JPH11146501A - 電気車の制御装置 - Google Patents
電気車の制御装置Info
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- JPH11146501A JPH11146501A JP9317742A JP31774297A JPH11146501A JP H11146501 A JPH11146501 A JP H11146501A JP 9317742 A JP9317742 A JP 9317742A JP 31774297 A JP31774297 A JP 31774297A JP H11146501 A JPH11146501 A JP H11146501A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換器を１パルスモードへ移行させると
き、電圧不連続が発生することなく、スムーズな電力変
換器の連続運転を実現すると共に、電気車駆動システム
の効率を高めることにある。 【解決手段】 誘導電動機を駆動する電力変換器と、マ
スコンからの複数のノッチ指令Ｎにより速度ｆｒに対す
る各々の励磁電流指令Ｉｄとトルク電流指令Ｉｑを演算
する手段２１ｄ１〜２１ｑｍと、前記演算結果に基づい
てＰＷＭ信号を発する手段を備える電気車の制御装置に
おいて、出力電圧が電力変換器の出力し得る最大電圧に
達するまで、励磁電流成分Ｉｄを前記ノッチ指令にかか
わらず常に一定に保持し、かつ、最大トルクを出力する
ときのトルク電流成分Ｉｑを励磁電流成分Ｉｄより所定
値以上大きくすると共に、誘導電動機の速度に応じて出
力電圧を連続して上昇し、前記最大電圧に達したとき、
前記出力電圧のパルスモードを１パルスとする。
き、電圧不連続が発生することなく、スムーズな電力変
換器の連続運転を実現すると共に、電気車駆動システム
の効率を高めることにある。 【解決手段】 誘導電動機を駆動する電力変換器と、マ
スコンからの複数のノッチ指令Ｎにより速度ｆｒに対す
る各々の励磁電流指令Ｉｄとトルク電流指令Ｉｑを演算
する手段２１ｄ１〜２１ｑｍと、前記演算結果に基づい
てＰＷＭ信号を発する手段を備える電気車の制御装置に
おいて、出力電圧が電力変換器の出力し得る最大電圧に
達するまで、励磁電流成分Ｉｄを前記ノッチ指令にかか
わらず常に一定に保持し、かつ、最大トルクを出力する
ときのトルク電流成分Ｉｑを励磁電流成分Ｉｄより所定
値以上大きくすると共に、誘導電動機の速度に応じて出
力電圧を連続して上昇し、前記最大電圧に達したとき、
前記出力電圧のパルスモードを１パルスとする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、可変電圧可変周波
数の交流を出力する電力変換器によって誘導電動機を駆
動する電気車の制御装置に関する。
数の交流を出力する電力変換器によって誘導電動機を駆
動する電気車の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、鉄道車両用電気車の運転に際
し、運転台のマスコンからのノッチ指令により速度に応
じた所要トルク特性が与えられる。ノッチ指令がフルノ
ッチではインバータ及び電動機が出しうる最大のトルク
特性が与えられ、一方、低速で走行したい場合に選択さ
れ、フルパワーを必要としない低ノッチでは所定の速度
以上になると、トルクが絞られる特性が与えられる。ま
た、電気車では電車線電圧を最大限利用するため、高速
域ではインバータのＰＷＭパルスモードが１パルスとな
り、電車線電圧で決まる最大電圧を電動機に与える運転
モードがある。ところで、通常、電気車では低ノッチが
選択され、トルクが絞られる点以上の速度になると、イ
ンバータの出力電圧を一定に保つ電圧止めを行う。この
場合、電圧は最大電圧にはならず、ＰＷＭパルスモード
は１パルスとならないので、インバータのスイッチング
損失が大きく、熱的な問題が発生し、インバータの連続
運転ができない。そこで、この問題を解決するため、特
開平４−３３４９０４号公報には、トルクが絞られる点
以上の速度になると、低ノッチでも強制的に１パルスモ
ードに移行させる制御を行うことが記載されている。
し、運転台のマスコンからのノッチ指令により速度に応
じた所要トルク特性が与えられる。ノッチ指令がフルノ
ッチではインバータ及び電動機が出しうる最大のトルク
特性が与えられ、一方、低速で走行したい場合に選択さ
れ、フルパワーを必要としない低ノッチでは所定の速度
以上になると、トルクが絞られる特性が与えられる。ま
た、電気車では電車線電圧を最大限利用するため、高速
域ではインバータのＰＷＭパルスモードが１パルスとな
り、電車線電圧で決まる最大電圧を電動機に与える運転
モードがある。ところで、通常、電気車では低ノッチが
選択され、トルクが絞られる点以上の速度になると、イ
ンバータの出力電圧を一定に保つ電圧止めを行う。この
場合、電圧は最大電圧にはならず、ＰＷＭパルスモード
は１パルスとならないので、インバータのスイッチング
損失が大きく、熱的な問題が発生し、インバータの連続
運転ができない。そこで、この問題を解決するため、特
開平４−３３４９０４号公報には、トルクが絞られる点
以上の速度になると、低ノッチでも強制的に１パルスモ
