JPH0779591A

JPH0779591A - Ｄｃブラシレスモータ駆動回路

Info

Publication number: JPH0779591A
Application number: JP6161563A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiko Konoue; 康彦鴻上; Satoshi Kondo; 智近藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1993-07-15
Filing date: 1994-07-13
Publication date: 1995-03-20
Anticipated expiration: 2021-03-01
Also published as: JP3750873B2

Abstract

(57)【要約】【目的】回路構成を複雑化することなく、モータの駆
動特性を確保し、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に
発生するスパイク性ノイズを低減させる。【構成】ＤＣブラシレスモータを定格速度で回転させ
る定常運転時に、そのモータコイルからリニア検出され
る逆起電圧を上記モータの駆動入力信号源として使用す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＤＣ（直流）ブラシレ
スモータの駆動回路に関し、さらにはセンサレス多相Ｄ
Ｃブラシレスモータの駆動回路に適用して有効な技術に
関する。本発明は、たとえば、ハードディスク・ドライ
ブ（以下、ＨＤＤとも言う）やフロッピィディスク・ド
ライブ（以下、ＦＤＤとも言う）に使用されるスピンド
ルモータの駆動回路に利用して有効な技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】小型ワークステーションやパーソナルコ
ンピュータなどのデータ処理装置の外部記憶装置とし
て、ハードディスク・ドライブ（以下、ＨＤＤとも言
う）やフロッピィディスク・ドライブ（以下、ＦＤＤと
も言う）が使用されている。これらの外部記憶装置は、
スピンドルモータによって回転された磁気ディスク（磁
気メディアとも言う）のトラックにデータを磁気ヘッド
で書き込んだり、あるいは磁気ディスクのトラックに書
き込まれたデータを磁気ヘッドで読み出す様になってい
る。

【０００３】データ処理装置の処理速度の向上とアプリ
ケーションソフトの大規模化のため、磁気ディスク上で
のデータ記録密度（面記録密度）の高密度化およびハー
ドディスク・ドライブやフロッピィディスク・ドライブ
のデータ伝送速度の高速化が、年々進められている。

【０００４】一方、データ処理装置の小型化や省電力化
のため、ハードディスク・ドライブやフロッピィディス
ク・ドライブの装置自体の小型化、薄型化および省電力
化も、年々進められている。

【０００５】たとえば、ハードディスク・ドライブにお
いて、それに内蔵される磁気ディスクの直径として、
３．５インチ、２．５インチ、１．８インチの様に徐々
に直径の小さな磁気ディスクが開発されている。また、
ハードディスク・ドライブの装置自体の厚さも、ラップ
トップ型パーソナルコンピュータやノート型パーソナル
コンピュータの小型化、薄型化の要求に対応して、１０
mmの様に薄型化されている。

【０００６】このような、ハードディスク・ドライブの
装置自体の薄型化は、それに内蔵されるスピンドルモー
タの薄型化を進め、結果的に、スピンドルモータのロー
タの位置検出素子（ホール素子）をスピンドルモータか
ら削除し、ロータの内部にモータコイルを組み込んだと
ころのインハブ型センサレススピンドルモータが開発さ
れるに至った。したがって、ロータの位置検出素子（ホ
ール素子）の様なセンサを必要としないセンサレスブラ
シレスモータを高精度に回転制御するための駆動方式
（センサレス駆動方式）を考慮する必要がある。

【０００７】このようなセンサレス・ブラシレスＤＣ
（直流）モータの駆動方法に関しては、「センサレス・
ブラシレスＤＣモータの駆動技術」、東芝発行、東芝レ
ビュー１９９０ｖｏｌ．４５Ｎｏ．９、７５６〜７
５８頁、がある。

【０００８】この文献によれば、センサレス３相ＤＣブ
ラシレスモータを定格速度で回転させる定常運転におい
て、各相のモータコイルのそれぞれに誘起される逆起電
圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点をコンパレータで検
出し、このゼロクロス点をタイミング基準にしてディジ
タル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を作成し、こ
の３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を駆動入力信号源と
する３つの出力アンプによって、上記３つのモータコイ
ルを通電駆動することが行なわれている。

【０００９】また、３相ＤＣブラシレスモータの駆動方
式としては、各相のモータコイルをそれぞれ両方向から
通電駆動する全波駆動と、各相のモータコイルをそれぞ
れ片方向だけから通電駆動する半波駆動とがある。大き
なトルクの必要なモータの起動時には、モータが全波駆
動によって駆動される。一方、モータの回転数がある程
度の回転数に達した後トルクがあまり必要でないので、
モータの駆動方式が全波駆動から半波駆動に切り替えら
れて、モータが駆動される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た技術には、次のような問題のあることが本発明者らに
よってあきらかとされた。

【００１１】すなわち、上述したＤＣブラシレスモータ
駆動回路では、各相のモータコイルへの駆動電流が、デ
ィジタル的なパルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１によって制御
されるため、その駆動電流の立上り／立下り時の過渡現
象によるスパイク性ノイズの発生が著しい。このノイズ
は、電圧ノイズ、音響ノイズ、電磁波ノイズの形で現
れ、周囲に悪影響を及ぼす。

【００１２】そこで、本発明者らは、そのスパイク性ノ
イズを低減させるため、モータコイルへの駆動電流の立
上り／立下り速度を遅らせるスルーレート制御を行なう
ことを検討した。

【００１３】しかし、このスルーレート制御を行なう
と、回路が複雑化するとともに、そのスルーレート制御
にともなって生じる通電相の切り替え遅れによってモー
タの駆動効率が低下する、という問題を生じることがあ
きらかになった。

【００１４】また、ブラシレスモータの半波駆動におい
ては、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中性点Ｎ
が電源電位Ｖｃｃにプルアップされた状態で、各相のモ
ータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが半波駆動される。そのた
め、非通電相の駆動トランジスタには、その中性点Ｎの
電圧（Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ：ＶｓａｔはトランジスＭｃの
飽和電圧）とモータコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に生じ
る逆起電圧Ｅｍとの加算電圧Ｖｒ（Ｖｒ＝Ｅｍ／２＋Ｖ
ｃｃ−Ｖｓａｔ）が印加されてしまう。

【００１５】この結果、３つのモータコイルを相別に通
電駆動する３つの駆動トランジスタにはそれぞれ、上記
電圧Ｖｒ（Ｖｒ＝Ｅｍ／２＋Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ）に十分
に耐えられるだけの耐圧が必要となり、この耐圧を得る
ために、高耐圧のトランジスタを形成可能な製造プロセ
スが必要となる。その結果、上記駆動トランジスタが形
成される半導体チップ上において大きな素子形成面積が
必要になってしまう。

【００１６】また、モータの回転を制御するためのパワ
ー制御は、３つのモータコイルを相別に駆動する３つの
駆動トランジスタの通電電流によって行なっている。こ
のため、各駆動トランジスタをそれぞれアクティブ状態
でリニア動作させなければならず、そのための回路構成
が複雑になる。

【００１７】本発明の目的は、回路構成を複雑化するこ
となく、モータの駆動特性を確保しながら、センサレス
のＤＣ（直流）ブラシレスモータの定常運転時に発生す
るスパイク性ノイズを低減させることが可能な技術を提
供することにある。

【００１８】本発明の他の目的は、回路構成を複雑化す
ることなく、ＤＣ（直流）ブラシレスモータの半波駆動
を行なうことにある。

【００１９】本発明のさらに他の目的は、センサレスの
ＤＣ（直流）ブラシレスモータの全波駆動および半波駆
動を行ない、かつ、半波駆動において駆動トランジスタ
に必要な耐圧を低くさせることが可能な技術を提供する
ことにある。

【００２０】本発明の前記ならびにそのほかの目的と特
徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかにな
るであろう。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。

