JPS609383B2 - Ｐｃｍ信号処理装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はアナログ信号をＰＣＭ化して伝送する場合にお
いて、Ａ／Ｄ変換器に加えられるアナログ信号が規定の
ダイナミックレンジを越えたときに発生する出力ＰＣＭ
信号のクリップ歪みを補正するための装置に関し、特に
ＰＣＭ信号のクリップされた部分に補間データを挿入し
てクリップ歪みの影響を軽減するようにしたＰＣＭ信号
処理装置を提供するものである。

アナログ信号をＰＣＭ化して伝送する場合、一般には先
ずＡ／Ｄ変換器によってアナログ信号をディジタルコー
ドに変換するようにしている。

例えば第１図に示すようなｍｉｄ−ｒｉｓｅｒ型の３ビ
ット直線Ａ／○変換器を考えた場合、入力アナログ信号
の振中ＶｉがＩＶｉｌ≧さ。

−−ｍ−−−−−−−■になったとき、出力ディジタル
コードは、「０００」或いは「１１１」となる。

このコードをＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に戻すと
、復元されたアナログ信号はピーク値の近傍がクリップ
された状態となり、大きな歪みが発生する。ここで対象
とするアナログ信号を音響信号とし、伝送系を磁気記録
再生系とした場合について考える。

一般のテープレコーダでは、音響信号の波形をそのまま
磁化状態の変化として磁気テープ上に記録し、これを再
生するようにしている。このためテープの磁性体の塗布
むら、テープ走行速度の変動に基く時間軸誤差（ジッタ
）、非線形磁化による高調波歪みの発生等によって記録
再生系のダイナミックレンジが制限を受ける。近年に至
り上記の問題を解決する手段として、ＰＣＭ方式による
音響信号の記録再生が検討され、ＰＣＭ信号の伝送路雑
音や歪みの影響を受け難く、時間誤差の補正も容易であ
ると言う特徴を生かしたＨｉＦｉＰＣＭテープレコーダ
が開発されて釆ている。ＰＣＭレコーダは、音響信号波
形をＡ／Ｄ変換器でディジタルコード化して磁気テープ
に記録し、再生時には上記ディジタルコード信号を再生
して、Ｄ／Ａ変換器により元のアナログ音響信号を得る
ようにしたものである。このようなＰＣＭテープレコー
ダにおいては、入力信号のレベルが規定のダイナミック
レンジ（第，図で‘まＩ州く・き。

）内こある駅極めて低歪率の記録再生が可能であるがト
入力信号が一日ダイナミックレンジを越えると、既述し
たように大きなクリップ歪みが発生し、聴感上大きな障
害となる。一般のテープレコーダでは、残留磁気の非線
形による歪みが発生するが、例えば３％の歪みが発生し
ているレベルから、入力がさらに＆旧オーバーしても完
全なクリップまでには至らない。従ってアンプ系が飽和
しない限り急峻なクリップ歪みが発生することはなく、
これが一般のテープレコーダにおいて、録音レベルの調
整に余り厳密さを要求されない理由となっている。しか
しながらＰＣＭレコーダでダイナミックレンジの広い楽
音等の音響信号を録音する際は、入力レベルの設定が不
充分であると、オーバーレンジによるクリップ歪みが発
生し、これが音質劣化の大きな原因となる。本発明は上
記の問題を解決するためのもので、オーバーレンジによ
るＰＣＭ信号のクリップされた部分を検出して、その部
分の信号の変化率及び長さを測定し、これらのデータに
基いて補間デー夕を作成し、この補間データをＰＣＭ信
号のクリップされた部分に挿入するようにしたものであ
る。以下本発明の実施例を図面と共に説明する。

先ず本実施例の原理について述べる。第２図において、
Ａ／Ｄ変換器に加えられる第２図Ａに示す入力アナログ
信号Ｖｉが規定のダイナミックレンジＶ，を越えると、
このＡノ○変換器の出力ＰＣＭ信号は、第２図Ｂに示す
ようなＡ点からＢ点までクリップされたＰＣＭ信号Ｖｐ
となる。

尚、第２図のＢ，Ｃ，Ｄに示すものはディジタル信号で
あるが、説明を判り易くするためにアナログの波形とし
て示してある。次に上司ＰＣＭ信号のＡ点における変化
率及びＡ点からＢ点までの長さを測定し、これらの測定
デー外こ基いて、第２図Ｃに示すような正弦波形の半周
期の波形を有する補間データ信号Ｖｓを作成する。

