JPH077902B2 - 電圧制御発振器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、通信装置などに用いられる集積回路等に設け
られて制御電圧に応じた周波数の発振信号を出力する電
圧制御発振器（VCO）に関するものである。

（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、例えばALAN B.
GREBENE,“BIPOLAR AND MOS ANALOG INTEGRATED C
IRCUIT DESIGN"（1983）John Wiley＆Sons（米）P.57
5−577に記載されるものがある。この文献に記載される
構成例を第２図に示す。

第２図は、従来の電圧制御発振器の一構成例を示す回路
図である。

この電圧制御発振器は、エミッタ結合型のマルチバイブ
レータ回路20、差動増幅回路30及び定電流回路50で構成
されている。

マルチバイブレータ回路20は、発振信号（交流信号）S
1,S2を出力する回路であり、発振信号S1,S2をそれぞれ
出力する出力端子1,2を有している。出力端子１と電源
電位VCCとの間にはトランジスタ３が接続され、出力端
子１と電源電位VEE（例えば接地電位）との間には定電
流源４が接続されている。トランジスタ３のベースに
は、電源電位VCCとの間にダイオード５及び抵抗６が、
ノードN1との間にスイッチング用のトランジスタ７がそ
れぞれ接続されている。出力端子２と電源電位VCCとの
間にはトランジスタ８が接続され、出力端子２と電源電
位VEEとの間には定電流源９が接続されている。トラン
ジスタ８のベースには、電源電位VCCとの間にダイオー
ド10及び抵抗11が、ノードN2との間にスイッチング用の
トランジスタ12がそれぞれ接続されている。トランジス
タ7,12のエミッタ間にはコンデンサ13が接続されてい
る。マルチバイブレータ回路20は、ノードN1,N2を介し
て差動増幅回路30に接続されている。

差動増幅回路30は、発振信号S1,S2の周波数を制御する
ための回路であり、制御電圧を供給するための入力端子
31,32を有し、ノードN1及びN3間に接続されるトランジ
タ33、抵抗34と、ノードN2及びN3間に接続されるトラン
ジスタ35,抵抗36とを有している。さらには、それぞれ
電源電位VCC及びノードN3間に接続されるトランジスタ3
7,抵抗38とトランジスタ39,抵抗40を有している。トラ
ンジスタ33,35のベースは入力端子31に、トランジスタ3
7,39のベースは、入力端子32にそれぞれ共通接続されて
いる。差動増幅回路30は、ノードN3を介して定電流回路
50に接続されている。

定電流回路50は、差動増幅回路30に定電流を流すための
回路であり、ノードN3及び電源電位VEE間に接続される
トランジスタ51及び抵抗52を有している。トランジスタ
51のベースには、電源電圧VCCとの間に抵抗53が、電源
電位VEEとの間にトランジスタ54が接続され、トランジ
スタ54のベースはトランジスタ51と抵抗52の接続点に接
続されている。

以上のように構成される電圧制御発振器において、トラ
ンジスタ3,7,8,12,33,35,37,39,51,54は、同一特性のNP
N型バイポーラトランジスタ（シリコントランジスタ）
であり、ベース・エミッタ間電圧はVbeである。ダイオ
ード5,10は、その順方向電圧がVbeに等しい。抵抗6,11
の抵抗値は等しく、抵抗34,36,38,40の抵抗値は等し
い。

次に、動作を説明する。

以上のように構成される電圧制御発振器に、電源電圧
（VCC−VEE）を供給し、入力端子31,32にそれぞれ入力
電圧V31,V32を入力する。これにより、トランジスタ7,1
2がオン・オフ動作してトランジスタ33,35に電流I1,I2
（I1＝I2）が流れると共に、トランジスタ37,39に電流I
3,I4（I3＝I4）が流れてマルチバイブレータ回路20が自
走発振し、出力端子1,2にそれぞれ発振信号S1,S2が出力
される。電流I1,I2,I3,I4はノードN3で合流して定電流I
5（＝I1＋I2＋I3＋I4）となる。ここで、定電流I5の電
流値は、トランジスタ54と抵抗52によって決められる。