【００２２】すなわち、ＤＣブラシレスモータを定格速
度で回転させる定常運転時に、そのモータコイルからリ
ニア検出される逆起電圧（誘起電圧）の位相情報および
振幅情報がそのまま使用され、その逆起電圧は上記モー
タの駆動トランジスタの駆動入力信号源として使用され
る。すなわち、定常運転時において、モータコイルから
検出される逆起電圧が、直接的に、駆動トランジスタの
制御入力端子に印加される。

【００２３】一方、ブラシレスモータの半波駆動におい
ては、通電相ごとに設けられたモータコイルの各一端の
それぞれは、相ごとにオンまたはオフに２値的に制御さ
れる駆動トランジスタを介して接地基準電位（第１電源
電圧）に接続される。そして、上記モータコイルの各他
端を互いに共通接続した中性点は、アクティブ状態でリ
ニア動作する制御トランジスタを介して、電源電位（第
２電源電圧）に接続される。

【００２４】

【作用】上述した手段によれば、モータの駆動特性の低
下原因となるスルーレート制御に依存することなく、モ
ータコイルへの駆動電流の過渡現象を緩和させることが
できる。すなわち、モータコイルからリニア検出される
逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっており、その位
相情報および振幅情報を用いてモータコイルへの駆動電
流が駆動トランジスタによって形成される。その結果、
駆動トランジスタの制御入力に印加される逆起電圧（誘
起電圧）は正弦波状となっているので、駆動トランジス
タによって形成される駆動電流の立上りおよび立下り
は、ディジタル的に切り替わるのではなく、リニア的な
所定の傾きを有することになる。言い替えるならば、駆
動トランジスタによって形成される駆動電流の波形は、
台形状にされる。

【００２５】したがって、駆動電流の立上りおよび立下
りがリニア的な所定の傾きを有しているので、ブラシレ
スモータの定常運転時において、相切り替えに伴うスパ
イク性ノイズの発生が抑制される。これにより、回路構
成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しな
がら、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に発生するス
パイク性ノイズを低減させる、という目的が達成され
る。

【００２６】さらに、各モータコイルの各一端のそれぞ
れはオン状態になる通電相の駆動トランジスタによって
ほぼ確実に接地基準電位に接続されることにより、非通
電相の駆動トランジスタに印加される逆起電圧に電源電
位がそのまま加算されるのを回避させることができる。

【００２７】また、各相のモータコイルを相別に通電駆
動する駆動トランジスタはオンまたはオフに２値制御さ
れれば良いので、それらの駆動トランジスタをアクティ
ブ状態でリニア動作させる場合に比べて、回路構成を大
幅に簡略化させることができる。これにより、回路構成
を複雑化することなく、ブラシレスモータの半波駆動を
行なうトランジスタの必要耐圧を低くする、という目的
が達成される。

【００２８】

【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面を参照し
ながら説明する。なお、図において、同一符号は同一あ
るいは相当部分を示すものとする。図１は、本発明の技
術が適用されたＤＣ（直流）ブラシレスモータ駆動回路
１の一実施例の回路ブロック図を示している。

【００２９】本実施例のブラシレスモータ駆動回路１
は、単結晶シリコンのような四角形の１つの半導体基板
ＩＣ上に、周知の半導体集積回路製造技術によって形成
される。なお、同図において、上記ブラシレスモータ駆
動回路１を示している四角形の線上に記載された複数の
丸印は、上記ブラシレスモータ駆動回路１の外部端子を
示している。

【００３０】点線で囲まれたモータＭは、ロータの位置
検出器としてのホール素子（ホールセンサー）の省略さ
れたセンサレス型３相ＤＣブラシレスモータを示してい
る。上記モータＭは３つのモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌ
ｗを有し、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの片側
一端は共通接続されて中性点とされる。一方、各モータ
コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの他端および上記中性点は、ブ
ラシレスモータ駆動回路１の外部端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれ
ぞれ結合される。モータＭにおいて、モータＭのロータ
が回転される時、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに
誘起される逆起電圧はＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗとして示され
る。

【００３１】モータ駆動回路１は、上記モータコイルに
誘起される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを相ごとに分離し
て検出するリニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗを
含み、各リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗのそ
れぞれの入力端子（＋、−）はアッテネッタ（抵抗減衰
器）ＡＴＴを介して、外部端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｎに結
合される。各リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗ
のそれぞれの入力端子（−）は、外部端子Ｎに結合さ
れる。一方、リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕの入力端子
（＋）は、アッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴの抵抗素
子Ｒ１とＲ２との共通接続点に結合される。抵抗素子Ｒ
１の他端は外部端子Ｕに結合され、抵抗素子Ｒ２の他端
は外部端子Ｎに結合される。同様に、リニアアンプ（Ａ
ＭＰ）１ｖの入力端子（＋）は、アッテネッタ（抵抗減
衰器）ＡＴＴの抵抗素子Ｒ３とＲ４との共通接続点に結
合される。抵抗素子Ｒ３の他端は外部端子Ｖに結合さ
れ、抵抗素子Ｒ４の他端は外部端子Ｎに結合される。リ
ニアアンプ（ＡＭＰ）１ｗの入力端子（＋）は、アッテ
ネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴの抵抗素子Ｒ５とＲ６との
共通接続点に結合される。抵抗素子Ｒ５の他端は外部端
子Ｗに結合され、抵抗素子Ｒ６の他端は外部端子Ｎに結
合される。

【００３２】ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２
ｖ，２ｗのそれぞれは、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）１
ｕ，１ｖ，１ｗのよって検出された逆起電圧を受けるよ
うに、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗの
出力端子に結合される。ロー・パス・フィルタ（ＬＰ
Ｆ）２ｕ，２ｖ，２ｗは、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）
１ｕ，１ｖ，１ｗ、出力アンプ５ｖ、５ｕ、５ｗおよび
モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗから構成される帰還ルー
プの位相補償を行なうために設けられる。ロー・パス・
フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗは、位相補償手段
とみなされる。

【００３３】ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２
ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は、切換回路３内
のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の第１入力
端子（１i）にぞれぞれ供給される。一方、切換回路３
内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の第２入
力端子（２i）には、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌ
ｗへの通電比を決定するマトリクス回路４の出力信号Ｕ
１，Ｖ１，Ｗ１がぞれぞれ供給される。したがって、切
換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３
は、モード制御信号ＭＣの電気的信号レベルの状態に応
答し、ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２
ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２とマトリクス回路（Ｍ
TＲ）４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１とのいずれか一方
の出力信号（Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２またはＵ１，Ｖ１，Ｗ
１）を、選択的にスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、Ｓ
Ｗ３の出力端子（o）に供給するように、制御される。

【００３４】出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗは、上記モー
タコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの通電駆動を行なう。出力
アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力端子は、スイッチング素
子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）にそれぞれ
結合され、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の
出力端子（o）から選択的に供給されるロー・パス・フ
ィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ
２，Ｗ２あるいはマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ
１，Ｗ１を受けるようにされる。出力アンプ５ｕ，５
ｖ，５ｗは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３
の出力端子（o）から選択的に供給されるロー・パス・
フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，
Ｖ２，Ｗ２あるいはマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，
Ｖ１，Ｗ１に応答し、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌ
ｗに選択的に供給すべき駆動電流を形成し、外部端子
Ｕ，Ｖ，Ｗに出力する。

【００３５】電流検出用の抵抗素子Ｒnfは、上記モータ
コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流された駆動電流を電圧値に
変換するためのであり、その一端は外部端子Ｒに結合さ
れ、その他端は０ボルトのような回路の接地基準電位
（第１電源電圧）に結合される。電流制御アンプ（ＡＭ
Ｐ４）６は、外部端子Ｒに結合された第１入力（−）と
外部端子ＶＣＴＬに結合された第２入力（＋）とを有す
る。電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、抵抗素子Ｒnfに
よって変換された電圧値と外部端子ＶＣＴＬに供給され
た速度制御信号Ｖctlの電圧値との電位差に基づいて、
上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの通電量を制御するた
めの電流制御信号Ｉctlを上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，
５ｗに出力する。