ードに移行させる制御を行うことが記載されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記公
報に記載のような制御方法では、１パルスモードへの移
行時に大きな電圧不連続が発生し、電動機にショックを
与えることになる。本発明の課題は、上述したような電
圧不連続が発生することなく、１パルスモードへ移行さ
せ、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転を
実現すると共に、インバータと電動機を合わせた電気車
駆動システムの全体の効率を高める電気車の制御装置を
提供することにある。
報に記載のような制御方法では、１パルスモードへの移
行時に大きな電圧不連続が発生し、電動機にショックを
与えることになる。本発明の課題は、上述したような電
圧不連続が発生することなく、１パルスモードへ移行さ
せ、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転を
実現すると共に、インバータと電動機を合わせた電気車
駆動システムの全体の効率を高める電気車の制御装置を
提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題は、電力変換器
の出力電圧が該変換器の出力し得る最大電圧に達するま
で、励磁電流成分をノッチ指令にかかわらず常に一定に
保持し、かつ、最大トルクを出力するときのトルク電流
成分を励磁電流成分より所定値以上大きくすると共に、
誘導電動機の速度に応じて電力変換器の出力電圧を連続
して上昇し、前記最大電圧に達したとき、前記出力電圧
のパルスモードを１パルスとすることによって、解決さ
れる。ここで、電力変換器を起動あるいは停止させると
きは、励磁電流成分が一定に保持されるまで、該励磁電
流成分を徐々に増加あるいは減少する。
の出力電圧が該変換器の出力し得る最大電圧に達するま
で、励磁電流成分をノッチ指令にかかわらず常に一定に
保持し、かつ、最大トルクを出力するときのトルク電流
成分を励磁電流成分より所定値以上大きくすると共に、
誘導電動機の速度に応じて電力変換器の出力電圧を連続
して上昇し、前記最大電圧に達したとき、前記出力電圧
のパルスモードを１パルスとすることによって、解決さ
れる。ここで、電力変換器を起動あるいは停止させると
きは、励磁電流成分が一定に保持されるまで、該励磁電
流成分を徐々に増加あるいは減少する。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明の一実施形態を説明する前
に、本発明の原理を説明する。まず、比較のため、図２
を用いて、従来の特性、すなわち、低ノッチが選択さ
れ、電圧止めを行った場合の速度に対する励磁電流指令
Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ（いずれもノッチ指令により
決まる。）、線間電圧Ｖｍ、すべり周波数指令ｆｓの特
性を示す。図２において、電動機の線間電圧Ｖｍは、６
００Ｖに達するまでは上昇し、６００Ｖになった点以上
の速度で一定となる。励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指
令Ｉｑは、線間電圧が６００Ｖ以下のときには一定、６
００Ｖになると、両方ともほぼ速度に反比例して減少す
る形となる。すべり周波数ｆｓは全域にわたって一定で
ある。図３は、低ノッチが選択され、図２の特性のとき
の速度に対するトルクＴ（実線）を示す。なお、図３の
点線はフルノッチが選択されたときのトルクを表す。こ
こで、ベクトル制御ではトルクＴはＩｄ×Ｉｑに比例
し、すべり周波数ｆｓはＩｑ／Ｉｄに比例する。
に、本発明の原理を説明する。まず、比較のため、図２
を用いて、従来の特性、すなわち、低ノッチが選択さ
れ、電圧止めを行った場合の速度に対する励磁電流指令
Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ（いずれもノッチ指令により
決まる。）、線間電圧Ｖｍ、すべり周波数指令ｆｓの特
性を示す。図２において、電動機の線間電圧Ｖｍは、６
００Ｖに達するまでは上昇し、６００Ｖになった点以上
の速度で一定となる。励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指
令Ｉｑは、線間電圧が６００Ｖ以下のときには一定、６
００Ｖになると、両方ともほぼ速度に反比例して減少す
る形となる。すべり周波数ｆｓは全域にわたって一定で
ある。図３は、低ノッチが選択され、図２の特性のとき
の速度に対するトルクＴ（実線）を示す。なお、図３の
点線はフルノッチが選択されたときのトルクを表す。こ
こで、ベクトル制御ではトルクＴはＩｄ×Ｉｑに比例
し、すべり周波数ｆｓはＩｑ／Ｉｄに比例する。
【０００６】次に、図１は、本発明の特性、すなわち、
図３に示した線間電圧６００Ｖで電圧止めを行った場合
と同じトルクＴ（実線）を本発明により出した場合の速
度に対する励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ、線
間電圧Ｖｍ、すべり周波数指令ｆｓの特性を示す。図１
において、線間電圧Ｖｍが６００Ｖとなる点（領域Ａ）
