JPH0787015B2 - 可変速再生装置 - Google Patents
可変速再生装置Info
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- JPH0787015B2 JPH0787015B2 JP27529189A JP27529189A JPH0787015B2 JP H0787015 B2 JPH0787015 B2 JP H0787015B2 JP 27529189 A JP27529189 A JP 27529189A JP 27529189 A JP27529189 A JP 27529189A JP H0787015 B2 JPH0787015 B2 JP H0787015B2
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- pass filter
- digital low
- sampling rate
- ratio
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ディジタルテープレコーダ等の記録再生装置
に関するものである。
に関するものである。
従来の技術 従来、テープレコーダにおいては、編集時、低速度再生
することにより記録されている音声の立ち上がりを確認
し、編集点を変更する方法が通常行われている。しかし
ながら、ディジタルテープレコーダ等のディジタル音声
再生装置においては、標本化周波数（以下、サンプリン
グ周波数と呼ぶ。）として48kHZ,44.1kHあるいは32kHz
等を用い、サンプリング周波数毎にPCMサンプルを入出
力している。従って、低速再生する場合、再生されるサ
ンプリングレートが低くなり、低周波成分が再生されノ
イズ成分となる。これを解決するための従来例を第６図
及び第７図に示す。
することにより記録されている音声の立ち上がりを確認
し、編集点を変更する方法が通常行われている。しかし
ながら、ディジタルテープレコーダ等のディジタル音声
再生装置においては、標本化周波数（以下、サンプリン
グ周波数と呼ぶ。）として48kHZ,44.1kHあるいは32kHz
等を用い、サンプリング周波数毎にPCMサンプルを入出
力している。従って、低速再生する場合、再生されるサ
ンプリングレートが低くなり、低周波成分が再生されノ
イズ成分となる。これを解決するための従来例を第６図
及び第７図に示す。
第６図は、ダイアルの回転速度に応じてPCM音声の再生
速度を変化させる装置の構成を示すブロック図、第７図
は、PCM信号とタイミング信号との関係を示す波形図で
ある。入力PCM信号のレベルをA,Bとし、Ｄを定数する
と、補間出力Ｃは、 Ｃ＝Ａ＋（Ｂ−Ａ）・Ｄ・ｊ …（１） 但し、ｊ＝１〜Ｎ と表される。
速度を変化させる装置の構成を示すブロック図、第７図
は、PCM信号とタイミング信号との関係を示す波形図で
ある。入力PCM信号のレベルをA,Bとし、Ｄを定数する
と、補間出力Ｃは、 Ｃ＝Ａ＋（Ｂ−Ａ）・Ｄ・ｊ …（１） 但し、ｊ＝１〜Ｎ と表される。
第６図において、ダイアルの回転速度に応じた回転パル
ス57により入力PCM信号１はラッチ手段52にラッチさ
れ、ラッチ手段52の出力53はラッチ手段54に加えられ、
回転パルス57によりラッチされる。ラッチ手段52,54の
出力53,55は、回転パルス57の１周期分だけずれた入力P
CM信号を与える。ラッチ手段52,54の出力53,55は減算手
段56に加えられ、減算によって得られた差信号58は乗算
手段59に加えられる。この差信号58は式（１）の（Ｂ−
Ａ）に相当する。一方、カウンタ60において、回転パル
ス57の周期73（第７図参照）はマスタクロック72によっ
てカウントされ、カウンタ60の出力62はROM63に加えら
れる。ROM63は周期73に反比例した情報64を発生する。
なお、情報64は（１）式のＤに相当する。この情報64は
加算手段74に加えられる。加算手段74は情報64のｊ倍
（ｊは正整数）の信号を発生する。加算手段74の出力65