【００３６】モータ起動用クロック発生器（ＯＳＣ）７
１は、モータＭを停止状態から起動する時に用いられる
クロック信号ＣＬＫを出力するために設けられる。すな
わち、モータＭは、停止状態から起動される時に、クロ
ック信号ＣＬＫに同期して駆動されるところの同期運転
によって回転される。

【００３７】７２は相選択スイッチ、７３は電圧比較器
（ＣＭＰ１）、７４はゼロクロス検出器（ＺＥＤ）、７
５はコミュテーションシーケンサ（ＣＯＭＳ）、８は電
圧比較器（ＣＭＰ２）であり、以下で詳細に説明され
る。

【００３８】切換回路３はバイポーラトランジスタ（あ
るいはＭＯＳＦＥＴ）などから構成されたアナログスイ
ッチ（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３）を用いて構成され、第
１と第２の２つの被選択ポート（１i、２i）のいずれか
一方を切換選択して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力
に接続する。この切換回路３内のアナログスイッチ（Ｓ
Ｗ１、ＳＷ２、ＳＷ３）の切換制御は、ヒステリシス特
性をもつ電圧比較器（ＣＭＰ２）８の出力信号とされる
モード制御信号ＭＣによって行なわれる。電圧比較器
（ＣＭＰ２）８は、基準電圧値Ｖｒが供給される外部端
子Ｖrefに結合された第１入力（−）と外部のマイクロ
コンピュータから速度制御信号Ｖctlが供給されるとこ
ろの外部端子ＶＣＴＬに結合された第２入力（＋）とを
有する。

【００３９】すなわち、電圧比較器（ＣＭＰ２）８は、
速度制御信号Ｖｃｔｌの電圧値が所定の基準電圧値Ｖｒ
の電圧値以下の場合、モータＭが定格速度で回転してい
る定常運転時の場合、第１の被選択ポート（１i）に与
えられる信号（Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２）が出力アンプ５ｕ，
５ｖ，５ｗの入力に供給されるように、たとえばローレ
ベルのモード制御信号ＭＣを切換回路３に供給する。一
方、電圧比較器（ＣＭＰ２）８は、速度制御信号Ｖｃｔ
ｌの電圧値が上記基準電圧値Ｖｒの電圧値以上の場合、
たとえば、モータＭの起動から定格速度で回転するまで
の同期運転および逆起検出運転の場合、第２の被選択ポ
ート（２i）に与えられるマトリクス回路４の出力信号
（Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１）が出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの
入力に供給されるように、たとえばハイレベルのモード
制御信号ＭＣを切換回路３に供給する。

【００４０】電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、出力ア
ンプ５ｕ，５ｖ，５ｗによるモータコイルへの通電量
を、上記速度制御信号Ｖctlに応じて可変制御する。す
なわち、電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、抵抗Ｒnfに
よって検出される出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗのコイル
駆動電流の値が上記速度制御信号Ｖctlによって設定さ
れる電流の値となるように、上記出力アンプ５ｕ，５
ｖ，５ｗの駆動電流の出力レベル（電流利得）を調整す
るための電流制御信号Ｉctlを上記出力アンプ５ｕ，５
ｖ，５ｗに出力する。すなわち、電流制御アンプ（ＡＭ
Ｐ４）６は、負帰還制御を行う。

【００４１】相選択スイッチ７２、電圧比較器７３、お
よびゼロクロス検出器７４は、モータコイルＬｕ，Ｌ
ｖ，Ｌｗに誘起される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロ
クロス点を、相ごとに分離して検出するために設けられ
る逆起電圧検出回路とみなされる。

【００４２】コミュテーションシーケンサ７５は、モー
タ起動用のクロック信号ＣＬＫによって与えられるタイ
ミング基準、または相ごとに検出される逆起電圧Ｅｕ，
Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点をタイミング基準にして、マ
トリックス回路（ＭＴＲ）４の各入力に対して、タイミ
ング信号とされる出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１を出
力する。マトリックス回路（ＭＴＲ）４は、コミュテー
ションシーケンサ７５の出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ
１に基づいて、上記モータＭの駆動入力信号源となるデ
ィジタル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を作成す
る。この３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は上記選択回
路３の第２の被選択ポート（２i）に与えられるように
なっている。

【００４３】相選択スイッチ７２、電圧比較器７３、ゼ
ロクロス検出器７４およびコミュテーションシーケンサ
７５は、以下のように動作する。

【００４４】モータＭの起動時、発振回路ＯＳＣから供
給されるクロック信号ＣＬＫを用いて、コミュテーショ
ンシーケンサ７５が動作され、モータＭの同期運転が行
われる。コミュテーションシーケンサ７５は、同期運転
において、モータＭに正方向の回転を生じさせるよう
に、クロック信号ＣＬＫに同期して、モータＭのコイル
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの通電相を順次相切り替えるためのタ
イミング信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１を発生する。

【００４５】一方、モータＭが同期回転し始めて、モー
タＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，
Ｅｗが発生したところで、モータＭの運転が、同期運転
から、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相の逆起
電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点（外部端子
Ｎ）の電位とのゼロクロス点を捕えて相切り替えを行う
逆起検出運転に切り替えられる。

【００４６】逆起検出運転において、モータＭの回転に
よって発生する各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとモー
タＭの中性点の電位とのゼロクロス点に同期して相切り
替えが行われる。モータＭは、回転トルクを維持しなが
ら正転方向に回転される。モータＭのコイルＬｕ，Ｌ
ｖ，Ｌｗの各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの検出は、
検出相切り替えスイッチとされる相選択スイッチ７２、
電圧比較器７３、ゼロクロス検出器７４によって行われ
る。

【００４７】相選択スイッチ７２は、外部端子Ｕ，Ｖ，
Ｗのそれぞれに電気的に結合された一端と、共通接続さ
れた他端とを有する３つのスイッチ回路から構成され、
３つのスイッチ回路の共通接続された他端は電圧比較器
７３の第１入力（＋）に結合される。電圧比較器７３の
第２入力（−）は、外部端子Ｎに電気的に結合される。
電圧比較器７３の比較出力は、ゼロクロス検出器７４に
供給され、ゼロクロス検出器７４によって検出された各
相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点の電
位とのゼロクロス点に関する情報がコミュテーションシ
ーケンサ７５に供給される。したがって、コミュテーシ
ョンシーケンサ７５は、ゼロクロス点に関する情報に基
づいて、マトリックス回路（ＭＴＲ）４の各入力に対し
て、タイミング信号とされる出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，
ＴＷ１を出力する。マトリックス回路（ＭＴＲ）４は、
コミュテーションシーケンサ７５の出力信号ＴＵ１，Ｔ
Ｖ１，ＴＷ１に基づいて、上記モータＭの駆動入力信号
源となるディジタル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ
１を作成する。

【００４８】逆起検出運転において、逆起電圧は非通電
相に発生したものだけしか検出できないため、コミュテ
ーションシーケンサ７５は相選択スイッチ７２に対して
相選択信号Ｌselを発生し、随時非通電相の逆起電圧の
みが検出されるように相選択スイッチ７２を制御する。
また、通電相の切り替え直後は、モータＭのキックバッ
クによって誤検出の可能性があるので、コミュテーショ
ンシーケンサ７５はマスク信号ＭＡＳＫをゼロククロス
検出器７４に出力し、通電相の切り替え直後におけるゼ
ロクロス検出器７４のゼロクロス点の検出が禁止される
ようになっている。なお、ゼロクロス検出器７４の出力
信号は、外部端子ＰＨＡＳＥにも供給され、モータ駆動
回路１の外部に結合されるマイクロコンピュータに対し
て、モータＭの速度信号として速度制御などに利用され
る。

