４，５及び６に与え
られ、それらにおける電圧指令信号ｅU,ｅV,ｅW と３つ
の違った位相の三角波のキャリア信号ｅC とを比較し
て、演算された結果の出力信号が電動機に印加される。
【０００８】 キャリア周波数は、回転速度を決める基
本波周波数に比べて非常に大きい、例えば約１〜10KHz
なので、キャリア周波数から見ると電動機はロック状態
にあると見做すことができる。従って、回転子に大きな
電流が流れ、損失が増加する。その結果、制動に伴って
発生するエネルギが電動機内で吸収され、直流母線での
電圧上昇を防止する。
本波周波数に比べて非常に大きい、例えば約１〜10KHz
なので、キャリア周波数から見ると電動機はロック状態
にあると見做すことができる。従って、回転子に大きな
電流が流れ、損失が増加する。その結果、制動に伴って
発生するエネルギが電動機内で吸収され、直流母線での
電圧上昇を防止する。
【０００９】 図２(a) に、本発明の他の実施例の回路
構成を示すブロック図を表す。全ての図面において、同
一符号は同一若しくは相当部材を示す。キャリア信号を
スイッチで切り替える代わりに、Ｕ相のキャリア信号に
対し、Ｖ相をφの遅れ位相、Ｗ相をφの進み位相に制御
できるようにしている。通常は、φ＝０で運転し、制動
に入る際にφを０→１２０°と連続的に変化させ、切り
替えによるショックを緩和する。
構成を示すブロック図を表す。全ての図面において、同
一符号は同一若しくは相当部材を示す。キャリア信号を
スイッチで切り替える代わりに、Ｕ相のキャリア信号に
対し、Ｖ相をφの遅れ位相、Ｗ相をφの進み位相に制御
できるようにしている。通常は、φ＝０で運転し、制動
に入る際にφを０→１２０°と連続的に変化させ、切り
替えによるショックを緩和する。
【００１０】 最近は、電力半導体の特性が改善され、
キャリア周波数を高くすることが可能になった。このよ
うな条件下では、電動機巻線のインダクタンスによっ
て、十分なキャリア周波数成分の電流が流せないことが
ある。このような場合には、減速時のみキャリア周波数
を下げて、十分な電流を流すことができる。この制御パ
ターンを図２(b),(c) に併記する。図２(b),(c) におい
てφはキャリア信号の位相，ｆc はキャリア信号の周波
数を示し、定常運転が時刻ｔ1から時刻ｔ2 まで行わ
れ、時刻ｔ2 で制動開始となり、キャリア信号の位相を
順次０→１２０°と連続的に変化させると、それに連れ
てキャリア信号の周波数ｆc も漸次減少し、直流母線電
圧が最適になるように、キャリア周波数を制御すること
ができる。
キャリア周波数を高くすることが可能になった。このよ
うな条件下では、電動機巻線のインダクタンスによっ
て、十分なキャリア周波数成分の電流が流せないことが
ある。このような場合には、減速時のみキャリア周波数
を下げて、十分な電流を流すことができる。この制御パ
ターンを図２(b),(c) に併記する。図２(b),(c) におい
てφはキャリア信号の位相，ｆc はキャリア信号の周波
数を示し、定常運転が時刻ｔ1から時刻ｔ2 まで行わ
れ、時刻ｔ2 で制動開始となり、キャリア信号の位相を
順次０→１２０°と連続的に変化させると、それに連れ
てキャリア信号の周波数ｆc も漸次減少し、直流母線電
圧が最適になるように、キャリア周波数を制御すること
ができる。
【００１１】 なお、以上では電圧指令信号と三角波の
キャリア信号とを比較する方法について述べたが、本発
明の別の実施例として、デジタルカウンタやタイマを用
いて同一の効果を得る方法についても、同様である。
キャリア信号とを比較する方法について述べたが、本発
明の別の実施例として、デジタルカウンタやタイマを用
いて同一の効果を得る方法についても、同様である。
【００１２】 ところで、本発明のこれまでの説明は全
てキャリア周波数という既存の発振器を適用することで
成されているが、発明の本質から窺えるとおり、従来の
インバータに採用されているバイポーラ・トランジスタ
では約１〜３KHz 、さらに最近はＩＧＢＴ［Insulated
Gate Bipolar Transistor ］では約１〜10KHz のキャリ
ア周波数ということになるが、敢えてキャリア周波数を
使用せず、別設の発振器においてキャリア周波数に相当
する高周波を発振させて、これを使うことも可能なこと
は論を待たない。
てキャリア周波数という既存の発振器を適用することで
成されているが、発明の本質から窺えるとおり、従来の
インバータに採用されているバイポーラ・トランジスタ
では約１〜３KHz 、さらに最近はＩＧＢＴ［Insulated
Gate Bipolar Transistor ］では約１〜10KHz のキャリ
ア周波数ということになるが、敢えてキャリア周波数を
使用せず、別設の発振器においてキャリア周波数に相当
する高周波を発振させて、これを使うことも可能なこと
は論を待たない。
【００１３】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、回転