は乗算手段59に加えられ、差信号58と乗算される。この
操作により、入力PCM信号を直線補間するための差分、
すなわち（１）式の（Ｂ−Ａ）・D.jが得られる。乗算
手段59の出力66はラッチ手段54の出力55、すなわち
（１）式のＡとともに加算手段67に加えられ、（１）式
のＣに相当する出力PCM信号68を得る。以上の説明から
分かるように、上記従来例では直線補間を行っているこ
とになる。
ス57により入力PCM信号１はラッチ手段52にラッチさ
れ、ラッチ手段52の出力53はラッチ手段54に加えられ、
回転パルス57によりラッチされる。ラッチ手段52,54の
出力53,55は、回転パルス57の１周期分だけずれた入力P
CM信号を与える。ラッチ手段52,54の出力53,55は減算手
段56に加えられ、減算によって得られた差信号58は乗算
手段59に加えられる。この差信号58は式（１）の（Ｂ−
Ａ）に相当する。一方、カウンタ60において、回転パル
ス57の周期73（第７図参照）はマスタクロック72によっ
てカウントされ、カウンタ60の出力62はROM63に加えら
れる。ROM63は周期73に反比例した情報64を発生する。
なお、情報64は（１）式のＤに相当する。この情報64は
加算手段74に加えられる。加算手段74は情報64のｊ倍
（ｊは正整数）の信号を発生する。加算手段74の出力65
は乗算手段59に加えられ、差信号58と乗算される。この
操作により、入力PCM信号を直線補間するための差分、
すなわち（１）式の（Ｂ−Ａ）・D.jが得られる。乗算
手段59の出力66はラッチ手段54の出力55、すなわち
（１）式のＡとともに加算手段67に加えられ、（１）式
のＣに相当する出力PCM信号68を得る。以上の説明から
分かるように、上記従来例では直線補間を行っているこ
とになる。
低速再生時の入力CPMサンプルを第７図の16a〜16cで表
し、入力信号波形を17とする。上記の説明で明らかなよ
うに、補間波形は直線71で表され、補間サンプルは補間
波形71上の各点すなわち72a〜72oとなる。明らかに大き
な波形ひがみが生ずることがわかる。
し、入力信号波形を17とする。上記の説明で明らかなよ
うに、補間波形は直線71で表され、補間サンプルは補間
波形71上の各点すなわち72a〜72oとなる。明らかに大き
な波形ひがみが生ずることがわかる。
発明が解決しようとする課題 しかしながら上記従来例の構成では、低速再生時の再生
信号から直線補間によって補間サンプルを得ているた
め、補間波形71は入力信号波形17と大きく異なる結果、
波形ひずみが大きく音質が悪いという問題点があった。
信号から直線補間によって補間サンプルを得ているた
め、補間波形71は入力信号波形17と大きく異なる結果、
波形ひずみが大きく音質が悪いという問題点があった。
本発明は上記問題点に鑑み、各倍速に対応する係数を用
いた非巡回ディジタルフィルタを構成することにより、
波形ひずみの少ない高音質の可変速再生装置を提供する
ことを目的とする。
いた非巡回ディジタルフィルタを構成することにより、
波形ひずみの少ない高音質の可変速再生装置を提供する
ことを目的とする。
課題を解決するための手段 上記目的を達成するために、本発明の可変速再生装置
は、Ｋ（Ｋは正の整数）タップの非巡回形ディジタルロ
ーパスフィルタと、出力PCMサンプルのサンプリングレ
ートと入力PCMサンプルのサンプリングレートとの比N/M
（N,Mは正の整数でＮ＝1,2,…,M）を入力する手段と、
非巡回形ディジタルローパスフィルタのタップ数Ｋとサ
ンプリングレートの比N/Mの分母Ｍとの積Ｋ・Ｍをタッ
プ数とする非巡回形ディジタルローパスフィルタの係数
群を記憶する手段と、サンプリングレートの比N/Mに基
づきタップ数Ｋ・Ｍの係数群から（Ｍ−１）個づつ間引
いた部分係数群を形成するとともに部分係数群をタップ
数Ｋ・Ｍの係数群の中で（Ｎ−１）個おきに巡回させる
係数間引き巡回手段と、非巡回形ディジタルローパスフ
ィルタと係数間引き巡回手段を制御する制御手段とを備
え、非巡回形ディジタルローパスフィルタは巡回された