【００４９】一方、コミュテーションシーケンサ７５
は、ゼロクロス検出回路７４にゼロクロス検出方向指定
信号ＤＩＲを出力する。このゼロクロス検出方向指定信
号ＤＩＲは、モータＭの中性点Ｎの電位と各検出相の逆
起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）とのゼロクロス点の方向を
指定するため信号である。すなわち、モータＭの中性点
Ｎの電位と各検出相の逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）と
のゼロクロス点のゼロクロスタイミングの方向は、１）
逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）が中性点Ｎの電位以下の
電位から中性点Ｎの電位以上の電位に変化する場合、
２）逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）が中性点Ｎの電位以
上の電位から中性点Ｎの電位以下の電位に変化する場合
の２通りの場合がある。したがって、検出しようとする
ゼロクロス点の方向が、上記１）の場合か上記２）の場
合なのかを信号ＤＩＲによって指定することによって、
所望のゼロクロスタイミングが、誤りなく検出されるこ
とになる。

【００５０】一方、モータＭが定格速度（定格回転）で
回転させられる定常運転の時、リニアアンプ１ｕ，１
ｖ，１ｗおよびロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗ
は、逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの正弦波形をそのまま残
した３相の正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を上記選択回路
３の第１の被選択ポート（１i）を介して、出力アンプ
５ｕ、５ｖ、５ｗの入力に与えられるようになってい
る。

【００５１】すなわち、モータＭを定格速度（定格回
転）で回転させる定常運転時に、そのモータコイルＬ
ｕ，Ｌｖ，Ｌｗからリニア検出される逆起電圧（誘起電
圧）の位相情報および振幅情報がそのまま使用され、そ
の逆起電圧は上記モータＭの駆動入力信号源として使用
される。定常運転時において、モータコイルから検出さ
れる逆起電圧が、直接的に、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５
ｗの駆動トランジスタの制御入力端子に印加される。

【００５２】モータコイルからリニア検出される逆起電
圧（誘起電圧）は正弦波状となっており、その位相情報
および振幅情報を用いてモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗ
への駆動電流が出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トラ
ンジスタによって形成される。その結果、出力アンプ５
ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタの制御入力に印加さ
れる逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっているの
で、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタに
よって形成される駆動電流の立上りおよび立下りは、デ
ィジタル的に切り替わるのではなく、リニア的な所定の
傾きを有することになる。言い替えるならば、出力アン
プ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成さ
れる駆動電流の波形は、台形状にされる。したがって、
駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾き
を有しているので、ブラシレスモータＭの定常運転時に
おいて、相切り替えに伴うスパイク性ノイズの発生が抑
制される。

【００５３】図２は、リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１
ｖ，１ｗとロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２
ｖ，２ｗの具体的な回路図を示している。

【００５４】リニアアンプＡＭＰは、入力端子（＋）に
ベース電極が結合されたｐｎｐ型バイポーラトランジス
タＱ１００と入力端子（−）にベース電極が結合された
ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０１とを有する。
トランジスタＱ１００とＱ１０１のそれぞれのエミッタ
電極は、エミッタ抵抗素子Ｒe１とＲe２に結合される。
エミッタ抵抗素子Ｒe１とＲe２の共通接続点は、定電流
源Ｉcsを介して回路の電源電圧（第２電源電圧）Ｖccが
供給されるノードに結合される。

【００５５】トランジスタＱ１００とＱ１０１のコレク
タ電極は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０２と
Ｑ１０３のコレクタ電極にそれぞれ結合される。トラン
ジスタＱ１０２のベース電極は、トランジスタＱ１０２
のコレクタ電極に結合されて、ダイオード接続される。
トランジスタＱ１０２のベース電極は、トランジスタＱ
１０３のベース電極にも結合されており、トランジスタ
Ｑ１０２とＱ１０３のエミッタ電極は回路の接地基準電
位（第１電源電圧）ＧＮＤに結合される。したがって、
トランジスタＱ１０２とＱ１０３は、トランジスタＱ１
００とＱ１０１の負荷回路を構成するところのカレント
ミラー回路とされる。

【００５６】トランジスタＱ１０１のコレクタ電極は、
たとえば、抵抗素子Ｒ１００および容量素子Ｃ１００か
らなるロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）を介して、切換
回路３の各スイッチＳＷの第１入力（１i）に結合され
る。また、トランジスタＱ１０１のコレクタ電極は、負
荷抵抗素子Ｒ１０１を介して接地基準電位に結合され
る。したがって、リニアアンプＡＭＰは入力端子（＋）
と入力端子（−）とに供給される電圧信号に基づいて正
弦波状の逆起電圧を出力し、その正弦波信号はロー・パ
ス・フィルタ（ＬＰＦ）を介して切換回路３の第１入力
（１i）に供給されることになる。

【００５７】図３は、モータ駆動回路１の出力アンプ５
ｕ，５ｖ，５ｗの具体的回路図を示している。なお、図
３は当業者にとってその動作が容易に理解されるので、
詳細な説明はされないが、以下に簡単に説明される。

【００５８】出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗにおいて、ｎ
ｐｎバイポーラトランジスタＱ２４とＱ２８のペア、ｎ
ｐｎバイポーラトランジスタＱ３４とＱ３８のペア、お
よびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４４とＱ４８のペ
アはそれぞれ、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを
駆動するプッシュプル方式の出力段を形成する。この場
合、Ｑ２４，Ｑ３４，Ｑ４４は電流ソース側の出力駆動
トランジスタ、Ｑ２８，Ｑ３８，Ｑ４８は電流シンク側
の出力駆動トランジスタとされる。ｐｎｐバイポーラト
ランジスタＱ２３，３３，４３は、出力駆動トランジス
タＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４のベース電流を形成するため
に設けられる。一方、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ
２６とＱ２７のペア、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ
３６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジ
スタＱ４６とＱ４７のペアはそれぞれ、出力駆動トラン
ジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８のベース電流を形成する
ために設けられる。

【００５９】ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２１，Ｑ
３１，Ｑ４１はエミッタ共通の３差動アンプを形成し、
最も高い電位がベースに入力されたトランジスタだけが
択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通
したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流ソ
ース側の出力トランジスタを導通させる。なお、トラン
ジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１の各ベース電極（制御入
力端子）は、切換回路３内のＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の
出力端子（o）に結合されることになる。

【００６０】また、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２
５，３５，４５もエミッタ共通の３差動アンプを形成
し、最も低い電位がベースに入力されたトランジスタだ
けが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。
導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電
流シンク側のトランジスタを導通させる。なお、ｐｎｐ
バイポーラトランジスタＱ２２，３２，４２のトランジ
スタは、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２５，３５，
４５の電流源として利用される。

【００６１】モータコイルの駆動パワーの制御は、電流
シンク側の出力トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８の
共通エミッタと接地基準電位ＧＮＤの間に直列に介在さ
せられた電流センス抵抗Ｒnfによって検出される駆動電
流をモニターしながら行なわれる。図１において説明さ
れたように、電流センス抵抗Ｒnfによって検出される駆
動電流にもとずいて、電流制御アンプ６は、電流制御信
号ＩctlをトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２の共通
エミッタに供給するようになっている。

【００６２】トランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２が、
切換回路３内のＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子
（o）から供給される３相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘにした
がって交代に１つずつ導通し、これにより、電流ソース
側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４も通電相
に応じて１つずつ交代に導通させられるようになる。こ
れとともに、３差動アンプを形成するトランジスタＱ２
５，３５，４５のうち、ベース入力電位が最も低くなっ
たトランジスタが導通し、この導通したトランジスタに
つながる電流シンク側の出力トランジスタが導通させら
れることにより、モータＭが全波駆動される。

【００６３】次に、回路動作が説明される。図４は、モ
ータの起動時におけるモータ起動用のクロックＣＬＫと
マトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との波形
を示している。