入力端子31,32に入力する入力電圧V31,V32の差（例え
ば、V31−V32）である制御電圧VCを変化させると、定電
流I5は常に一定であるため、電流I1及び電流I2の和と、
電流I3及び電流I4の和との相対的な比が変化し、電流I1
及び電流I2の和が増減する。電流I1及び電流I2の和の増
減に伴って発振信号S1,S2の発振周波数fcが変化する。
この発振周波数fcは、電流I1,I2（I1＝I2）によって決
まり、次式によって表される。

但し,Cはコンデンサ13の静電容量 以上のようにして動作する電圧制御発振器は、前記文献
に記載されているとおり、（１）式のI1がベース・エミ
ッタ間電圧Vbeに比例するように定電流回路50の回路設
計がなされているため、制御電圧VCをゼロにした場合の
発振周波数fc、即ち中心周波数fc＝1/（16・R52・Ｃ）
がVbeに依存しない。そのため、温度変化等による中心
周波数f_C付近での周波数変動が抑制され、周波数安定度
の高い発振動作が得られる。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上記構成の電圧制御発振器では次のよう
な課題があった。

トランジスタ7,12のスイッチング動作に伴い、トランジ
スタ7,12のエミッタは最低VCC−3Vbeの電位までの振幅
で動作する。トランジスタ51のベースの電位はVEE＋2Vb
eであり、トランジスタ33,35,51が飽和状態にならない
ためには、（VCC−3Vbe）−（VEE＋2Vbe）＞Vbe、即ち
（VCC−VEE）＞6Vbeが満たされる必要がある。シリコン
トランジスタのベース・エミッタ間電圧Vbeは、一般的
に0.6〜0.8V程度であり、第２図の電圧制御発振器を動
作させるためには、3.6〜4.8Vの電源電圧（VCC−VEE）
が必要となる。特に近年、高速集積回路で用いられるト
ランジスタのVbeは0.8V以上であり、この場合には６×
0.8V＝4.8V以上の電源電圧を必要とする。このため、第
２図の電圧制御発振器は、電源電圧の変動を見込むと、
電力消費を抑えるために電源電圧を低くした、例えば5V
系の通信装置の集積回路等では動作しない場合がある。

本発明は、前記従来技術が持っていた課題として、定電
流回路で少なくともトランジスタ二段分の電圧降下が生
じるため、その分電源電圧が大きくなってしまう点につ
いて解決した電圧制御発振器を提供するものである。

（課題を解決するための手段） 本発明は前記課題を解決するために、第１の電源電位と
第２の電源電位との間に接続され、回路内部に流れる第
１及び第２の電流に応じた周波数の発振信号を出力する
マルチバイブレータ回路と、前記マルチバイブレータ回
路に接続され制御電圧を増幅して内部に流れる前記第１
及び第２の電流を制御する差動増幅回路と、前記差動増
幅回路全体に定電流を流すための定電流回路とを備えた
電圧制御発振器において、前記定電流回路を以下のよう
なカレントミラー回路、定電圧回路及び抵抗で構成した
ものである。

即ち、カレントミラー回路は、前記差動増幅回路と第２
の電源電位との間に接続された第１の定電流トランジス
タ、及び第１の回路内ノードと前記第２の電源電位との
間に接続され前記第１の定電流トランジスタにベースが
共通接続された第２の定電流トランジスタを有し、その
ベースに流れる基準電流に基づいて該第１の定電流トラ
ンジスタに流れる前記定電流を設定する構成にしたもの
である。

定電圧回路は、前記第１の電源電位と第２の回路内ノー
ドとの間に接続されたトランジスタ、及び該トランジス
タのベースと前記第２の電源電位との間に縦続接続され
該トランジスタの電圧降下値と前記第２の回路内ノード
と前記第２の電源電位との間の電圧降下値とに応じた数
のダイオードを有し、該第２の回路内ノードを定電圧に
維持する構成にしている。