までは図２と同じであるが、その点以上の速度となり、
電圧が最大電圧１１３０Ｖ（ＰＷＭパルスモードが１パ
ルスとなる最大電圧）になるまでは線間電圧Ｖｍが上昇
し、最大電圧に達すると、一定となり、このときのＰＷ
Ｍパルスモードは１パルスとなる。線間電圧Ｖｍが６０
０Ｖ以上１１３０Ｖ以下の領域（領域Ｂ）では、励磁電
流指令値Ｉｄは一定値Ｉｄ０を保ち、トルク電流指令値
ＩｑはトルクＴに比例して一定値Ｉｑ０から減少させ
る。その結果すべり周波数ｆｓもトルクＴに比例して減
少する。線間電圧Ｖｍが最大電圧となる領域（領域Ｃ）
では、図２の線間電圧一定領域と同様に、すべり周波数
ｆｓほぼ一定、励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ
はほぼ速度に反比例する形で減少させる。図１の本発明
の特性は、図２の従来の特性に比し、線間電圧Ｖｍが６
００Ｖから１１３０Ｖに達するまでの領域Ｂにおいて励
磁電流指令値Ｉｄを一定値Ｉｄ０に保つことに特徴があ
る。
図３に示した線間電圧６００Ｖで電圧止めを行った場合
と同じトルクＴ（実線）を本発明により出した場合の速
度に対する励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ、線
間電圧Ｖｍ、すべり周波数指令ｆｓの特性を示す。図１
において、線間電圧Ｖｍが６００Ｖとなる点（領域Ａ）
までは図２と同じであるが、その点以上の速度となり、
電圧が最大電圧１１３０Ｖ（ＰＷＭパルスモードが１パ
ルスとなる最大電圧）になるまでは線間電圧Ｖｍが上昇
し、最大電圧に達すると、一定となり、このときのＰＷ
Ｍパルスモードは１パルスとなる。線間電圧Ｖｍが６０
０Ｖ以上１１３０Ｖ以下の領域（領域Ｂ）では、励磁電
流指令値Ｉｄは一定値Ｉｄ０を保ち、トルク電流指令値
ＩｑはトルクＴに比例して一定値Ｉｑ０から減少させ
る。その結果すべり周波数ｆｓもトルクＴに比例して減
少する。線間電圧Ｖｍが最大電圧となる領域（領域Ｃ）
では、図２の線間電圧一定領域と同様に、すべり周波数
ｆｓほぼ一定、励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ
はほぼ速度に反比例する形で減少させる。図１の本発明
の特性は、図２の従来の特性に比し、線間電圧Ｖｍが６
００Ｖから１１３０Ｖに達するまでの領域Ｂにおいて励
磁電流指令値Ｉｄを一定値Ｉｄ０に保つことに特徴があ
る。
【０００７】図４に、図１と図２に示した電圧止めを行
った場合について、誘導電動機の損失を計算し、効率を
比較した結果を示す。曲線１は、本発明の制御による誘
導電動機の効率、曲線２は従来例による誘導電動機の効
率を示す。ここで、誘導電動機の効率は、損失（銅損＋
鉄損）が小さいほど高くなる。図４から領域Ｂ及び領域
Ｃの前半で本発明の制御の方が効率が高くなることがわ
かる。なお、図８は、誘導電動機の等価回路であり、誘
導電動機に電圧Ｖ１を与えると、図８の回路に電流ｉ１
が流れ、１次抵抗ｒ１により１次抵抗損失、２次抵抗ｒ
２により２次抵抗損失（この２つの損失を銅損と呼
ぶ。）が発生し、抵抗ｒｍにより鉄損が発生する。ここ
で、２次抵抗ｒ２（１−ｓ）／ｓで消費されるエネルギ
ーが電気車を駆動する機械的エネルギーとなる。また、
２次抵抗ｒ２を流れる電流がトルク電流Ｉｑとなり、励
磁インダクタンスｌｍを流れる電流が励磁電流Ｉｄとな
る。ｌ１は漏れインダクタンス、ｌｍは励磁インダクタ
ンスを表す。
った場合について、誘導電動機の損失を計算し、効率を
比較した結果を示す。曲線１は、本発明の制御による誘
導電動機の効率、曲線２は従来例による誘導電動機の効
率を示す。ここで、誘導電動機の効率は、損失（銅損＋
鉄損）が小さいほど高くなる。図４から領域Ｂ及び領域
Ｃの前半で本発明の制御の方が効率が高くなることがわ
かる。なお、図８は、誘導電動機の等価回路であり、誘
導電動機に電圧Ｖ１を与えると、図８の回路に電流ｉ１
が流れ、１次抵抗ｒ１により１次抵抗損失、２次抵抗ｒ
２により２次抵抗損失（この２つの損失を銅損と呼
ぶ。）が発生し、抵抗ｒｍにより鉄損が発生する。ここ
で、２次抵抗ｒ２（１−ｓ）／ｓで消費されるエネルギ
ーが電気車を駆動する機械的エネルギーとなる。また、
２次抵抗ｒ２を流れる電流がトルク電流Ｉｑとなり、励
磁インダクタンスｌｍを流れる電流が励磁電流Ｉｄとな
る。ｌ１は漏れインダクタンス、ｌｍは励磁インダクタ
ンスを表す。
【０００８】次に、本発明による誘導電動機の効率が、
従来例に比し、高くなる理由を説明する。図５は、横軸
に励磁電流Ｉｄ、縦軸にトルク電流Ｉｑをとって電流ベ
クトルを示した図である。ベクトル３は図１の領域Ａに
おける電流ベクトル、ベクトル４は図１の領域Ｂにおけ
る電流ベクトルを示す。ここで、ベクトル４の励磁電流
Ｉｄの値Ｉｄ０はベクトル３と同じ（つまり、領域Ａと
領域Ｂにおいて励磁電流Ｉｄが一定値Ｉｄ０に保持され
ている。）となっている。ベクトル５は図１の領域Ｂ相
当における図２の電流ベクトル。曲線６はＩｄ×Ｉｑ
（つまり、トルクＴ）が一定となる線を示す。図２に示
すように、電圧止めを行ったときには、励磁電流Ｉｄと
トルク電流Ｉｑは同じ比率で減少するので、ベクトル５
はベクトル４と同じトルクを出す電流ベクトルを示す。
最大トルクを出しているベクトル３の最大トルク電流Ｉ