【００６４】モータＭの起動時、モータＭは、先に述べ
られたように、クロックＣＬＫに基づいて同期運転され
る。図４に示すように、モータ起動用のクロックＣＬＫ
に基づいて作成される３相ディジタルパルス信号Ｕ１，
Ｖ１，Ｗ１が、マトリクス回路４から切換回路３を介し
て出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として
与えられる。

【００６５】図５は、モータＭが起動されて定格速度に
達するまでの間のモータＭの逆起電圧とマトリクス回路
４信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との波形を示している。モータ
Ｍが起動されて定格速度に達するまでの間、モータＭ
は、先に述べられたように、逆起電圧検出運転される。
図５に示すように、相ごとに検出される逆起電圧Ｅｕ，
Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点に基づいて作成される３相デ
ィジタルパルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が、マトリクス回
路４から切換回路３を介して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５
ｗに駆動入力信号源として与えられる。

【００６６】図６は、モータが定格速度（定格回転）に
達した場合の、逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとロー・パス
・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗの出力およびモータコイル
の駆動電流の波形を示している。モータが定格速度に達
すると、モータＭは、先に述べられたように、モータコ
イルに発生する逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの位相情報お
よび振幅情報をそのまま利用して駆動される。本明細書
では、このような運転方法が、ソフトスイッチング運転
と呼ばれることもある。

【００６７】モータＭが定格速度に達すると、図６に示
すように、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに発生する
逆起電圧がリニアアンプ１ｕ，１ｖ，１ｗによって検出
される。リニアアンプ１ｕ，１ｖ，１ｗによって検出さ
れた各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの逆起電圧は、さ
らに、ロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗを通過し
た後、３相正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２として、切換回
路３を介して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信
号源として与えられるようになる。

【００６８】このとき、モータコイルＬｕ（Ｌｖ，Ｌ
ｗ）、リニアアンプ１ｕ（１ｖ，１ｗ）、ロー・パス・
フィルタ２ｕ（２ｖ，２ｗ）と出力アンプ５ｕ（５ｖ，
５ｗ）とによって形成される経路は、一種の正帰還ルー
プとみなすことができるので、安定性に注意することが
必要である。しかし、いったん定格速度に達したモータ
Ｍの駆動電流は、電流制御アンプ８の出力信号とされる
電流制御信号Ｉctlによって小さく絞り込まれるため、
その正帰還のループ利得は小さくなる。したがって、正
帰還ループは形成されるものの、その正帰還による動作
の不安定化は回避することができる。

【００６９】さらに、本発明の実施例では、誘導性負荷
とされるモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動におい
て、高周波数領域における正帰還ループのループ利得
（ゲイン）の上昇を抑えるために、ロー・パス・フィル
タ２ｕ，２ｖ，２ｗが上記正帰還ループ内に挿入され
る。さらに、正帰還ループ全体の利得調整のために、ア
ッテネッタＡＴＴが正帰還ループ内に挿入される。した
がって、アッテネッタＡＴＴの挿入、ロー・パス・フィ
ルタ２ｕ，２ｖ，２ｗによる位相補償、および電流制御
アンプ８による出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの通電量の
制御によって、上記正帰還ループのループ利得（ゲイ
ン）は確実に低下させられる。

【００７０】これにより、モータ駆動回路１のソフトス
イッチング運転に基づき正帰還ループが形成されたとし
ても、モータ駆動回路１の動作の不安定化は確実に抑制
される。言い替えるならば、上記ソフトスイッチング運
転においては、基本的に正帰還ループが構成されること
になるので、位相補償用にロー・パス・フィルタ２ｕ，
２ｖ，２ｗが用いられている。また、モータＭの駆動電
流が増加すると、各相の出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに
利得が高くなり、正帰還ループが不安定となる。そこ
で、モータＭが定格回転数に達してモータＭの駆動電流
が絞られたところでのみ、モータ駆動回路１がソフトス
イッチング運転に切り替えられる。

【００７１】図６に示すように、モータコイルＬｕ，Ｌ
ｖ，Ｌｗの駆動電流波形は、そのピークがつぶれた波形
となるが、スパイク性ノイズの発生が問題となる駆動電
流の立上り／立下り付近で駆動電流の波形は滑らかに保
たれている。

【００７２】すなわち、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの
駆動トランジスタの制御入力に印加される逆起電圧（誘
起電圧）は正弦波状となっているので、出力アンプ５
ｕ、５、ｖ５ｗの駆動トランジスタによって形成される
駆動電流の立上りおよび立下りは、ディジタル的に切り
替わるのではなく、リニア的な所定の傾きを有すること
になる。言い替えるならば、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５
ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の波
形は、台形状にされる。

【００７３】したがって、駆動電流の立上りおよび立下
りがリニア的な所定の傾きを有しているので、ブラシレ
スモータＭの定常運転時において、相切り替えに伴うス
パイク性ノイズの発生が抑制される。駆動電流の立上り
および立下りがリニア的な所定の傾きを有している理由
は、図３に示された出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの具体
的回路図において、駆動トランジスタＱ２１、Ｑ３１、
Ｑ４１、Ｑ２５、Ｑ３５、Ｑ４５のベース電極（制御入
力）に正弦波状の入力信号を印加したことを考えれば、
容易に理解されるであろう。

【００７４】図７は、モータＭの回転数とモータ駆動回
路１の動作モードとの関係を示している。同図に示され
る区間Ａは、モータＭが起動されたときを示しており、
モータ駆動回路１は同期運転によって、モータＭを駆動
する。このとき、モード制御信号ＭＣはローレベルとさ
れ、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は大きい
ので、センス抵抗Ｒnfによって検出されるセンス電圧は
大きな値となっている。

【００７５】同図に示される区間Ｂは、モータＭが起動
され定格速度に至るまでの期間を示しており、モータ駆
動回路１は逆起検出運転によって、モータＭを駆動す
る。このとき、モード制御信号ＭＣはローレベルとさ
れ、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は大きい
ので、センス抵抗Ｒnfによって検出されるセンス電圧は
大きな値となっている。

【００７６】同図に示される区間Ｃは、モータＭが定格
速度に達した期間を示しており、モータ駆動回路１はソ
フトスイッチング運転によって、モータＭを駆動する。
このとき、モード制御信号ＭＣはハイレベルとされ、出
力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は、小さくされ
ている。したがって、センス抵抗Ｒnfによって検出され
るセンス電圧は、モータＭが定格速度で運転されている
ので、小さな値となっている。

【００７７】図８は、図１に示されたモータ駆動回路１
を利用した磁気記憶装置、たとえば、ハードディスクド
ライブ（ＨＤＤ）装置のシステムブロック図を示してい
る。なお、同図において、スピンドルモータ制御部は、
モータ駆動回路１に対応するので、その参照番号を６０
１として示しており、以下スピンドルモータ制御部６０
１はモータ駆動回路１と同一とみなされる。

【００７８】ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）装置
は、図１のモータＭに相当するスピンドルモータ２２
と、上記スピンドルモータ２２によって回転駆動されて
いる磁気ディスク２００の所望トラックに対して情報
（データ）の読み出しあるいは情報に書き込みを行う磁
気ヘッド３００と、読み出しデータあるいは書き込みデ
ータに所定の処理を行う信号処理糸４００と、ハードデ
ィスクドライブ（ＨＤＤ）装置の外部に対して読み出し
データあるいは書き込みデータのやり取りを行うインタ
ーフェイス系５００と、上記モータ２２および磁気ヘッ
ド３００を駆動する機構駆動系６００とを含む。そし
て、上記機構駆動系６００の中にスピンドルモータ制御
部６０１が組み込まれ、スピンドルモータ制御部６０１
が上記モータ２２の速度制御および起動制御を担ってい
る。