然る後この補間データ信号Ｖｓを上記ＰＣＭ信号Ｖｐの
クリップされた部分に挿入して、第２図Ｄに示すような
補間されたＰＣＭ信号Ｖｐｓを得る。第３図は上述の原
理に塞いてＰＣＭ信号Ｖｐを補間するための信号処理装
置の基本的な回路系統を示すものである。

この装置では入力アナログ信号をＡ／Ｄ変換器により１
サンプル（ワード）当り４ビットの折り返し２進コード
にＰＣＭ化したＰＣＭ信号Ｖｐを補間するようにしてあ
る。第４図は折り返し２進コードと自然２進コードとを
対比して示したものである。次に第３図の回路構成及び
動作の概略を説明する。

尚第３図においては、データの流れを。で示し、制御信
号の流れを→で示してある。折り返し２進コードを有す
るＰＣＭ信号Ｖｐは入力端子ｌａを介して、オーバーレ
ンジ検出回路２、変化率測定回路３及び記憶装置４に夫
々供給される。

入力端子５にはクロツクパルスＰ，が加えられ、このク
ロツクパルスＰ．はアンドゲート６、補間データ発生回
路７、書き込みアドレスカウンタ（以下ＷＡＣと略称す
る）８，９及び遅延回路１０を介して読み出しアドレス
カウンタ（以下ＲＡＣと略称する）１ １，１ ２に夫
々加えられる。このクロックパルスＰ，の周波数Ｌ‘ま
入力ＰＣＭ信号Ｖｐのサンプリング周波数と等しいもの
である。入力端子１３にはクロツクパルスＰ２が加えら
れ、このクロックパルスＰ２は重み付け回路１４及び補
間データ発生回路７に夫々加えられる。このクロックパ
ルスＰ２の周波数を‘まクロックパルスＰ，の周波数Ｌ
‘こ対して充分大きい。オーバーレンジ検出回路２はＰ
ＣＭ信号Ｖｐのオーバーレンジによるクリップ部分を検
出したとき検出信号Ｒ＝「１」を出力し、アンドゲート
６に加える。

これによってアンドゲート６はクリップ部分の長さに応
じた個数のクロックパルスＰ．を通過させ、通過された
クロックパルスＰ，‘まオーバーレンジカゥンタ１５で
計数される。この計数出力は補間データ発生回路７に加
えられる。一方変化率測定回路３では、ＰＣＭ信号Ｖｐ
の１ワード毎に１つ前のワードに対する信号の変化率が
測定される。この測定データは重み付け回路１４で後述
する方法により重み付けが成された後、補間データ発生
回路７に加えられる。桶間データ発生回路７では、上記
測定データ及び前記計数出力に基き、後述する規則に従
って演算が成され補間データ信号Ｖｓ（第２図Ｃ参照）
が形成される。この補間データ信号Ｖｓは記憶装置１６
に記憶される。この記憶装置１６とＰＣＭ信号Ｖｐが記
憶される前記記憶装置４は夫々ランダムアクセス機能を
有するものが用いられている。

記憶装置４はクロックパルスＰ，を計数するＷＡＣ８の
出力に基いて書き込みが開始され、書き込み開始後所定
時間経過してから読み出しが開始されるように成されて
いる。このためにクロックパルスＰ，を遅延回路１０で
上記所定時間遅延させてからＲＡＣＩ Ｉに加え、この
ＲＡＣＩＩの出力に塞いて読み出しを行うようにしてい
る。尚、ゲート１７は上記書き込み及び読み出しのサイ
クルに従って記憶装置４の番地を切換えるためのもので
ある。記憶装置１６はクロツクパルスＰ，を計数するＷ
ＡＣ９の計数出力に基いて補間データ信号Ｖｓの書き込
みを行うように成されている。この場合シフトレジスタ
１８を設けて、ＰＣＭ信号Ｖｐにオーバーレンジが生じ
て検出信号Ｒが「１」となったときに、このシフトレジ
スタ１８にＷＡＣ８の計数内容を一旦記憶させる。次に
オーバーレンジが終了して検出信号Ｒが「０」になった
とき、レジスタ１８が上記記憶内容でＷＡＣ９を上記オ
ーバーレンジが生じた時点でのＷＡＣ８の計数値と同じ
値にプリセットしてこのＷＡＣ９を動作させる。このと
き補間データ発生回路７から補間データ信号Ｖｓが発生
し、この桶間データ信号ＶｓはＷＡＣ９の計数に従って
記憶装置１６に書き込まれる。この書き込みは記憶装置
４に書き込まれたＰＣＭ信号Ｖｐのオーバーレンジ部分
が書き込まれた番地と同じ番地に上記プリセットにより
書き込まれる。この記憶装置１６は、遅延回路１０から
のクロックパルスＰ，を計数するＲＡＣ１ ２の計数出
力に塞いて記憶装置４と同じタイミングで読み出される
。