ｑ０が励磁電流Ｉｄ０より所定以上（例えば、３倍以
上）大きい場合には、ベクトル４と５を比較すると、励
磁電流Ｉｄを一定に保持した場合のベクトル４の方が小
さくなる。誘導電動機の損失の内１次抵抗による損失は
１次電流つまり図５の電流ベクトルの大きさの２乗に比
例するので、電流ベクトルが小さくなれば、その分損失
が減少する。また、２次抵抗による損失は２次電流つま
り図５のトルク電流の２乗に比例する。この場合、本発
明によるトルク電流Ｉｑは、電流ベクトル３と４の大き
さの比以上に減っており、その分損失が減少する。以
上、誘導電動機の銅損については、１次、２次とも本発
明の方が少なくなることがわかる。一方、鉄損について
は、ほぼ電圧の２乗に比例するため、電圧が大きくなる
本発明の方が増えることになる。しかしながら、一般的
に鉄損の大きさは銅損の大きさに比べて小さいため、全
損失でみると、銅損の減少分の方が大きく、本発明によ
る方が図４に示したように誘導電動機の効率は高くな
る。また、図４では高速域で本発明の方が効率が低くな
っているが、これは電流の大きさが小さくなって銅損が
減ってきているのに対し、電圧一定で鉄損は変化しない
ので、相対的に鉄損の比率が高くなっているためであ
る。しかし、全損失でみると、減っており、鉄損による
損失増の影響は少ない。また、本発明では、ＰＷＭパル
スは１パルス（図１の線間電圧Ｖｍを１１３０Ｖに高め
ることから、１パルスモードになる。）となっており、
インバータのスイッチング損失が図２の電圧止めの場合
と比べて小さくなり、インバータと誘導電動機を合わせ
た効率でみると、良くなる。さらに、図１からわかるよ
うに、線間電圧Ｖｍが６００Ｖから１１３０Ｖまで連続
して変化するため、電圧の値に不連続が発生することも
ない。以上の効果は、次の２つの場合を除いて、ノッチ
指令に関わりなく、励磁電流を一定に保つことで得られ
る。１つは、電圧が最大電圧に達した場合でこのときに
は電圧を制御することができないので、励磁電流を下げ
て弱め界磁制御を行う。もう１つは、インバータを起動
あるいは停止させるときで、この場合には電流の過渡振
動を防止するために、励磁電流指令を過渡的に変化させ
ることがある。
従来例に比し、高くなる理由を説明する。図５は、横軸
に励磁電流Ｉｄ、縦軸にトルク電流Ｉｑをとって電流ベ
クトルを示した図である。ベクトル３は図１の領域Ａに
おける電流ベクトル、ベクトル４は図１の領域Ｂにおけ
る電流ベクトルを示す。ここで、ベクトル４の励磁電流
Ｉｄの値Ｉｄ０はベクトル３と同じ（つまり、領域Ａと
領域Ｂにおいて励磁電流Ｉｄが一定値Ｉｄ０に保持され
ている。）となっている。ベクトル５は図１の領域Ｂ相
当における図２の電流ベクトル。曲線６はＩｄ×Ｉｑ
（つまり、トルクＴ）が一定となる線を示す。図２に示
すように、電圧止めを行ったときには、励磁電流Ｉｄと
トルク電流Ｉｑは同じ比率で減少するので、ベクトル５
はベクトル４と同じトルクを出す電流ベクトルを示す。
最大トルクを出しているベクトル３の最大トルク電流Ｉ
ｑ０が励磁電流Ｉｄ０より所定以上（例えば、３倍以
上）大きい場合には、ベクトル４と５を比較すると、励
磁電流Ｉｄを一定に保持した場合のベクトル４の方が小
さくなる。誘導電動機の損失の内１次抵抗による損失は
１次電流つまり図５の電流ベクトルの大きさの２乗に比
例するので、電流ベクトルが小さくなれば、その分損失
が減少する。また、２次抵抗による損失は２次電流つま
り図５のトルク電流の２乗に比例する。この場合、本発
明によるトルク電流Ｉｑは、電流ベクトル３と４の大き
さの比以上に減っており、その分損失が減少する。以
上、誘導電動機の銅損については、１次、２次とも本発
明の方が少なくなることがわかる。一方、鉄損について
は、ほぼ電圧の２乗に比例するため、電圧が大きくなる
本発明の方が増えることになる。しかしながら、一般的
に鉄損の大きさは銅損の大きさに比べて小さいため、全
損失でみると、銅損の減少分の方が大きく、本発明によ
る方が図４に示したように誘導電動機の効率は高くな
る。また、図４では高速域で本発明の方が効率が低くな
っているが、これは電流の大きさが小さくなって銅損が
減ってきているのに対し、電圧一定で鉄損は変化しない
ので、相対的に鉄損の比率が高くなっているためであ
る。しかし、全損失でみると、減っており、鉄損による
損失増の影響は少ない。また、本発明では、ＰＷＭパル
スは１パルス（図１の線間電圧Ｖｍを１１３０Ｖに高め
ることから、１パルスモードになる。）となっており、
インバータのスイッチング損失が図２の電圧止めの場合
と比べて小さくなり、インバータと誘導電動機を合わせ
た効率でみると、良くなる。さらに、図１からわかるよ
うに、線間電圧Ｖｍが６００Ｖから１１３０Ｖまで連続
して変化するため、電圧の値に不連続が発生することも
ない。以上の効果は、次の２つの場合を除いて、ノッチ
指令に関わりなく、励磁電流を一定に保つことで得られ
る。１つは、電圧が最大電圧に達した場合でこのときに
は電圧を制御することができないので、励磁電流を下げ
て弱め界磁制御を行う。もう１つは、インバータを起動
あるいは停止させるときで、この場合には電流の過渡振
動を防止するために、励磁電流指令を過渡的に変化させ
ることがある。
【０００９】図６は、本発明の一実施形態を示す。図６