抵抗は、前記第２の回路内ノードと前記第１の回路内ノ
ードとの間に接続され前記定電圧に応じて前記基準電流
を設定するように構成されている。

作 用） 本発明によれば、以上のように電圧制御発振器を構成し
たので、カレントミラー回路は、該カレントミラー回路
内において、定電流が流れる第１の定電流トランジスタ
による電圧降下値がトランジスタ一段分になるように働
く。定電圧回路及び抵抗は、カレントミラー回路を流れ
る基準電流の値が、定電圧回路内のトランジスタの電圧
降下値と、第２の回路内ノードと第２の電源電位との間
の電圧降下値と、ダイオードによる電圧降下値とに応じ
て決まるように働く。

したがって、前記課題を解決できるのである。

（実施例） 第１図は、本発明の第１の実施例を示す電圧制御発振器
の回路図であり、例えば通信装置の集積回路に使用され
るものである。図中、第２図と共通の要素には共通の符
号が付されている。

この電圧制御発振器は、第２図と同様のマルチバイブレ
ータ回路20、差動増幅回路30、及び電源電圧（VCC−VE
E）供給用の電源55に加えて、定電流回路60で構成され
ている。

定電流回路60は、差動増幅回路30に定電流I5を流すため
の回路であり、カレントミラー回路70、定電圧回路80及
び抵抗90で構成されている。

カレントミラー回路70は、定電圧回路80及び抵抗90によ
ってその電流値が決まる基準電流I6に基づいて定電流I5
を設定するための回路であり、ノードN3を介して差動増
幅回路30に接続される第１の定電流トランジスタである
トランジスタ71を有している。トランジスタ71のエミッ
タは抵抗72を介して第２の電源電位である電源電位VEE
に接続されている。トランジスタ71のベースは、コレク
タ及びベース間が接続された第２の定電流トランジスタ
であるトランジスタ73のベースに接続されている。トラ
ンジスタ73のコレクタは第１の回路内ノードであるノー
ドN4に接続され、エミッタは抵抗74を介して電源電位VE
Eに接続されている。抵抗72,74の抵抗値は、基準電流I6
と定電流I5が等しくなるように設定されている。カレン
トミラー回路70には定電圧回路80が接続されている。

定電圧回路80は、第２の回路内ノードであるノードN5を
定電圧に維持するための回路であり、第１の電源電位VC
CとノードN4との間にエミッタフォロワ接続されたトラ
ンジスタ81を有している。トランジスタ81のベースは、
抵抗82を介して電源電位VCCに接続されると共に、ベー
ス側をアノードにして縦続接続されたダイオード83,84,
85を介して電源電位VEEに接続されている。

抵抗90は、ノードN5の定電圧に基づいて基準電流I6を設
定する機能を有し、ノードN4及びN5間に接続されてい
る。

以上のように構成される電圧制御発振器において、例え
ばトランジスタ71,73,81は、同一特性のNPN型バイポー
ラトランジスタであり、ベース・エミッタ間電圧はVbe
であり、ダイオード83,84,85の順方向電圧はVbeに等し
い。

次に、動作を説明する。

電源55により定電流回路60に電源電圧（VCC−VEE）が供
給されると、抵抗82,ダイオード83,84,85に電流が流
れ、ダイオード83のアノードの電位がVEE＋3Vbeとな
る。電圧VEE＋3Vbeがトランジスタ81のベースに印加さ
れると、トランジスタ81のエミッタは定電圧（VEE＋3Vb
e）−Vbe＝VEE＋2Vbeに維持され、トランジスタ81のエ
ミッタから、抵抗90、トランジスタ73及び抵抗74に基準
電流I6が流れる。この経路での電圧降下値は、I6×R90
＋Vbe＋I6×R74（ただし、R90,R74は、それぞれ抵抗90,
抵抗74の抵抗値）となる。この電圧降下値は、トランジ
スタ81のエミッタの電位VEE＋2Vbeと第２の電源電位VEE
との差に等しいことから次式が得られる。