尚、ゲート１９は上記書き込み及び読み出しのサイクル
に従って記憶装置１６の番地を切換えるためのものであ
る。次に、記憶装置４から読み出されたＰＣＭ信号Ｖｐ
はゲート２川こ加えられると共にオーバーレンジ検出回
路２１に加えられる。

また記憶装置１６から読み出された補間データ信号Ｖｓ
はゲート２川こ加えられる。オーバーレンジ検出回路２
１は、読み出されたＰＣＭ信号のオーバーレンジ部分を
検出したとき、前記検出信号Ｒと同様の検出信号Ｒ′＝
「１」を出力する。この検出信号Ｒ′はゲート２０にゲ
ート信号として加えられる。この検出信号Ｒ＝「０」の
ときは記憶装置４から読み出されたＰＣＭ信号Ｖｐがゲ
ート２０を通過し、Ｒ＝「０」のときに、記憶装置１６
から補間データ信号Ｖｓが読み出されてゲート２０を通
過し、このときＰＣＭ信号Ｖｐは遮断される。オーバー
レンジがなくなって検出信号Ｒ′が「０」になると再び
ＰＣＭ信号Ｖｐがゲート２０を通過し、補間デ−タ信号
Ｖｓが遮断される。以上により出力端子ｌｂより補間さ
れたＰＣＭ信号Ｖｐｓ（第２図Ｄ参照）を得ることがで
きる。尚この場合ＰＣＭ信号Ｖｐｓは元のＰＣＭ信号Ｖ
ｐより補正された分だけビット数が増しており、この操
作はゲート２０内で行うことができる。第５図は上述し
た動作に塞く第３図の主要部分のタイミングチャートを
示すものである。

この例では記憶装置４，１６の容量をＭサンプルとし、
記憶装置４はＷＡＣ８により書き込みを開始してから（
Ｍ−１）Ｔ時間（但しＴ＝貴−・サンプル周期）後にＲ
ＡＣＩ Ｉにより読み出しを行うようにした場合を示し
てある。この第５図においては、ＷＡＣ８による書き込
みアドレスとＲＡＣＩＩによる読み出しアドレスとがク
ロックパルスＰ，の半周期分ずれて示されているが、こ
れは読み出しが終了したアドレスに書き込みが行われる
ことが表わしたものである。即ち、記憶装置４から読み
出されるＰＣＭ信号は、書き込まれるＰＣＭ信号よりも
この記憶装置４の略全容量に相当する時間だけ遅延され
ることを意味している。第６図は第５図のタイミングに
従って補正されたＰＣＭ信号Ｖｐｓを得る過程をアナロ
グ波形で表わした図である。

次に第３図における主要な回路ブロックについて説明す
る。

○オーバーレンジ検出回路２ 入力ＰＣＭ信号Ｖｐにオーバーレンジによるクリップ部
分が生じたことを検出するための回路である。

ＰＣＭ信号Ｖｐが第４図に示すような折り返し２進コー
ドで表わされている場合は極性を表わすＳビット（ＭＳ
Ｂ）の値に拘らず第２ビットからＬＳＢまでのビットが
すべて「ＩＪであればダイナミックレンジの限界となっ
ていることになる。従ってＲ＝ａ・ｂ・ｃ−−−
ーー■ で与えられる検出信号Ｒが「１」となったときオーバー
レンジが発生したと判断すればよい。