において、１１は直流電源、１２は直流電源を平滑する
ためのフィルタコンデンサ、１３は誘導電動機１４を駆
動するための３相電圧を与えるＰＷＭインバータ、１５
は誘導電動機の速度ｆｒを検出する速度検出器、１６は
マスコン、１７は電流指令演算器、１８はベクトル制御
演算器、１９はＰＷＭ信号演算器である。マスコン１６
からのインバータ動作指令ＧＳＴ、ノッチ信号Ｎ及び速
度検出器１５からの速度信号ｆｒが電流指令演算器１７
に入力されると、電流指令演算器１７は必要なトルクＴ
を出すための励磁電流指令Ｉｄ及びトルク電流指令Ｉｑ
を演算して出力する。ベクトル制御演算器１８では励磁
電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ、速度ｆｒに基いて
ベクトル制御演算（例えば、特開平５−８３９７６号公
報参照）を行い、電圧指令の大きさＶｃ（Ｖｃは線間電
圧Ｖｍに比例する。）、位相θを出力する。ＰＷＭ信号
演算器１９では電圧指令よりＰＷＭインバータ１３に与
えるスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを演算して出力
する。
において、１１は直流電源、１２は直流電源を平滑する
ためのフィルタコンデンサ、１３は誘導電動機１４を駆
動するための３相電圧を与えるＰＷＭインバータ、１５
は誘導電動機の速度ｆｒを検出する速度検出器、１６は
マスコン、１７は電流指令演算器、１８はベクトル制御
演算器、１９はＰＷＭ信号演算器である。マスコン１６
からのインバータ動作指令ＧＳＴ、ノッチ信号Ｎ及び速
度検出器１５からの速度信号ｆｒが電流指令演算器１７
に入力されると、電流指令演算器１７は必要なトルクＴ
を出すための励磁電流指令Ｉｄ及びトルク電流指令Ｉｑ
を演算して出力する。ベクトル制御演算器１８では励磁
電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ、速度ｆｒに基いて
ベクトル制御演算（例えば、特開平５−８３９７６号公
報参照）を行い、電圧指令の大きさＶｃ（Ｖｃは線間電
圧Ｖｍに比例する。）、位相θを出力する。ＰＷＭ信号
演算器１９では電圧指令よりＰＷＭインバータ１３に与
えるスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを演算して出力
する。
【００１０】図７は、電流指令演算器１７の詳細ブロッ
ク図である。図７において、ノッチ信号Ｎは運転台のマ
スコン１６より与えられ、ｌノッチ〜ｍノッチの値をと
る。２１ｄｌ〜２１ｄｍ、２１ｑｌ〜２１ｑｍは、図１
に示す励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑの特性を得るテー
ブルであり、ノッチ毎に速度ｆｒに応じて予め演算して
ある必要な励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑを与える。２
２ｄ、２２ｑは切替スイッチであり、ノッチ信号Ｎによ
ってテーブルの値を切り替える。２３ｄ、２３ｑはＰＷ
Ｍインバータ１３の起動時あるいは停止時に電流の過渡
振動や急激なトルクの変化が生じないようにするため
に、励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑの値を制限する電流
指令制限器であり、例えば、インバータ動作指令ＧＳＴ
がインバータ動作時には１、停止時には０となるとする
と、ＧＳＴが０から１に変わったときには、Ｉｄ、Ｉｑ
を例えば１秒かけてＩｄ０、Ｉｑ０まで徐々に立ち上
げ、ＧＳＴが１から０に変わったときには、Ｉｄ、Ｉｑ
を徐々に立ち下げて、その後インバータを停止させる。
２３ｄ、２３ｑの出力が励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑ
としてベクトル制御演算器１８に与えられる。
ク図である。図７において、ノッチ信号Ｎは運転台のマ
スコン１６より与えられ、ｌノッチ〜ｍノッチの値をと
る。２１ｄｌ〜２１ｄｍ、２１ｑｌ〜２１ｑｍは、図１
に示す励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑの特性を得るテー
ブルであり、ノッチ毎に速度ｆｒに応じて予め演算して
ある必要な励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑを与える。２
２ｄ、２２ｑは切替スイッチであり、ノッチ信号Ｎによ
ってテーブルの値を切り替える。２３ｄ、２３ｑはＰＷ
Ｍインバータ１３の起動時あるいは停止時に電流の過渡
振動や急激なトルクの変化が生じないようにするため
に、励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑの値を制限する電流
指令制限器であり、例えば、インバータ動作指令ＧＳＴ
がインバータ動作時には１、停止時には０となるとする
と、ＧＳＴが０から１に変わったときには、Ｉｄ、Ｉｑ
を例えば１秒かけてＩｄ０、Ｉｑ０まで徐々に立ち上
げ、ＧＳＴが１から０に変わったときには、Ｉｄ、Ｉｑ
を徐々に立ち下げて、その後インバータを停止させる。