中の電動機の制動エネルギの処理のために、直流母線に
挿入する抵抗器及びその制御回路を除去できる。既存の
キャリア周波数の位相を各相毎に移行させて各電動機駆
動ゲート信号とするだけで、小形化することができばか
りでなく、回転子に大きな電流が流れ、損失が増加す
る。その結果、制動に伴って発生するエネルギが電動機
内で吸収され、理想的な制動形態を現出可能という特段
の効果を奏することができる。
中の電動機の制動エネルギの処理のために、直流母線に
挿入する抵抗器及びその制御回路を除去できる。既存の
キャリア周波数の位相を各相毎に移行させて各電動機駆
動ゲート信号とするだけで、小形化することができばか
りでなく、回転子に大きな電流が流れ、損失が増加す
る。その結果、制動に伴って発生するエネルギが電動機
内で吸収され、理想的な制動形態を現出可能という特段
の効果を奏することができる。
【図１】本発明の一実施例の回路構成を示すブロック図
【図２】本発明の他の実施例における説明図 (a) 回路構成を示すブロック図 (b) 定常運転から制動時に移行する際のキャリア周波数
の位相φの連続的移行による切り替えを示す図 (c) 定常運転から制動時に移行する際のキャリア周波数
の変化を表す図
の位相φの連続的移行による切り替えを示す図 (c) 定常運転から制動時に移行する際のキャリア周波数
の変化を表す図
【図３】従来例１の回路構成を示すブロック図
１，２，２a ，３，３a キャリア発振器 ４，５，６ 比較器 ７，８ 切り替えスイッチ 31 コンバータ 32 コンデンサ 33 制御回路 34 インバータ ｅC 三角波のキャリア信号 ｅU,ｅV,ｅW 電圧指令信号 ｆc 三角波のキャリア信号の周波数
Claims (3)
- 【請求項１】 ３相電圧形ＰＷＭインバータのＵ相，Ｖ
相，Ｗ相の各相の半導体素子を駆動するゲートに与える
信号について、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令信号ｅU ，
ｅV ，ｅW と三角波キャリア信号ｅC とをそれぞれの各
比較器に与え、パルス幅変調の演算をして各相ゲート信
号を作成する方法において、 加速時及び定常運転時には、同一位相のキャリア信号あ
るいはそれに相当する信号でパルス幅変調し、 減速時には前記キャリア信号あるいはそれに相当する信
号を、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相毎に位相差のある３相に
切り替えた位相０°，位相１２０°，位相２４０°の三
角波キャリア信号ｅC と、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令
信号ｅU ，ｅV，ｅW とを前記各比較器に与え、パルス
幅変調の演算をした各相ゲート信号を前記駆動信号とし
てインバータ駆動交流電動機の制動を行うことを特徴と
するインバータ駆動交流電動機の制動方法。 - 【請求項２】 ３相電圧形ＰＷＭインバータのＵ相を基
準となる位相０°のキャリア信号あるいはそれに相当す
る信号で電圧指令信号ｅU を変調し、 他の２相のＶ相とＷ相の前記キャリア信号には任意の同
一電気角の遅れ−φ及び進み＋φの位相をそれぞれ与え
るようにし、 定常運転から制動へ移行する際、その位相を０°から−
φまたは０°から＋φまで連続的に変化させることを特
徴とする請求項１記載のインバータ駆動交流電動機の制
動方法。 - 【請求項３】 制動時にキャリア周波数あるいはそれに
相当する信号の周波数を下げ、前記キャリア周波数ある
いはそれに相当する信号の位相差・供与時間を制御する
ことを特徴とする請求項１あるいは請求項２記載のイン
バータ駆動交流電動機の制動方法。
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|---|---|---|---|
| JP28417294A JP3567440B2 (ja) | 1994-10-24 | 1994-10-24 | インバータ駆動交流電動機の制動方法 |
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| JP28417294A JP3567440B2 (ja) | 1994-10-24 | 1994-10-24 | インバータ駆動交流電動機の制動方法 |
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| JPH08126368A true JPH08126368A (ja) | 1996-05-17 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1994
- 1994-10-24 JP JP28417294A patent/JP3567440B2/ja not_active Expired - Fee Related
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