故にこのオーバーレンジ検出回路２としては、例えばＰ
ＣＭ信号Ｖｐの下位３桁のビットが加えられるアンドゲ
ートを用いることができる。尚、１ワード分の長さに対
してＲ＝「１」となった場合は、必らずしもオーバーレ
ンジとは言えないが、後段のオーバーレンジカウンタ１
５によりＲ＝「１」の状態の継続長Ｎを測定することに
よって、オーバーレンジの程度を知ることができる。○
オーバーレンジカウンタ１５ Ｒ＝「１」のときアンドゲート６によりクロツクパルス
Ｐ，を通過させ、この通過したクロツクパルスを計数す
ることにより、サンプリング周期を単位とするオーバ−
レンジの継続長Ｎを測定するためのバイナリーカウンタ
である。

○変化率測定回路３ ＰＣＭ信号Ｖｐの１ワード毎に、その１つ前のサンプリ
ング（ワ−ド）信号に対する変化率を測定するための回
路である。

一般にＰＣＭ信号のような離散時間系を有する信号の上
記変化率は階差によって与えられる。

例えば次の■式で示されるような時系列における階差は
■式のように定義される。｛Ｘｋ｝＝均，×，，……，
Ｘｋ−ｌ’Ｘｋ’ＸＫ・，．・・・・・，Ｘｎ，一一一
■但し、ｋ：サンプリング時刻 ｎ：整数 ｘｏ・・・・・・ｘｎ：各サンプリング時刻におけるコ
ードを夫々アナログ値に変換した値また■式は次式のよ
うに変形することができる。

この■式に基いて１次階差の測定回路は第７図のように
構成することができる。この回路は入力端子２２に加え
られる■式に示すような時系列入力信号を加算器２３に
直接加えると共に、この入力信号を遅延回路２４で１サ
ンプリング時間だけ遅延させて加算器２３に逆極性で加
えるようにしてある。これにより遅延回路２４より、常
に入力信号のあるサンプリング値ｘｋに対して１つ前の
サンプリング値ｘｋ‐，が得られ、ｘｋに−ｘｋ‐，を
加算することにより出力端子２５より１次階差を表わす
出力△（１）ｘｋを得ることができる。また２次階差の
測定回路は■式に基いて、第８図Ａ，Ｂに示すように構
成することができる。第８図Ａの回路‘ま■式に基いて
構成されたもので、第７図の回路を２系統用いてこれら
を直列に接続したものである。第８図Ｂの回路‘ま＠式
に基いて構成されたもので、入力信号を加算器２６に直
接加えると共に、２段直列接続された遅延回路２４で遅
延させて加算器２６に加え、さらに初段の遅延回路２４
の出力を乗算器２７で２倍して加算器２６に加えるよう
にしたものである。さらに高次の階差の測定回路は、■
式に塞いて第７図及び第８図Ａ，Ｂと同様にして構成す
ることができる。

○補間データ発生回路７ オーバーレンジカウンター５で測定されたオーバーレン
ジの継続長Ｎ及び変化率測定回路３で測定された変化率
△（１）ｘｋに基いて、正弦波の半周期に近似した波形
を有する補間データ信号Ｖｓを形成するための回路であ
る。

以下補間データを得るための方法について述べる。

アナログ信号を折り返し２進コードのＰＣＭ信号Ｖｐに
変換した場合には、極性符号ビット（ＭＳＢ）のいかん
に拘らず、オーバーレンジはアナログ信号のレベルが正
負に増加する方向で生じる。

従ってオーバーレンジが生じた時刻ｋこ０におけるＰＣ
Ｍ信号Ｖｐの１次階差は、△【１）Ｘｋ２０一−
−ーー■となる。本実施例では１次階差△（
１）丸とオーバーレンジの継続長Ｎとを用いて、第２図
について述べたように正弦波の半周期に近似した波形を
有する橘間データ信号Ｖｓを形成するわけであるが、一
般に正弦波信号の半周期は、ｘ（ｔ）＝Ｑｓｌｎのｔ（
ＯＳのｔミ打）一−■で表わされる。

これをサンプリング間隔Ｔ（＝貴）でサンプリングした
場合の時系列とし１表わすと、ｘｋ＝ＱｓｉｎのｋＴ（
０三のｋＴミ汀）−ーー」■となり、従ってＸｋ＝Ｑｓ
ｉｎｋ侍（ｏミｋミＮ）一−−−−■但し、ｔ＝ｋＴ州
Ｔ＝灯，仲縞 −−‐−‐−‐−■ となる。