Ｋタップの係数と入力PCMサンプルとのたたみ込み演算
を行うものである。
は、Ｋ（Ｋは正の整数）タップの非巡回形ディジタルロ
ーパスフィルタと、出力PCMサンプルのサンプリングレ
ートと入力PCMサンプルのサンプリングレートとの比N/M
（N,Mは正の整数でＮ＝1,2,…,M）を入力する手段と、
非巡回形ディジタルローパスフィルタのタップ数Ｋとサ
ンプリングレートの比N/Mの分母Ｍとの積Ｋ・Ｍをタッ
プ数とする非巡回形ディジタルローパスフィルタの係数
群を記憶する手段と、サンプリングレートの比N/Mに基
づきタップ数Ｋ・Ｍの係数群から（Ｍ−１）個づつ間引
いた部分係数群を形成するとともに部分係数群をタップ
数Ｋ・Ｍの係数群の中で（Ｎ−１）個おきに巡回させる
係数間引き巡回手段と、非巡回形ディジタルローパスフ
ィルタと係数間引き巡回手段を制御する制御手段とを備
え、非巡回形ディジタルローパスフィルタは巡回された
Ｋタップの係数と入力PCMサンプルとのたたみ込み演算
を行うものである。
また、本発明の可変速再生装置は、Ｋタップ（Ｋは正の
整数）の非巡回形ディジタルローパスフィルタと、出力
PCMサンプルのサンプリングレートと入力PCMサンプルの
サンプリングレートとの比N/M（N,Mは正の整数でＮ＝1,
2,…,M）を入力するレート比入力手段と、比巡回ディジ
タルローパスフィルタのタップ数Ｋとサンプリングレー
トの比N/Mの分母Ｍとの積Ｋ・Ｍをタップ数とする比巡
回形ディジタルローパスフィルタの係数群を記憶する係
数記憶手段と、サンプリングレートの比N/Mに基づきタ
ップ数Ｋ・Ｍの係数群から（Ｍ−１）個ずつ間引いた部
分係数群を形成すると共に部分係数群をタップ数Ｋ・Ｍ
の係数群の中で（Ｎ−１）個おきに巡回させる係数間引
き巡回手段と、非巡回形ディジタルローパスフィルタと
係数間引き巡回手段を制御する制御手段と、出力PCMサ
ンプルのサンプリングレートを一定とするとともに、出
力PCMサンプルのサンプリング周波数毎に制御手段に割
り込みをかける割り込み制御手段とを備え、割り込み毎
に非巡回形ディジタルローパスフィルタは巡回されたＫ
タップの係数と入力PCMサンプルとのたたみ込み演算を
行いPCMサンプルを出力するものである。
整数）の非巡回形ディジタルローパスフィルタと、出力
PCMサンプルのサンプリングレートと入力PCMサンプルの
サンプリングレートとの比N/M（N,Mは正の整数でＮ＝1,
2,…,M）を入力するレート比入力手段と、比巡回ディジ
タルローパスフィルタのタップ数Ｋとサンプリングレー
トの比N/Mの分母Ｍとの積Ｋ・Ｍをタップ数とする比巡
回形ディジタルローパスフィルタの係数群を記憶する係
数記憶手段と、サンプリングレートの比N/Mに基づきタ
ップ数Ｋ・Ｍの係数群から（Ｍ−１）個ずつ間引いた部
分係数群を形成すると共に部分係数群をタップ数Ｋ・Ｍ
の係数群の中で（Ｎ−１）個おきに巡回させる係数間引
き巡回手段と、非巡回形ディジタルローパスフィルタと
係数間引き巡回手段を制御する制御手段と、出力PCMサ
ンプルのサンプリングレートを一定とするとともに、出
力PCMサンプルのサンプリング周波数毎に制御手段に割
り込みをかける割り込み制御手段とを備え、割り込み毎
に非巡回形ディジタルローパスフィルタは巡回されたＫ
タップの係数と入力PCMサンプルとのたたみ込み演算を
行いPCMサンプルを出力するものである。
作用 本発明は、上記した構成によって、可変速再生時入力PC
Mサンプルのサンプリングレートが出力PCMサンプルのサ
ンプリングレートより低い、すなわち低速再生時におい
て、非巡回形ディジタルローパスフィルタのタップ数Ｋ
とサンプリングレートの比N/Mの分母Ｍとの積Ｋ・Ｍを
タップ数とする非巡回形ディジタルローパスフィルタの
係数群から（Ｍ−１）個ずつ間引いた部分係数群と入力
PCMサンプルとのたたみ込み演算を行うことにより高次
の補間を行うことが可能である。
Mサンプルのサンプリングレートが出力PCMサンプルのサ
ンプリングレートより低い、すなわち低速再生時におい