【００７９】信号処理糸４００は、磁気ヘッド３００に
結合されたリードアンプおよびライトアンプ４０１と、
データ再生回路４０２と、エンコーダ／デコーダ４０３
などを含む。インターフェイス系５００は、ファイルデ
ータプロセッサ５０１、ＳＣＳＩ（small compｕter sy
stem interface）コントローラ５０２と、ＣＰＵ（マイ
クロコンピュータ、中央処理装置）５０３を含む。機構
駆動系６００は、上記スピンドルモータ制御部６０１に
加えて、磁気ヘッド３００を駆動するボイスコイルモー
タドライバ６０２を有する。

【００８０】上記スピンドルモータ制御部６０１は、図
１に示されるゼロクロス検出器７４の出力信号を外部端
子ＰＨＡＳＥからマイクロコンピュータ５０３に対して
供給するようにされ、マイクロコンピュータ５０３はゼ
ロクロス検出器７４の出力信号をモータＭ（スピンドル
モータ２２）の速度信号として速度制御などに利用す
る。マイクロコンピュータ５０３は、ゼロクロス検出器
７４の出力信号を受け、それに基づいて、図１に示され
る速度制御信号Ｖｃｔｌをスピンドルモータ制御部６０
１の外部端子ＶＣＴＬに供給する。このようにして、モ
ータＭ（スピンドルモータ２２）の速度がスピンドルモ
ータ制御部６０１によって制御されることになる。

【００８１】以上のように、定常運転時のモータ駆動電
流は、少なくともその相切り替えが正弦波状に行なわれ
て、スパイク性ノイズの原因となる急激なコイル駆動電
流の切り替わりが回避される。これにより、モータ駆動
特性の低下原因となるスルーレート制御に依存すること
なく、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの駆動電流の過
渡現象を緩和させることができる。したがって、回路構
成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しな
がら、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に発生するス
パイク性ノイズを低減させることが可能になる。

【００８２】以上、本発明者によってなされた発明を実
施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施
例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範
囲で種々変更可能であることはいうまでもない。たとえ
ば、切換回路３の制御は、モータの逆起電圧などに基づ
いて検出される回転速度によって行なわせるようにして
もよい。

【００８３】以上の説明では主として、本発明者によっ
てなされた発明をその背景となった利用分野である３相
ＤＣブラシレスモータ駆動回路に適用した場合について
説明したが、それに限定されるものではなく、あらゆる
種類の多相モータの駆動回路に適用できる。

【００８４】以下、本発明の他の実施例を図面を参照し
ながら説明する。図９は、本発明の技術が適用されたブ
ラシレスモータの半波駆動回路の一実施例を示したもの
であって、Ｍは３相ＤＣブラシレスモータ、Ｌｕ，Ｌ
ｖ，Ｌｗはモータコイル、Ｅｍ（ＥＵ，Ｅｖ，Ｅｗ）は
上記モータコイルに生じる逆起電圧、Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ
は出力アンプ５に含まれ、上記モータコイルの各一端を
それぞれ接地基準電位ＧＮＤに接続するパワー電界効果
トランジスタ（駆動トランジスタ）、Ｍｃは上記モータ
コイルの各他端を互いに共通接続した中性点Ｎを電源電
位Ｖｃｃに接続するパワー電界効果トランジスタ、１４
は上記中性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃをアクテ
ィブ状態でリニア動作させるアンプ、２１はパワー制御
回路（速度制御回路）である。

【００８５】次に、動作について説明する。モータコイ
ルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端に接続されたトランジスタ
Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗは、マトリックス回路４から入力され
る多相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘによってオン／オフ制御さ
れる。これにより、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各
一端は、上記多相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘにしたがって交
代に接地基準電位ＧＮＤに接続されて通電駆動される。
この場合、各トランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗはそれぞ
れ、飽和状態でのオンまたはカットオフ状態でのオフの
いずれかに２値制御され、アクティブ状態でのリニア動
作は行なわない。

【００８６】一方、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中
性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃは、パワー制御回
路２１からアンプ１４を介して入力される制御信号によ
りアクティブ状態でリニア動作させられ、電源電位Ｖｃ
ｃから上記中性点Ｎに供給される駆動電流Ｉｃを可変制
御する。

【００８７】以上のようにして、ブラシレスモータＭ
は、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端に接続され
たトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗのオン／オフ動作によ
って半波駆動されるとともに、モータコイルＬｕ，Ｌ
ｖ，Ｌｗの中性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃがア
クティブ状態でリニア動作させられることによって、上
記モータＭの回転を制御するためのパワー制御が行なわ
れる。

【００８８】このとき、カットオフ状態になった非通電
相のトランジスタには、通電相のモータコイルと非通電
相のモータコイルにそれぞれ生じる２つの逆起電圧の和
が印加される。たとえば、トランジスタＭｕがオン状態
で、トランジスタＭｗ，Ｍｖがカットオフ状態となった
場合、トランジスタＭｗには、モータコイルＬｕに生じ
る逆起電圧ＥｕとモータコイルＬｗに生じる逆起電圧Ｅ
ｗとが加算されて印加される。

【００８９】ところが、この２つの逆起電圧ＥｕとＥｗ
は互いに相を違えて発生する電圧であり、たとえば３相
の場合は１２０度の位相差がある。このため、その２つ
の逆起電圧ＥｕとＥｗを加算した電圧（Ｅｕ＋Ｅｗ）の
最大ピークは、ＥｕとＥｗのそれぞれの最大ピークを単
純加算した場合よりも大幅に低くなる。

【００９０】しかも、一方の逆起電圧Ｅｕを発生するモ
ータコイルＬｕの一端が、飽和状態でオンする通電相の
トランジスタＭｕによってほぼ確実に接地基準電位ＧＮ
Ｄに接続されるため、図１０に示すように、非通電相の
トランジスタＭｗに印加される電圧Ｖｒは、上記加算電
圧（Ｅｕ＋Ｅｗ）にトランジスタＭｕの飽和電圧Ｖｓａ
ｔを加算しただけの電圧にすることができる。他の非通
電相のトランジスタＭｖについても同様である。

【００９１】このように、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌ
ｗの各一端がそれぞれ、オン状態となる通電相のトラン
ジスタ（Ｍｕ）によってほぼ確実に接地基準電位に接続
されることにより、非通電相のトランジスタ（Ｍｖ，Ｍ
ｗ）に印加される逆起電圧に電源電位Ｖｃｃがそのまま
加算されるのが回避される。

【００９２】また、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌ
ｗを相別に通電駆動するトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗ
はオンまたはオフに２値制御されれば良いので、アクテ
ィブ状態でリニア動作させる場合に比べて、回路構成を
大幅に簡略化させることができる。これにより、回路構
成を複雑化することなく、ブラシレスモータＭの半波駆
動を行なうトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗの必要耐圧を
低くすることができる。

【００９３】図１１は、本発明の思想を適用した出力ア
ンプ５をバイポーラ・トランジスタを使って構成した場
合の具体的な回路図を示す。同図に示す出力アンプ５の
回路は、３相ＤＣブラシレスモータＭを全波駆動と半波
駆動に切り替えて使用できるようにした出力アンプであ
って、ｐｎｐとｎｐｎの２種類のバイポーラ・トランジ
スタＱ１１〜Ｑ４８によって構成されている。出力アン
プ５は、モータＭのコイルＬｕを駆動するための出力段
５ｕと、モータＭのコイルＬｖを駆動するための出力段
５ｖと、モータＭのコイルＬｗを駆動するための出力段
５ｗとを含む。さらに、モータＭを全波駆動と半波駆動
に切り替えて使用できるように、出力アンプ５の動作を
制御する制御回路５５が設けられる。

【００９４】まず、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ
２４とＱ２８のペア、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタ
Ｑ３４とＱ３８のペア、およびｎｐｎバイポーラ・トラ
ンジスタＱ４４とＱ４８のペアはそれぞれ、各相のモー
タコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動するプッシュプル方式
の出力段を形成する。この場合、トランジスタＱ２４，
Ｑ３４，Ｑ４４は電流ソース側の出力駆動トランジス
タ、トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８は電流シンク
側の出力駆動トランジスタとなる。ｐｎｐバイポーラト
ランジスタＱ２３，３３，４３は、出力駆動トランジス
タＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４のベース電流を形成するため
に設けられる。