上記■〜■式の関係は第９図に示される。尚、第９図に
おいてａで示す直線は勾配を表す。Ｘｋ＝上．Ｎ．△（
１）ｘ。

‐Ｓｉｎｋ骨（０ミｋミＮ）−−−−−−−■となり、
この■式が補間データとなる。

■式において、△（１）祢は既述したようにオ−バーレ
ンジが生じた時刻におけるＰＣＭ信号Ｖｐの１次階差と
して変化率測定回路３の出力として得られ、またＮはオ
ーバーレンジカウンタ１５の出力として与えられる。

従ってｓｉｎｋ侍（ｏミｋ〈Ｎ）なる正弦関数を発生す
ることができれば、この■式により補間データ信号Ｖｓ
を得ることができる。次に上記正弦関数を発生する方法
について述べる。

一般に正弦関数は次のように級数展開することができる
。

ｙ（ｔ）ニＳｉｎのｔ 刊ｔ−群＋桜 筈２十……−−−−−−−−■ これを第２項までとって３次関数で近似する次に上記■
式においてｋ＝０、即ちオーバーレンジが生じた時点で
の勾配ａを求めると、ａ＝ｌ学・抑＝・側ＣＯＭｌに。

ニ○の−一−■ となる。

また上記■式においてｋ＝０の時点での勾配ａを求める
と、■式のｋ＝０における１次階差△（１）ｘ。

＝松−ｘ−，ー ーー■を用いて、△（１）ｘ
ｏ 川−■ ａニ−；−ニ○の−一−一一 で近似することができる。

尚、この場合サンプリング周波数は信号周波数より充分
大きいものとする。■式に■式を代入してＱを求めると Ｑ＝夫‐Ｎ●△川Ｘ。

−−−−−−−■となり、この■式を■式に代入すると
、 と、 ｙ（ｔ）＝■ｔ−篭ご−−−−−−−■ この■式をサンプリング間隔Ｔでサンプリングした場合
の時系列として、■式を考慮して表わすと、ｙ（ｋ）二
帯（１‐芸（続）２ｋ２）ｋ ＝ａｋ３十ｂｋ−−ーー−−−−■ 但し、 となる。

上記■式は定数係数の３次方程式であり、１次階差、２
次階差及び初期値を与えることによって次のように解く
ことができる。

１次階差 △（１）ｙｋ＝ｙｋ−ｙｋ‐１ ＝粉ｋ２−粉ｋ＋（ａ＋ｂ）一−ーーー−−一■２次階
差△（２）ｙｋ＝△（１）ｙｋ一△（１）ｙｋ−，＝笹
（ｋ一１）ーー ーーーーー■より ｙ。

＝０，△（１）ｙ。＝（ａ十ｂ） −−−■なる関
係が求まる。■式において、ｙｏ＝０はｋ＝０、即ちオ
ーバーレンジが生じた時点でセットされる初期値であり
、△（１）ｙｏ＝（ａ十ｂ）は、ｋ＝１「即ちオーバー
レンジが生じた次のサンプリング時点でセットされる初
期値である。従って■，■式よりｙｋを順次求めること
ができる。

第１０図は上記正弦関数ｙｋを得るための■〜■式に基
く回路系統を示すものである。

第１０図において、入力端子２８にはｋ−１を表わす信
号が加えられる。

この信号はオーバーレンジが生じた時点を「０」として
クロックパルスＰ．を計数した値から「１」を引いた値
を示す信号である。このｋ−１の信号は次に乗算器２９
で６ａ倍されて２次階差△（１）ｙｋを表わす信号とな
り（■式参照）加算器３０１こ加えられる。一方１サン
プル時間遅延回路３１には△（１）ｙｏ＝ａ十ｂを表わ
す信号がｋ＝１の時点で加えられ（■式参照）、この信
号は１サンプル時間遅延されて、即十荒ｋ｝−今ごと−
言綿２ｋ３十ｋ） −−■ となるので、 ｘｋ＝ｃ（ｄｋ３十ｋ）ーーー−−−−−■△（１）Ｘ
。

但しｃ＝−；− ｄ＝−芸（荒）２ と変形する。

この３次方程式を表す■式は１次階差、２次階差及び初
期値を与えることによって次のように解くことができる
。１次階差 △（１）Ｘｋ＝Ｘｋ一Ｘｋ−１ ＝ｃ ｛粕ｋ２一紅ｋ＋（ｄ十１）｝ −−−−−■ ２次階差 ちｋ＝２の時点で加算器３川こ加えられる。