て、非巡回形ディジタルローパスフィルタのタップ数Ｋ
とサンプリングレートの比N/Mの分母Ｍとの積Ｋ・Ｍを
タップ数とする非巡回形ディジタルローパスフィルタの
係数群から（Ｍ−１）個ずつ間引いた部分係数群と入力
PCMサンプルとのたたみ込み演算を行うことにより高次
の補間を行うことが可能である。
また、サンプリングレートの比N/Mに基づき部分係数群
をタップ数Ｋ・Ｍの係数群の中で（Ｎ−１）個おきに巡
回させて非巡回形ディジタルローパスフィルタの係数を
可変することが可能である。
をタップ数Ｋ・Ｍの係数群の中で（Ｎ−１）個おきに巡
回させて非巡回形ディジタルローパスフィルタの係数を
可変することが可能である。
また、出力PCMサンプルの割り込み要求によりたたみ込
み演算を行うことにより、たたみ込み演算の時間管理を
容易にすることが可能である。
み演算を行うことにより、たたみ込み演算の時間管理を
容易にすることが可能である。
実施例 第１図は、本発明の第１の実施例における可変速再生装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
第１図において、入力PCM信号１は、非巡回形ディジタ
ルローパスフィルタ（たたみ込み演算手段）４に加えら
れ、ここで非巡回形ディジタルローパスフィルタ４の係
数７とのたたみ込み演算が行われ、出力信号５を得る。
外部から加えられる入力PCM信号のサンプリングレート
と出力PCM信号のサンプリングレートとの比をN/Mとす
る。但し、低速再生であるのでＮ＝1,2,…,M,であり、
出力サンプリングレートが入力サンプリングレートより
高いものとする。ここでは、一例として3/15倍速の場合
について説明する。この場合、レート比15（N/M＝3/1
5）は、レート比入力手段14を経由して第１の制御手段1
2に加えられる。非巡回形ディジタルローパスフィルタ
４がローパスフィルタを構成して補間機能を果たすに
は、非巡回形ディジタルローパスフィルタ４の係数７が
必要である。この目的に用いられる係数７は、以下のよ
うにして生成される。係数７は係数記憶手段８に記憶さ
れている。係数記憶手段８は、例えば、読み出し専用メ
モリ（以下、ROMと呼ぶ。）によって構成されている。
第１の制御手段12はレート比15に基づいて第１の係数選
択信号２を係数間引き巡回手段６に送り、係数間引き巡
回手段６は選択する係数を指定するアドレス信号３を係
数記憶手段８に送る。係数記憶手段８は係数７の非巡回
形ディジタルローパスフィルタ４に送る。非巡回形ディ
ジタルローパスフィルタ４は、第１の制御手段12からの
指令によりたたみ込み演算を実行する。
ルローパスフィルタ（たたみ込み演算手段）４に加えら
れ、ここで非巡回形ディジタルローパスフィルタ４の係
数７とのたたみ込み演算が行われ、出力信号５を得る。
外部から加えられる入力PCM信号のサンプリングレート
と出力PCM信号のサンプリングレートとの比をN/Mとす
る。但し、低速再生であるのでＮ＝1,2,…,M,であり、
出力サンプリングレートが入力サンプリングレートより
高いものとする。ここでは、一例として3/15倍速の場合
について説明する。この場合、レート比15（N/M＝3/1
5）は、レート比入力手段14を経由して第１の制御手段1
2に加えられる。非巡回形ディジタルローパスフィルタ
４がローパスフィルタを構成して補間機能を果たすに
は、非巡回形ディジタルローパスフィルタ４の係数７が
必要である。この目的に用いられる係数７は、以下のよ
うにして生成される。係数７は係数記憶手段８に記憶さ
れている。係数記憶手段８は、例えば、読み出し専用メ
モリ（以下、ROMと呼ぶ。）によって構成されている。
第１の制御手段12はレート比15に基づいて第１の係数選
択信号２を係数間引き巡回手段６に送り、係数間引き巡
回手段６は選択する係数を指定するアドレス信号３を係
数記憶手段８に送る。係数記憶手段８は係数７の非巡回
形ディジタルローパスフィルタ４に送る。非巡回形ディ
ジタルローパスフィルタ４は、第１の制御手段12からの
指令によりたたみ込み演算を実行する。