【００９５】一方、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２
６とＱ２７のペア、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３
６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジス
タＱ４６とＱ４７のペアはそれぞれ、出力駆動トランジ
スタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８のベース電流を形成するた
めに設けられる。ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ２
４とＱ２８のペア、Ｑ３４とＱ３８のペア、およびＱ４
４とＱ４８のペアにおいて、電流シンク側の出力トラン
ジスタの駆動能力が電流ソース側の出力トランジスタの
駆動能力より大きくなるように、ｎｐｎバイポーラトラ
ンジスタＱ３６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポー
ラトランジスタＱ４６とＱ４７のペアのカレントミラー
比が選択される。

【００９６】ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ１１，
Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ４１はエミッタ共通の４差動アンプ
を形成し、最も高い電位がベースに入力されたｎｐｎバ
イポーラ・トランジスタだけが択一的に導通して、他の
トランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そ
のコレクタ側につながる電流ソース側の出力トランジス
タを導通させる。

【００９７】また、ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ
２５，３５，４５もエミッタ共通の３差動アンプを形成
し、最も低い電位がベースに入力されたｐｎｐバイポー
ラ・トランジスタだけが択一的に導通して、他のトラン
ジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレ
クタ側につながる電流シンク側のトランジスタを導通さ
せる。

【００９８】ここで、Ｑ１１のベース入力（制御入力）
をＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１のベース入力（制御入力）に
対して常に最高電位になるように、駆動方式切り換え指
定信号とされる切り換え信号Dselの電位を設定すると、
ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ１２、Ｑ１３および
ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ１４が導通状態になる
とともに、電流ソース側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ
３４，Ｑ４４が遮断状態になり、電流シンク側のＱ２
８，Ｑ３８，Ｑ４８だけがそれぞれの通電相にてオン動
作することにより、モータＭが半波駆動される。Ｑ１２
は、半波駆動時において、トランジスタＱ２５，Ｑ３
５，Ｑ４５の電流源として動作する。すなわち、半波駆
動において、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２１，Ｑ
３１，Ｑ４１およびｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ
２２、Ｑ３２、Ｑ４２は動作状態にされないからであ
る。

【００９９】このとき、導通状態のトランジスタＱ１４
はアクティブ状態でリニア動作し、中性点Ｎへの通電量
によってモータＭの駆動パワーを制御する。なお、この
駆動パワー制御は、電流シンク側の出力トランジスタＱ
２８，Ｑ３８，Ｑ４８の共通エミッタと接地基準電位Ｇ
ＮＤの間に直列に介在させられた電流センス抵抗Ｒｓに
よって検出される駆動電流をモニターしながら行なわれ
る。

【０１００】一方、トランジスタＱ１１のベース入力を
トランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１のベース入力に対
して常に最低電位になるように切り換え信号Dselの電位
を設定すると、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３お
よびＱ１４が非導通状態にされ、トランジスタＱ１１以
外のトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２が多相信号Ｕ
ｘ，Ｖｘ，Ｗｘにしたがって交代に１つずつ導通し、こ
れにより、電流ソース側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ
３４，Ｑ４４も通電相に応じて１つずつ交代に導通させ
られるようになる。ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ
２２、Ｑ３２、Ｑ４２は、このとき、トランジスタＱ２
５，Ｑ３５，Ｑ４５の電流源として動作する。

【０１０１】これとともに、３差動アンプを形成するト
ランジスタＱ２５，３５，４５のうち、ベース入力電位
が最も低くなったトランジスタが導通し、この導通した
トランジスタにつながる電流シンク側の出力トランジス
タが導通させられることにより、モータＭが全波駆動さ
れる。

【０１０２】図１２は、全波駆動時のモータコイルに流
れる電流の順番を示し、図１３は、半波駆動時のモータ
コイルに流れる電流の順番を示している。モータコイル
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが全波駆動方式で駆動される時、モー
タコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗには、図１２に丸付き数字
１，２，３，４，５，６で示される様な順番に、図１２
に示される様な方向へ駆動電流が流されることになる。
一方、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが半波駆動方式で
駆動される時、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗには、図
１３に丸付き数字１，２，３で示される様な順番に、図
１３に示される様な方向へ、中性点Ｎから駆動電流が流
されることになる。

【０１０３】図１４は、図１１に示された出力アンプ
を、図１に適用する場合の構成を示す回路図をである。
図１４に示された出力アンプ５、および制御回路５５の
回路構成および回路動作自体は、図１１に示されたそれ
と変わりが無いので、その説明は省略される。

【０１０４】図１１と異なるところは、図１１のマトリ
ックス回路４が、図１４においては、図１に示された切
換回路３に変更されているところである。したがって、
トランジスタＱ２１とＱ２５の各ベース（制御入力）電
極、トランジスタＱ３１とＱ３５の各ベース（制御入
力）電極、トランジスタＱ４１とＱ４５の各ベース（制
御入力）電極は、図１４において、切換回路３内のスイ
ッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の各出力端子
（o）に、それぞれ結合される。

【０１０５】この場合、トランジスタＱ１１のベースに
入力される切り換え信号Ｄselは、図８のＣＰＵ５０３
からモータ駆動回路（図１における参照番号１で示され
る）の外部端子に供給されることになる。図８のＣＰＵ
５０３は、図７に示される区間Ｂの途中、すなわち、モ
ータＭの回転数がある程度定格回転数Ｎｏに近づいたと
ころで、モータＭの駆動方式を全波駆動方式から半波駆
動方式へ切り換えるために、切り換え信号Ｄselをモー
タ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の外
部端子に供給することになる。

【０１０６】したがって、モータ駆動回路は、モータＭ
の起動時、同期運転によってモータＭを駆動する。その
後、モータＭが同期回転し始めて、モータＭのコイルＬ
ｕ，Ｌｖ，Ｌｗに逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが発生した
ところで、モータ駆動回路の運転は、同期運転から、モ
ータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相の逆起電圧Ｅ
ｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点（外部端子Ｎ）の電
位とのゼロクロス点を捕えて相切り替えを行う逆起検出
運転に切り替えられる。そして、図８のＣＰＵ５０３
は、モータの回転数がある程度定格回転数Ｎｏに近づい
たことを、モータ駆動回路から供給される速度信号Ｐ１
（図１参照）に基づいて認識し、図７に示される区間Ｂ
の途中でモータ駆動回路の駆動方式を全波駆動方式から
半波駆動方式に変更するため、切り換え信号Ｄselをモ
ータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の
外部端子に供給する。

【０１０７】そして、モータＭの回転数が定格回転数Ｎ
ｏに達した時、すなわち、図７に示される区間Ｃにおい
て、そのモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗからリニア検出
される逆起電圧（誘起電圧）の位相情報および振幅情報
がそのまま使用されてモータＭが駆動されるところのソ
フトスイッチング運転に、モータ駆動回路（図１におけ
る参照番号１で示される）の動作モードが切り換えられ
る。すなわち、切換回路３は、モード切り換え信号ＭＣ
に応答して、出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの駆動入力信
号源として、マトリックス回路４の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ
１に代わりに、リニアアンプ（１ｕ，１ｖ，１ｗ）およ
びロー・パス・フィルタ（２ｕ，２ｖ，２ｗ）の出力信
号とされる３相正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を、出力ア
ンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として選択す
る。したがって、上記ソフトスイッチング運転におい
て、モータＭは半波駆動方式で駆動されていることにな
る。

【０１０８】したがって、大きなトルクの必要なモータ
の起動直後には、モータＭが全波駆動方式によって駆動
される。一方、モータＭの回転数がある程度の回転数に
達した後、モータＭの駆動方式が全波駆動方式から半波
駆動方式に切り替えられて、モータＭの回転速度が加速
される。モータＭの回転数が定格回転数に達した時、定
常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させるた
め、モータＭはソフトスイッチング運転によって、半波
駆動方式で駆動される。