電源55により、マルチバイブレータ回路20に電源電圧
（VCC−VEE）が供給され、入力端子31,32にそれぞれ入
力電圧V31,V32が入力されると、トランジスタ7,12が交
互にオン・オフ動作するに伴い、コンデンサ13に流れる
電流の向きが変化し、ノードN1及びN2にそれぞれ電流I
1,I2が流れ、電流I1,I2は常時等しい電流値をとる（I1
＝I2）。この電流I1,I2が、それぞれトランジスタ33,35
に流れ込むと共に、トランジスタ37,39にそれぞれ電流I
3,I4が流れる。この電流I3,I4は常時等しい電流値をと
る（I3＝I4）。電流I1,I2,I3,I4は、合流して定電流I5
となり定電流トランジスタ71に流れこむ。このようにし
てマルチバイブレータ回路20は自走発振し、出力端子1,
2にそれぞれ発振信号S1,S2を出力する。

以上のように動作して発振信号S1,S2を出力する電圧制
御発振器において、入力端子31,32にそれぞれ入力され
る入力電圧V31,V32の差（例えば、V31−V32）である制
御電圧VCを制御することで、電流I1,I2が変化する。即
ち、制御電圧VCを正の値にすると、定電流I5はトランジ
スタ37,39よりも、トランジスタ33,35の方により多く分
割され（I1＋I2＞I3＋I4）、制御電圧VCを負の値にする
と、定電流I5はトランジスタ33,35よりも、トランジス
タ37,39の方により多く分割される（I1＋I2＜I3＋I
4）。制御電圧VCをゼロにすると、各トランジスタ33,3
5,37,39に流れる電流は等しくなる（I1＝I2＝I3＝I4＝I
5/4）。このようにしてノードN2,N3に流れる電流I1,I2
を制御することにより、（１）式に示した発振周波数fc
を制御することができる。

本実施例は、次のような利点を有している。

（Ａ） 定電流回路60において、定電流I5が流れるトラ
ンジスタはトランジスタ71のみであり、従来の定電流回
路50に比べて定電流I5が流れるトランジスタの数を１つ
減らしたので、抵抗72の抵抗値を適宜設定することによ
って第１図の電圧制御発振器は、第２図の電圧制御発振
器に比べて約６分の５の電源電圧で動作させることがで
きる。即ちベース・エミッタ間電圧Vbeの５倍よりも大
きな電源電圧によって動作させることができる。そのた
め、第１図の電圧制御発振器は、ベース・エミッタ間電
圧Vbeが0.8Vの場合でも、電源電圧は５×0.8V＝4.0V以
上でよく、電源電圧の変動を見込んでも、一般的な5V系
の通信装置や、高速動作が得られる4.5V系の通信装置等
でも使用できる。したがって、第１図の電圧制御発振器
を幅広い電源電圧で動作させることができると共に、電
源電圧の低減により、該電圧制御発振器が使用される通
信装置の消費電力を抑えることができる。さらに、電源
電圧を低くできるため、その電源電圧を供給する電源供
給装置等の規模を従来に比べて小さくでき、通信装置全
体の小型化を図ることができる。

（Ｂ） 定電圧回路80及び抵抗90を設けることにより、
基準電流I6は、ベース・エミッタ間電圧Vbeに比例する
ように設定できる。そのため、制御電圧Ｖがゼロの時
（I1＝I2＝I3＝I4＝I5/4）、（１），（２）式より発振
信号S1,S2の発振周波数f₀、即ち中心周波数fcは次式に
よって表わすことができる。