入力PCMサンプルをＸ（ｋ）（ｋ＝０〜kmax）とし、係
数をＨ（ｋ）（ｋ＝０〜kmax）とすると、出力Ｙ（ｉ）
は次式に示すたたみ込み演算によって表される。
数をＨ（ｋ）（ｋ＝０〜kmax）とすると、出力Ｙ（ｉ）
は次式に示すたたみ込み演算によって表される。
Ｙ（ｉ）＝Ｈ（ｋ）・Ｘ（ｋ） …（２） （２）式は、非巡回形ディジタルローパスフィルタ４に
よって実行される。
よって実行される。
ここで、非巡回形ディジタルローパスフィルタ４のタッ
プ数について考えてみる。一般に、ディジタルフィルタ
通過後の信号対雑音比（以下、S/Nと呼ぶ。）はタップ
数に依存する。例えば、S/Nを60dBとすると、数10タッ
プが必要であることがシミュレーションから分ってい
る。ここでは、このタップ数を60とする。
プ数について考えてみる。一般に、ディジタルフィルタ
通過後の信号対雑音比（以下、S/Nと呼ぶ。）はタップ
数に依存する。例えば、S/Nを60dBとすると、数10タッ
プが必要であることがシミュレーションから分ってい
る。ここでは、このタップ数を60とする。
さて、補間フィルタを構成する場合のタップ数について
考えてみる。最低再生速度を1/15倍速とするとき、入力
PCMサンプル１個から14個の補間のサンプルを生成する
必要がある。従って、係数の数として、 60タップ×15＝900タップ が必要となる。すなわち、900タップの非巡回形ディジ
タルローパスフィルタの係数が必要となる。この係数テ
ーブルを第１表に示す。
考えてみる。最低再生速度を1/15倍速とするとき、入力
PCMサンプル１個から14個の補間のサンプルを生成する
必要がある。従って、係数の数として、 60タップ×15＝900タップ が必要となる。すなわち、900タップの非巡回形ディジ
タルローパスフィルタの係数が必要となる。この係数テ
ーブルを第１表に示す。
第１表において、縦方向は、テーブルの面数を表し、こ
の場合ｉ＝０〜14の15面である。横方向は、非巡回形デ
ィジタルローパスフィルタ４のタップ数であり、この場
合０〜59の60タップである。また、Ｈ（０）〜Ｈ（89
9）は各係数を表す。各倍速で用いる部分係数群は、Ｈ
（０）〜Ｈ（899）の係数群からＭ−１＝14だけ間引い
て得られる。
の場合ｉ＝０〜14の15面である。横方向は、非巡回形デ
ィジタルローパスフィルタ４のタップ数であり、この場
合０〜59の60タップである。また、Ｈ（０）〜Ｈ（89
9）は各係数を表す。各倍速で用いる部分係数群は、Ｈ
（０）〜Ｈ（899）の係数群からＭ−１＝14だけ間引い
て得られる。
すなわち、Ｈ（０）,H（15），…H,（885）等である。
さらに、ここでは3/15倍速であるから、部分係数群をＮ
−１＝２個おきにＨ（０）〜Ｈ（899）の係数群の中で
巡回させることにより部分係数群の全体が得られ、 A:H（０）,H（15），…,H（885） B:H（３）,H（18），…,H（888） C:H（６）,H（21），…,H（891） D:H（９）,H（24），…,H（894） E:H（12）,H（27），…,H（897） の５組となる。式（２）において、各ｉに対して（Ａ）
〜（Ｅ）の各係数を用いればよい。すなわち、非巡回形
ディジタルローパスフィルタ４は係数としてｉ＝0,3,6,
9,12の各テーブル面を用いればよい。第１表に示す係数
テーブルは、第１図の係数記憶手段８に記憶される。
さらに、ここでは3/15倍速であるから、部分係数群をＮ
−１＝２個おきにＨ（０）〜Ｈ（899）の係数群の中で
巡回させることにより部分係数群の全体が得られ、 A:H（０）,H（15），…,H（885） B:H（３）,H（18），…,H（888） C:H（６）,H（21），…,H（891） D:H（９）,H（24），…,H（894） E:H（12）,H（27），…,H（897） の５組となる。式（２）において、各ｉに対して（Ａ）
〜（Ｅ）の各係数を用いればよい。すなわち、非巡回形
ディジタルローパスフィルタ４は係数としてｉ＝0,3,6,
9,12の各テーブル面を用いればよい。第１表に示す係数