２３ｄ、２３ｑの出力が励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑ
としてベクトル制御演算器１８に与えられる。
【００１１】いま、例えばノッチ信号Ｎとして運転台の
マスコン１６よりｌノッチを与えると、切替スイッチ２
２ｄ、２２ｑによりテーブル２１ｄｌ、２１ｑｌが選択
され、速度ｆｒが図１の領域Ａの範囲では、それぞれト
ルク電流Ｉｑ一定の値Ｉｑ０、励磁電流Ｉｄ一定の値Ｉ
ｄ０を出力する。ここで、ＰＷＭインバータ１３の起動
時（または、停止時）に電流の過渡振動や急激なトルク
の変化を避けるため、電流指令制限器２３ｄ、２３ｑに
より励磁電流Ｉｄ０、トルク電流Ｉｑ０の値を制限して
徐々に立ち上げる（または、立ち下げる。）。速度ｆｒ
が図１の領域Ｂの範囲になると、トルク電流Ｉｑは一定
値Ｉｑ０から急激に減少し、一方、励磁電流Ｉｄは一定
値Ｉｄ０を保持する。さらに、速度ｆｒが図１の領域Ｃ
の範囲になると、トルク電流Ｉｑ、励磁電流Ｉｄはとも
に漸減する。このように電流指令演算器１７は、ｌノッ
チ指令によって選択されたテーブル２１ｄｌ、２１ｑｌ
に基づいて速度ｆｒに応じたトルク電流Ｉｑ、励磁電流
Ｉｄをベクトル制御演算器１８に出力する。ベクトル制
御演算器１８では速度ｆｒが領域Ａ、Ｂの範囲でトルク
電流Ｉｑ、励磁電流Ｉｄに応じて電圧指令の大きさＶｃ
を線間電圧Ｖｍの最大電圧１１３０Ｖまで連続的に上昇
させ、領域Ｃで電圧指令の大きさＶｃを最大電圧１１３
０Ｖとする。ＰＷＭ信号演算器１９は電圧指令に基づい
て、すなわち、領域Ａ、Ｂの範囲ではＰＷＭモードを多
パルスモードとして、領域ＣでＰＷＭパルスモードを１
パルス（最大電圧１１３０Ｖ）としてＰＷＭインバータ
１３に与えるスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを演算
して出力する。なお、本実施形態では、ノッチ信号Ｎと
して２ノッチ〜ｍノッチの値が与えられても同様に動作
する。
マスコン１６よりｌノッチを与えると、切替スイッチ２
２ｄ、２２ｑによりテーブル２１ｄｌ、２１ｑｌが選択
され、速度ｆｒが図１の領域Ａの範囲では、それぞれト
ルク電流Ｉｑ一定の値Ｉｑ０、励磁電流Ｉｄ一定の値Ｉ
ｄ０を出力する。ここで、ＰＷＭインバータ１３の起動
時（または、停止時）に電流の過渡振動や急激なトルク
の変化を避けるため、電流指令制限器２３ｄ、２３ｑに
より励磁電流Ｉｄ０、トルク電流Ｉｑ０の値を制限して
徐々に立ち上げる（または、立ち下げる。）。速度ｆｒ
が図１の領域Ｂの範囲になると、トルク電流Ｉｑは一定
値Ｉｑ０から急激に減少し、一方、励磁電流Ｉｄは一定
値Ｉｄ０を保持する。さらに、速度ｆｒが図１の領域Ｃ
の範囲になると、トルク電流Ｉｑ、励磁電流Ｉｄはとも
に漸減する。このように電流指令演算器１７は、ｌノッ
チ指令によって選択されたテーブル２１ｄｌ、２１ｑｌ
に基づいて速度ｆｒに応じたトルク電流Ｉｑ、励磁電流
Ｉｄをベクトル制御演算器１８に出力する。ベクトル制
御演算器１８では速度ｆｒが領域Ａ、Ｂの範囲でトルク
電流Ｉｑ、励磁電流Ｉｄに応じて電圧指令の大きさＶｃ
を線間電圧Ｖｍの最大電圧１１３０Ｖまで連続的に上昇
させ、領域Ｃで電圧指令の大きさＶｃを最大電圧１１３
０Ｖとする。ＰＷＭ信号演算器１９は電圧指令に基づい
て、すなわち、領域Ａ、Ｂの範囲ではＰＷＭモードを多
パルスモードとして、領域ＣでＰＷＭパルスモードを１
パルス（最大電圧１１３０Ｖ）としてＰＷＭインバータ
１３に与えるスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを演算
して出力する。なお、本実施形態では、ノッチ信号Ｎと
して２ノッチ〜ｍノッチの値が与えられても同様に動作
する。
【００１２】このように、本実施形態では、特に低ノッ
チが選択されてトルクが絞られる速度（Ｂ領域）に達し
たときでも、励磁電流指令Ｉｄを一定に保ち、トルク電
流指令Ｉｑだけをトルク特性に比例させて漸減するよう
に制御するので、所要特性のトルクを得ることができ、
また、インバータの出力電圧を速度に応じて大きくする
ことができる。そして、この制御を出力電圧が最大電圧
になるまで続けることにより、電圧を不連続に変化させ
ることなく、１パルスモードに移行させることができ、
スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転を実現
することができると共に、インバータのスイッチング損
失を減らすことができる。また、１パルスモードに移行
する前の段階でも最大トルクを出力するときのトルク電
流成分が励磁電流成分より例えば３倍以上大きいと、従
来の電圧止めを行う場合に比べて、電圧が高くなる分同
じトルクを出すのに必要な電流の大きさは小さくて済む
ため、誘導電動機に発生する銅損を小さくすることがで
き、電圧が高くなった分増える鉄損を差し引いてトータ
ルとしてみると、誘導電動機に発生する損失を電圧止め
を行った場合よりも小さくすることができる。また、１
パルスモードとなり、電流の値が小さくなった場合に
は、誘導電動機の損失は鉄損が支配的となり、電圧止め
を行った場合の方が小さくなることがあるが、この場合
には１パルスモードとなったことによるインバータのス
イッチング損失が大きく減るため、電気車駆動システム