これによって加算器３０より△（１）ｙｋの信号が得ら
れる（■式参照）。尚、遅延回路３１には上記初期値が
加えられた後は、加算器３０の出力が加えられる。これ
よりこの遅延回路３１から△（１）ｙｋ‐，の信号が出
力される。上記加算器３０の出力が加算器３２に加えら
れて遅延回路３３の出力と加え合わされることにより正
弦関数ｙｋを表わす信号が出力端子３４より得られる。
遅延回路３３にはｙｏ＝０の信号がｋ＝０の時点で加え
られ（■式参照）、この信号は１サンプル時間遅延され
てｋ＝１の時点で加算器３２に加えられる。遅延回路３
３には初期値が加えられた後は、加算器３０の出力が加
えられる。これによりこの遅延回路３３よりｙｋ‐，の
信号が取り出される。以上述べた第１０図の回路は一般
的な正弦関数を得るための回路であるが、本実施例にお
ける■式に示す補間データはこの第１０図の考え方に塞
く回路構成により求めることができる。

先ず、■式のｓｉｎｋ侍をｙｋとして、■式に■式を代
入すると、Ｘｋ＝亨・Ｎ・△（Ｉ）Ｘ。

｛−芸続２ｋ３△（２）×ｋニＡ（１）為△（１）柚−
，＝ｃ ｛母ｋ一３（ｄ−１）｝ ＝〇ｄ（ｋ−１） −ーー−■ ■，■式より 欄＝０ （ｋ＝０で加えられる初期値） △（１）ｘ。

コｃ（ｄ＋１）（ｋ＝１で加えられる初期値） なる関係が求められ、■，■によりｘｋを順次求めるこ
とができる。

補間データ信号Ｖｓは以上の■〜■式に基いて構成され
る第１１図の回路により求めることができる。

第１１図において、入力端子３５にはｋ−１の信号が加
えられ、この信号は乗算器３６で皮ｄ倍されて２次階差
△（２）＆の信号となり（■式参照）、この信号は加算
器３７に加えられる。

この加算器３７に１サンプル時間遅延回路３８より△（
１）ｘｋ‐，の信号が加えられ上記△（２）ｘｋの信号
と加え合わされる（■式参照）。この△（１）＆−，の
信号は遅延回路３８にｋ＝１の時点で△（１）ｘｏ＝ｃ
（ｄ十１）の信号を初期値として与えることにより得ら
れる（■式参照）。加算器３７からは１次階差△（１）
ｘｋの信号が得られ、この信号が加算器３９に加えられ
て１サンプル時間遅延回路４０からのｘに，の信号と加
え合わされる。遅延回路４０にはｋ：０の時点で為＝０
の信号が初期値として加えられる。以上により加算器３
９より補間データｘｋが得られ、出力端子４１より補間
データ信号Ｖｓとして取り出される。

次に上記第１１図における乗算器３６により△（２）ｘ
ｋ＝技ｄ（ｋ−１）を得るための回路及び遅延回路３８
に加えられる初期値△（１）ｘ＝ｃ（ｄ十１）を得るた
めの回路の実施例を第１２図と共に説明する。

尚、第１２図において技ｄ（ｋ−１）の乗算を行う回路
は（ｋ−１）を的ｄ倍して重み付けを成すための回路で
あり、従ってこの乗算回路は第３図においては重み付け
回路１４として表わされるものである。第１２図におい
て、入力端子４２にはｋ＝０での１次階差△（１）ｘｏ
の信号が第３図の変化率測定回路３より加えられ、この
信号は乗算器４３で寺倍されてｃの信号となる（■式の
ｃ参照）。