テーブルは、第１図の係数記憶手段８に記憶される。
第２図は、3/15倍速での再生を示している。第２図にお
いて、入力PCMサンプルを16a〜16cで示し、入力信号波
形を17とする。１個の入力サンプル例えば16aに対し、
（Ａ）〜（Ｅ）の部分係数群を用いた、たたみ込み演算
を行うことにより、補間サンプルは入力サンプルも含め
て18a〜18eが生成される。この場合補間サンプル18aは
入力サンプル16aと同一である。このとき補間波形は19
で表され、高次補間により入力信号波形17と大差なく、
従って、波形ひずみは少ないので優れた音質が再生され
る。
いて、入力PCMサンプルを16a〜16cで示し、入力信号波
形を17とする。１個の入力サンプル例えば16aに対し、
（Ａ）〜（Ｅ）の部分係数群を用いた、たたみ込み演算
を行うことにより、補間サンプルは入力サンプルも含め
て18a〜18eが生成される。この場合補間サンプル18aは
入力サンプル16aと同一である。このとき補間波形は19
で表され、高次補間により入力信号波形17と大差なく、
従って、波形ひずみは少ないので優れた音質が再生され
る。
第３図に本実施例の概略のフローチャートを示す。第３
図において、ステップ１ではｉが15以下かどうか判断
し、15以下であればステップ２のたたみ込み演算に進
む。ステップ２では、上述した係数テーブルの制御によ
り（２）式で示されるＹ（ｉ）を計算する。次に、ステ
ップ３に進み、Ｙ（ｉ）を出力する。ステップ４ではｉ
を３だけ増加させステップ１に戻る。もし、ステップ１
において、ｉが15以上であればステップ５へ進み、次の
PCMサンプルを読み込んだ後ステップ６でｉから15を引
いてステップ２へ進む。
図において、ステップ１ではｉが15以下かどうか判断
し、15以下であればステップ２のたたみ込み演算に進
む。ステップ２では、上述した係数テーブルの制御によ
り（２）式で示されるＹ（ｉ）を計算する。次に、ステ
ップ３に進み、Ｙ（ｉ）を出力する。ステップ４ではｉ
を３だけ増加させステップ１に戻る。もし、ステップ１
において、ｉが15以上であればステップ５へ進み、次の
PCMサンプルを読み込んだ後ステップ６でｉから15を引
いてステップ２へ進む。
第４図は、本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
第４図において、１〜8,10,14〜15は第１図と同一構成
要素である。21はサンプリング周波数と同一の周波数を
有するサンプリング周波数信号であり、割り込み制御手
段20はサンプリング周波数信号21により割り込み信号22
を発生させ、第２の制御手段23に供給する。第２の制御
手段は割り込み信号22を受け取ると、非巡回形ディジタ
ルローパスフィルタ４と係数間引き巡回手段６に対して
指令10,2を与える。
要素である。21はサンプリング周波数と同一の周波数を
有するサンプリング周波数信号であり、割り込み制御手
段20はサンプリング周波数信号21により割り込み信号22
を発生させ、第２の制御手段23に供給する。第２の制御
手段は割り込み信号22を受け取ると、非巡回形ディジタ
ルローパスフィルタ４と係数間引き巡回手段６に対して
指令10,2を与える。
この制御を第５図のフローチャートに示す。
第５図において、ステップ１〜ステップ６は第３図と同
一フローである。ステップ７はサンプリング周波数毎の
割り込みを受信するまで待つループである。
一フローである。ステップ７はサンプリング周波数毎の
割り込みを受信するまで待つループである。
発明の効果 以上説明したように、非巡回形ディジタルローパスフィ
ルタは巡回されたＫタップの係数と入力PCMサンプルと
のたたみ込み演算を行うことによって、可変速再生時、
再生サンプリングレートが出力サンプリングレートより
低い場合すなわち低速再生時において、高次の補間を行
うことができ、優れた音質で再生することが可能とな
る。
ルタは巡回されたＫタップの係数と入力PCMサンプルと
のたたみ込み演算を行うことによって、可変速再生時、
再生サンプリングレートが出力サンプリングレートより