のトータルでみると、損失が小さくなる。
チが選択されてトルクが絞られる速度（Ｂ領域）に達し
たときでも、励磁電流指令Ｉｄを一定に保ち、トルク電
流指令Ｉｑだけをトルク特性に比例させて漸減するよう
に制御するので、所要特性のトルクを得ることができ、
また、インバータの出力電圧を速度に応じて大きくする
ことができる。そして、この制御を出力電圧が最大電圧
になるまで続けることにより、電圧を不連続に変化させ
ることなく、１パルスモードに移行させることができ、
スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転を実現
することができると共に、インバータのスイッチング損
失を減らすことができる。また、１パルスモードに移行
する前の段階でも最大トルクを出力するときのトルク電
流成分が励磁電流成分より例えば３倍以上大きいと、従
来の電圧止めを行う場合に比べて、電圧が高くなる分同
じトルクを出すのに必要な電流の大きさは小さくて済む
ため、誘導電動機に発生する銅損を小さくすることがで
き、電圧が高くなった分増える鉄損を差し引いてトータ
ルとしてみると、誘導電動機に発生する損失を電圧止め
を行った場合よりも小さくすることができる。また、１
パルスモードとなり、電流の値が小さくなった場合に
は、誘導電動機の損失は鉄損が支配的となり、電圧止め
を行った場合の方が小さくなることがあるが、この場合
には１パルスモードとなったことによるインバータのス
イッチング損失が大きく減るため、電気車駆動システム
のトータルでみると、損失が小さくなる。
【００１３】以上、本発明の実施形態として、電気車が
力行（加速）状態にあるときについて説明したが、回生
（減速）状態にあるときも、同様の効果が得られる。
力行（加速）状態にあるときについて説明したが、回生
（減速）状態にあるときも、同様の効果が得られる。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
低ノッチが選択されたときでも、不連続な電圧を発生さ
せることなく、１パルスモードに移行させることがで
き、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転が
可能になる。また、低ノッチ選択時に、インバータと誘
導電動機を合わせた電気車駆動システムの損失を銅損、
鉄損、インバータのスイッチング損失からみると、従来
の電圧止めを行う場合に比べて、トータル的には小さく
することができ、このため、電気車駆動システムの全体
の効率をより高くすることができる。
低ノッチが選択されたときでも、不連続な電圧を発生さ
せることなく、１パルスモードに移行させることがで
き、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転が
可能になる。また、低ノッチ選択時に、インバータと誘
導電動機を合わせた電気車駆動システムの損失を銅損、
鉄損、インバータのスイッチング損失からみると、従来
の電圧止めを行う場合に比べて、トータル的には小さく
することができ、このため、電気車駆動システムの全体
の効率をより高くすることができる。
【図１】本発明の原理を説明する速度に対する各種特性
を示す図
を示す図
【図２】従来の電圧止めを行った場合の速度に対する各
種特性を示す図
種特性を示す図
【図３】低ノッチ及びフルノッチにおける速度に対する
トルクの特性を示す図
トルクの特性を示す図
【図４】本発明と従来の電圧止めを行った場合について
誘導電動機の効率を比較した図
誘導電動機の効率を比較した図
【図５】本発明と従来の電圧止めを行った場合について
電流ベクトルを比較した図
電流ベクトルを比較した図
【図６】本発明の一実施形態
【図７】本発明の電流指令演算器の詳細ブロック図
【図８】誘導電動機の等価回路
１１…直流電源、１２…フィルタコンデンサ、１３…Ｐ
ＷＭインバータ、１４…誘導電動機、１５…速度検出
器、１６…マスコン、１７…電流指令演算器、１８…ベ
クトル制御演算器、１９…ＰＷＭ信号演算器、２１ｄｌ
〜２１ｄｍ、２１ｑｌ〜２１ｑｍ…励磁電流Ｉｄ、トル
ク電流Ｉｑのテーブル、２２ｄ、２２ｑ…切替スイッ
チ、２３ｄ、２３ｑ…電流指令制限器
ＷＭインバータ、１４…誘導電動機、１５…速度検出
器、１６…マスコン、１７…電流指令演算器、１８…ベ
クトル制御演算器、１９…ＰＷＭ信号演算器、２１ｄｌ
〜２１ｄｍ、２１ｑｌ〜２１ｑｍ…励磁電流Ｉｄ、トル
ク電流Ｉｑのテーブル、２２ｄ、２２ｑ…切替スイッ
チ、２３ｄ、２３ｑ…電流指令制限器
Claims (2)
- 【請求項１】 可変電圧、可変周波数の交流を出力する
電力変換器と、この電力変換器によって駆動される誘導
電動機と、電気車のマスコンからの複数のノッチ指令に
より速度に対する各々の励磁電流指令とトルク電流指令
を演算する手段と、前記電力変換器の出力電圧のパルス
モードが１パルスとなるモードを有し、前記演算結果に
基づいてＰＷＭ信号を発する手段を備える電気車の制御
装置において、電力変換器の出力電圧が該変換器の出力
し得る最大電圧に達するまで、励磁電流成分を前記ノッ
チ指令にかかわらず常に一定に保持し、かつ、最大トル
クを出力するときのトルク電流成分を励磁電流成分より
所定値以上大きくすると共に、誘導電動機の速度に応じ