また入力端子４４にはオーバーレンジの継続長Ｎの信号
が第３図のオーバーレンジカウンタ１５より加えられ・
この信号は除算器４５で‐講÷Ｎの演算が行われ■式の
ｄの信号となる。上記ｃ及びｄの信号は乗算器４６で乗
算されてｃｄの信号となる。このｃｄの信号が加算器４
７でｃの信号と加え合わされることにより出力端子４８
よりｃ（ｄ＋１）の信号が得られる。これと共にｃｄの
信号は乗算器４９に加えられて６倍されることにより的
ｄの信号となり、この信号が加算器５０で１サンプル時
間遅延回路５１の出力と加え合わされることにより出力
端子６２より△（２）ｘｋの信号が得られる。この△（
２）丸の信号はまだ遅延回路５１で遅延されて加算器５
川こ累積加算される。上記のようにして得られたｃ（ｄ
＋１）及び△（２）ｘｋの信号は第１１図の回路に加え
られる。この場合出力端子４８を第１１図の遅延回路３
８に接続すると共に、出力端子５２を加算器３７に接続
すればよい。また第１１図、第１２図の回路で得られた
千南間データ信号Ｖｓが、補正後においてさらにダイナ
ミックレンジを越えるおそれのある場合は、第１２図の
重み係数６ｃｄを得るための乗算器４９の乗算「６Ｊを
修正して６Ｑ（Ｑ＜１）のようにして正弦波半周期波形
の補間データＶｓの振中を減少させるようにすれば補正
後の波形はクリップされ難くなる。以上の説明では正弦
関数を■式のように３次式で近似したが、より低い次数
で近似すれば回路構成は簡単となるが近似は悪くなり、
またより高い次数で近似すれば回路構成は複雑となるが
近似は良くなることは勿論である。

実用上は２次または３次の近似で充分と考えられる。ま
た以上で述べた実施例においては、ＰＣＭ伝送する信号
を音響信号として説明したが本発明はこれに限定される
ものではなく、他の種々のアナログ信号をＰＣＭ化して
伝送する場合に適用することができる。

また補間データ信号Ｖｓとして正弦波の半周期波形を有
するものについて述べたが、この補間デ−タ信号Ｖｓは
他の形状、例えば三角波であってもよい。さらにＰＣＭ
信号を折り返し２進コードで表わしたものについて説明
したが自然２進コードで表わしたものであってもよい。
以上述べたように本発明はＰＣＭ信号の所定のレベルを
越えた部分を検出すると共に、上記ＰＣＭ信号のサンプ
リングデータ間の階差を測定し、この測定に塞いて正弦
波状の補間データを作り、この補間データを元のＰＣＭ
信号の上記所定レベルを越えた部分に加えるようにした
ことを特徴とするものである。

従って本発明によれば、ＰＣＭ信号が規定のダイナミッ
クレンジを越えてクリップされているとき、クリップさ
れた部分に正弦波状の桶間データを挿入することにより
、クリップ歪みの影響を軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＡ／Ｄ変換の原理を説明するための図、第２図
Ａ，Ｂ，Ｃは本発明の実施例の原理を説明するための波
形図、第３図は本発明の実施例を示す回路系統図、第４
図は折り返し２進コードと自然２進コードを示す図、第
５図は第３図のタイミングチャート、第６図は第３図に
おいて補正されたＰＣＭ信号を得る過程を示す波形図、
第７図はＰＣＭ信号の１次階差を得るための回路系統図
、第８図Ａ，ＢはＰＣＭ信号の２次階差を得るための回
路系統図、第９図は補間方法を説明するための波形図、
第１０図は正弦関数を得るための回路系統図、第１１図
は補間データを得るための回路系統図、第１２図は第１
１図の要部の信号を得るための回路系統図である。 なお図面に用いられている符号において２はオーバーレ
ンジ検出回路、３は変化率測定回路、４は記憶装置、７
は補間データ発生回路、８，９は書き込みアドレスカウ
ンタ、１１，１２は読み出しアドレスカウンタ、１４は
重み付け回路、１５はオーバーレンジカウンタ、１６は
記憶装置、ＶｐはＰＣＭ信号、Ｖｓは補間データ信号、
Ｖｓｐは補正されたＰＣＭ信号である。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ＰＣＭ信号が所定のレベルを越えたことを検出する
   検出手段と、この検出手段の検出信号に基いて上記所定
   のレベルを越えた状態が継続する長さを測定する測定手
   段と、上記ＰＣＭ信号のサンプリングデータ間の階差を
   測定する測定手段と、上記各測定手段で得られる測定デ
   ータに基いて高次式で近似される正弦波状補間データを
   発生する手段と、上記ＰＣＭ信号と上記補間データとを
   夫々記憶する記憶手段とを具備し、上記ＰＣＭ信号は少
   くとも上記補間データが上記記憶手段に記憶された後に
   上記記憶手段から遅延されて読み出されるように制御さ
   れ、上記ＰＣＭ信号が上記所定のレベルを越えたときに
   基いて上記遅延されて読み出されたＰＣＭ信号が上記記
   憶手段から読み出された補間データに切換えられるよう
   にしたＰＣＭ信号処理装置。