低い場合すなわち低速再生時において、高次の補間を行
うことができ、優れた音質で再生することが可能とな
る。
また、割り込み毎に非巡回形ディジタルローパスフィル
タは巡回されたＫタップの係数と入力PCMサンプルとの
たたみ込み演算を行い、次の割り込みの前にPCMサンプ
ルを出力することによって、可変速再生時において優れ
た音質で再生することが可能となり、さらに、PCMサン
プルの出力及びたたみ込み演算の時間管理を容易にする
ことが可能である。
タは巡回されたＫタップの係数と入力PCMサンプルとの
たたみ込み演算を行い、次の割り込みの前にPCMサンプ
ルを出力することによって、可変速再生時において優れ
た音質で再生することが可能となり、さらに、PCMサン
プルの出力及びたたみ込み演算の時間管理を容易にする
ことが可能である。
第１図は本発明の第１の実施例における可変速再生装置
の構成を示すブロック図、第２図は本発明の第１の実施
例における補間の様子を示す波形図、第３図は本発明の
第１の実施例におけるフローチャート、第４図は本発明
の第２の実施例における可変速再生装置の構成を示すブ
ロック図、第５図は本発明の第２の実施例におけるフロ
ーチャート、第６図は従来の可変速再生装置の構成を示
すブロック図、第７図は従来の構成におけるPCM信号と
タイミング信号との関係を示す波形図である。 ４……非巡回ディジタルローパスフィルタ、６……係数
間引き巡回手段、８……係数記憶手段、16……入力PCM
サンプル、18……補間サンプル、20……割り込み制御手
段、56……減算手段、59……乗算手段、60……カウン
タ、63……ROM、67……加算手段、74……加算手段。
の構成を示すブロック図、第２図は本発明の第１の実施
例における補間の様子を示す波形図、第３図は本発明の
第１の実施例におけるフローチャート、第４図は本発明
の第２の実施例における可変速再生装置の構成を示すブ
ロック図、第５図は本発明の第２の実施例におけるフロ
ーチャート、第６図は従来の可変速再生装置の構成を示
すブロック図、第７図は従来の構成におけるPCM信号と
タイミング信号との関係を示す波形図である。 ４……非巡回ディジタルローパスフィルタ、６……係数
間引き巡回手段、８……係数記憶手段、16……入力PCM
サンプル、18……補間サンプル、20……割り込み制御手
段、56……減算手段、59……乗算手段、60……カウン
タ、63……ROM、67……加算手段、74……加算手段。
Claims (2)
- 【請求項１】Ｋタップ（Ｋは正の整数）の非巡回形ディ
ジタルローパスフィルタと、 出力PCMサンプルのサンプリングレートと入力PCMサンプ
ルのサンプリングレートとの比N/M（N,Mは正の整数でＮ
＝1,2,…,M）を入力するレート比入力手段と、 前記非巡回形ディジタルローパスフィルタのタップ数Ｋ
と前記サンプリングレートの比N/Mの分母Ｍとの積Ｋ・
Ｍをタップ数とする非巡回形ディジタルローパスフィル
タの係数群を記憶する係数記憶手段と、 前記サンプリングレートの比N/Mに基づき前記タップ数
Ｋ・Ｍの係数群から（Ｍ−１）個ずつ間引いた部分係数
群を形成すると共に前記部分係数群を前記タップ数Ｋ・
Ｍの係数群の中で（Ｎ−１）個おきに巡回させる係数間
引き巡回手段と、 前記非巡回形ディジタルローパスフィルタと前記係数間
引き巡回手段を制御する制御手段とを備え、 前記非巡回形ディジタルローパスフィルタは前記巡回さ
れたＫタップの係数と前記入力PCMサンプルとのたたみ
込み演算を行うことを特徴とする可変速再生装置。 - 【請求項２】Ｋタップ（Ｋは正の整数）の非巡回形ディ
ジタルローパスフィルタと、 出力PCMサンプルのサンプリングレートと入力PCMサンプ
ルのサンプリングレートとの比N/M（N,Mは正の整数でＮ
＝1,2,…,M）を入力するレート比入力手段と、 前記非巡回形ディジタルローパスフィルタのタップ数Ｋ
と前記サンプリングレートの比N/Mの分母Ｍとの積Ｋ・
Ｍをタップ数とする非巡回形ディジタルローパスフィル