て電力変換器の出力電圧を連続して上昇し、前記最大電
圧に達したとき、前記出力電圧のパルスモードを１パル
スとすることを特徴とする電気車の制御装置。 - 【請求項２】 請求項１において、電力変換器を起動あ
るいは停止させるときは、励磁電流成分が一定に保持さ
れるまで該励磁電流成分を徐々に増加あるいは減少する
ことを特徴とする電気車の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31774297A JP3554798B2 (ja) | 1997-11-05 | 1997-11-05 | 電気車の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31774297A JP3554798B2 (ja) | 1997-11-05 | 1997-11-05 | 電気車の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11146501A true JPH11146501A (ja) | 1999-05-28 |
| JP3554798B2 JP3554798B2 (ja) | 2004-08-18 |
Family
ID=18091536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31774297A Expired - Lifetime JP3554798B2 (ja) | 1997-11-05 | 1997-11-05 | 電気車の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3554798B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008107992A1 (ja) * | 2007-03-08 | 2008-09-12 | Mitsubishi Electric Corporation | 電気車の制御装置 |
| JP2010183720A (ja) * | 2009-02-05 | 2010-08-19 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電動機駆動装置 |
| US8264181B2 (en) | 2009-01-09 | 2012-09-11 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Controller for motor drive control system |
| WO2015001849A1 (ja) * | 2013-07-05 | 2015-01-08 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電動車両の制動制御装置 |
| CN104779878A (zh) * | 2015-04-06 | 2015-07-15 | 华中科技大学 | 实现转矩和效率优化的感应电机全速度域电流分配方法 |
-
1997
- 1997-11-05 JP JP31774297A patent/JP3554798B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008107992A1 (ja) * | 2007-03-08 | 2008-09-12 | Mitsubishi Electric Corporation | 電気車の制御装置 |
| JPWO2008107992A1 (ja) * | 2007-03-08 | 2010-06-10 | 三菱電機株式会社 | 電気車の制御装置 |
| US8489262B2 (en) | 2007-03-08 | 2013-07-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric vehicle controller |
| US8264181B2 (en) | 2009-01-09 | 2012-09-11 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Controller for motor drive control system |
| JP2010183720A (ja) * | 2009-02-05 | 2010-08-19 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電動機駆動装置 |
| WO2015001849A1 (ja) * | 2013-07-05 | 2015-01-08 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電動車両の制動制御装置 |
| CN104779878A (zh) * | 2015-04-06 | 2015-07-15 | 华中科技大学 | 实现转矩和效率优化的感应电机全速度域电流分配方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3554798B2 (ja) | 2004-08-18 |
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