【０１０９】図１５は、モータＭを、ソフトスイッチン
グ運転時において、半波駆動方式で駆動した場合のタイ
ミング波形図を示している。このタイミング波形図は、
図６と比較してわかるように、各モータコイルＬｕ，Ｌ
ｖ，Ｌｗの駆動電流は、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌ
ｗに発生する逆起電圧の低レベル期間にのみ、各モータ
コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給されていることがわか
る。

【０１１０】以上のようにして、全波駆動と半波駆動が
容易に切り替え行なわれるとともに、半波駆動の際に
は、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端がそれぞ
れ、オン状態になる通電相のトランジスタによって確実
に接地基準電位ＧＮＤに接続されることにより、非通電
相のトランジスタに印加される逆起電圧に電源電位がそ
のまま加算されるのを回避させることができる。

【０１１１】以上、本発明者によってなされた発明を実
施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施
例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範
囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

【０１１２】以上の説明では主として、本発明者によっ
てなされた発明をその背景となった利用分野である３相
ＤＣブラシレスモータの半波駆動回路に適用した場合に
ついて説明したが、それに限定されるものではなく、あ
らゆる種類の多相モータの半波駆動回路にも適用でき
る。

【０１１３】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち、代
表的なものの効果を簡単に説明すれば、下記のとおりで
ある。

【０１１４】すなわち、回路構成を複雑化することな
く、モータの駆動特性を確保しながら、ＤＣブラシレス
モータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減
させることができる、という効果が得られる。

【０１１５】また、回路構成を複雑化することなく、ブ
ラシレスモータの半波駆動を行なうトランジスタの必要
耐圧を低くすることができる、という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の技術が適用されたＤＣブラシレスモー
タ駆動回路の回路図を示す。

【図２】図１に示されるリニアアンプおよびロー・パス
・フィルタの回路図の一例を示す。

【図３】図１に示される出力アンプの具体的回路図の一
例を示す。

【図４】同期運転時の動作波形のチャート図を示す。

【図５】逆起検出運転時の動作波形のチャート図を示
す。

【図６】ソフトスイッチング運転時の動作波形のチャー
ト図を示す。

【図７】モータの回転数とモータの運転方式との関係を
示している。

【図８】図１のモータ駆動回路を用いた記憶ドライブ装
置のシステムブロック図を示す。

【図９】本発明の技術が適用されたブラシレスモータの
半波駆動回路の概略構成を示す回路図である。

【図１０】図９に示した回路の概略動作を示す波形チャ
ート図である。

【図１１】本発明の他の実施例を示す出力アンプの回路
図である。

【図１２】全波駆動方式におけるコイル駆動電流の駆動
順序および電流方向を説明する図を示している。

【図１３】半波駆動方式におけるコイル駆動電流の駆動
順序および電流方向を説明する図を示している。

【図１４】図１１に示された出力アンプ回路を図１の出
力アンプに適用した場合の回路図を示す。

【図１５】モータＭを、ソフトスイッチング運転時にお
いて、半波駆動方式で駆動した場合のタイミング波形図
を示している。

【符号の説明】

Ｍセンサレス３相ＤＣブラシレスモータＬｕ，Ｌｖ，ＬｗモータコイルＮ中性点１ｕ，１ｖ，１ｗリニアアンプ２ｕ，２ｖ，２ｗロー・パス・フィルタ３切換回路４マトリクス回路５ｕ，５ｖ，５ｗ出力アンプＲｓ電流検出用シャント抵抗６電流制御アンプ７１モータ起動用クロック発生器７２相選択スイッチ７３電圧比較器７４ゼロクロス検出器７５コミュテーションシーケンサ８電圧比較器Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ逆起電圧Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１３相パルス信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２３相正弦波信号ＣＬＫ起動用クロックＥｍ逆起電圧の振幅Ｖｃｃ電源電位ＧＮＤ接地基準電位Ｍｕ，Ｍｖ，ＭｗトランジスタＭｃトランジスタ１４アンプ２１パワー制御回路（速度制御回路）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】モータを通電駆動する出力アンプと、上
記モータのコイルに発生する逆起電圧を検出するリニア
アンプを含み、上記モータを定格速度で回転させる定常
運転時に、上記リニアアンプの出力が上記出力アンプの
入力信号源とされることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】上記リニアアンプによって検出された逆
起電圧に位相補償を行なうロー・パス・フィルタを含
み、上記モータを定格速度で回転させる定常運転時に、
上記ロー・パス・フィルタで位相補償された逆起電圧が
上記出力アンプの入力信号源とされることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載のモータ駆動回路。
【請求項３】上記出力アンプの通電量を制御する電流
制御回路を含み、上記モータが定格速度で回転させる定
常運転時、上記出力アンプの通電量は上記電流制御回路
によって低減されることを特徴とする特許請求の範囲第
２項記載のモータ駆動回路。
【請求項４】モータに駆動電流を出力する出力アンプ
と、上記モータのコイルに発生する正弦波状の逆起電圧
を検出するリニアアンプと、上記リニアアンプによって
検出された逆起電圧に位相補償を行なう位相補償回路
と、上記モータを駆動するためのディジタルパルス信号
を発生するマトリックス回路と、上記位相補償回路の出
力信号を受ける第１入力、上記マトリックス回路の出力
信号を受ける第２入力、および上記出力アンプの入力に
結合された出力とを有し、切換信号に応答して、選択的
に上記位相補償回路の出力信号あるいは上記マトリック
ス回路の出力信号を上記出力アンプの入力に供給する切
換回路とを含むことを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項５】上記モータが定格回転数で運転される定
常運転時、上記切換回路は上記位相補償回路の出力信号
を上記出力アンプの入力に供給することを特徴とする特
許請求の範囲第４項記載のモータ駆動回路。
【請求項６】上記出力アンプの通電量を制御する電流
制御回路を含み、上記モータが定格速度で回転させる定
常運転時、上記出力アンプの通電量は上記電流制御回路
によって低減されることを特徴とする特許請求の範囲第
４項記載のモータ駆動回路。
【請求項７】上記モータは、ホールセンサレス型のブ
ラシレスモータであることを特徴とする特許請求の範囲
第４項記載のモータ駆動回路。
【請求項８】ホールセンサレス型のモータの駆動方法
であって、上記モータの起動時、クロック信号に同期す
る同期運転で上記モータを駆動する第１工程と、上記モ
ータが起動されて回転された後、上記モータの回転数が
定格回転数に達するまでの期間、上記モータのコイルに
発生する逆起電圧と上記コイルの中性点の電圧とのゼロ
クロス点を検出し、上記検出されたゼロクロス点に基づ
いて上記モータを駆動する第２工程と、上記モータの回
転数が定格回転数となった後、上記モータのコイルに発
生する逆起電圧の位相情報および振幅情報を用いて上記
モータを駆動する第３工程とを含むことを特徴とするモ
ータの駆動方法。
【請求項９】上記第１工程および上記第２工程の途中
まで、上記モータのコイルは全波駆動方式で駆動され、
上記第２工程の途中から第３工程の間、上記モータのコ
イルは、全波駆動方式から半波駆動方式に切り替えられ
て駆動されるを特徴とする特許請求の範囲第８項記載の
モータの駆動方法。
【請求項１０】通電相ごとに設けられたモータコイル
の各一端をそれぞれ、相ごとに飽和状態またはカットオ
フ状態に２値制御されるトランジスタを介して接地基準
電位に接続するとともに、上記モータコイルの各他端を
互いに共通接続した中性点を、アクティブ状態でリニア
動作させられるトランジスタ介して電源電位に接続した
ことを特徴とするブラシレスモータの半波駆動回路。