タの係数群を記憶する係数記憶手段と、 前記サンプリングレートの比N/Mに基づき前記タップ数
Ｋ・Ｍの係数群から（Ｍ−１）個ずつ間引いた部分係数
群を形成すると共に前記部分係数群を前記タップ数Ｋ・
Ｍの係数群の中で（Ｎ−１）個おきに巡回させる係数間
引き巡回手段と、 前記非巡回形ディジタルローパスフィルタと前記係数間
引き巡回手段を制御する制御手段と、 前記出力PCMサンプルのサンプリングレートを一定とす
るとともに、前記出力PCMサンプルのサンプリング周波
数毎に前記制御手段に割り込みをかける割り込み制御手
段とを備え、 前記割り込み毎に前記非巡回形ディジタルローパスフィ
ルタは前記巡回されたＫタップの係数と前記入力PCMサ
ンプルとのたたみ込み演算を行いPCMサンプルを出力す
ることを特徴とする可変速再生装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27529189A JPH0787015B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 可変速再生装置 |
| EP90915191A EP0548359B1 (en) | 1989-10-23 | 1990-10-22 | Variable-speed digital signal reproducing device |
| DE69026726T DE69026726T2 (de) | 1989-10-23 | 1990-10-22 | Digitales signalwiedergabegerät mit variabler geschwindigkeit |
| PCT/JP1990/001361 WO1991006101A1 (en) | 1989-10-23 | 1990-10-22 | Variable-speed digital signal reproducing device |
| US08/156,941 US5414568A (en) | 1989-10-23 | 1993-11-24 | Variable speed digital signal reproducing apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27529189A JPH0787015B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 可変速再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03137871A JPH03137871A (ja) | 1991-06-12 |
| JPH0787015B2 true JPH0787015B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=17553386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27529189A Expired - Lifetime JPH0787015B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 可変速再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787015B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4480584B2 (ja) | 2002-12-02 | 2010-06-16 | パナソニック株式会社 | 適応等化回路及び適応等化方法 |
-
1989
- 1989-10-23 JP JP27529189A patent/JPH0787015B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03137871A (ja) | 1991-06-12 |
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