したがって、第２図の電圧制御発振器と同様に、第１図
の電圧制御発振器においても発振信号S1,S2の中心周波
数fcはVbeに依存しない。このため、本実施例において
も、中心周波数f₀付近での温度依存性等の除去が可能で
あるという利点が維持される。

（Ｃ） カレントミラー回路70は抵抗72,74を設けて構
成したので、定電流I5の抵抗72による電圧降下分だけ電
源電圧が大きくなるが、定電流I5及び基準電流I6のバラ
ツキを除去でき、定電流I5の設定精度を向上させること
ができる。

（Ｄ） 第１図の電圧制御発振器は、集積回路によって
構成できるが、その場合、抵抗90を外付けにすること
で、抵抗90の抵抗値の設定精度が高まり、抵抗90の抵抗
値の設定誤差による該集積回路の動作の不安定性が除去
される。

第３図は、本発明の第２の実施例を示す電圧制御発振器
における定電流回路の回路図であり、第１図の定電流回
路60に代えて用いられるものである。図中、第１図と共
通の要素には共通の符号が付されている。

この定電流回路60−１が定電流回路60と異なる点は、ト
ランジスタ71に代えて、ベース、コレクタ及びエミッタ
がそれぞれ共通接続された複数の、例えば４つのトラン
ジスタ71a,71b,71c,71d（それぞれのベース・エミッタ
間電圧はVbe）を用いてカレントミラー回路70−１を構
成した点である。この第２の実施例では、定電流I5が流
れるトランジスタ71a〜71dによるノードN3及び電源電位
VEE間の電圧降下はトランジスタ一段分である。そのた
め、第１の実施例と同様の作用、効果が得られると共
に、抵抗72,74の抵抗値を適宜設定することにより、定
電流I5を流すために必要とする基準電流I6は、定電圧I5
の４分の１（I5＝I6/4）ですませられるという利点があ
る。

第４図は、本発明の第３の実施例を示す電圧制御発振器
における定電流回路の回路図であり、第１図の定電流回
路60に代えて用いられるものである。図中、第１図と共
通の要素には共通の符号が付されている。

定電流回路60−２が定電流回路60と異なる点は、トラン
ジスタ71,73に加えて、トランジスタ75を付加してカレ
ントミラー回路70−２を構成した点と、ダイオード83〜
85に加えて、順方向電圧がVbeのダイオード86を付加し
て定電圧回路80−２を構成した点である。トランジスタ
75を加えても定電流I5が流れるのは定電流トランジスタ
71のみである。また、ダイオード86を設けたので、トラ
ンジスタ75によってノードN5及び電源電位VEE間のトラ
ンジスタによる電圧降下が2Vbeになっても、ノードN4及
びN5間の電位差をVbeに比例させることができ、基準電
流I6がVbeに比例するように設定できる。したがって、
この第３の実施例でも、第１の実施例と同様の作用、効
果が得られる。この第３の実施例は、基準電流I6に基づ
いて設定される定電流I5の設定精度が向上するという利
点を有している。

本発明は図示の実施例に限定されず、種々の変形が可能
である。例えば、その変形例としては次のようなものが
ある。

（ａ） カレントミラー回路70,70−1,70−２は図示の
構成に限定されるものではない。カレントミラー回路70
において、第１の定電流トランジスタであるトランジス
タ71、あるいはトランジスタ71a〜71dの構成は、次のよ
うな条件を満たすように変更することが可能である。即
ち、少なくとも、定電流I5が流れるトランジスタによる
ノードN3及び電源電位VEE間の電圧降下がトランジスタ
一段分になるように第１の定電圧トランジスタが構成さ
れればよい。抵抗72,74は、該電圧制御発振器の用途に
応じて省略することもできる。この場合には、定電流I5
の抵抗72による電圧降下分だけさらに電源電圧を小さく
することができる。

また、トランジスタ71,71a〜71d,73,75は、第１、第
２、第３の実施例のようなベース・エミッタ間電圧Vbe
の設定に限定されるものではない。

（ｂ） 定電圧回路80,80−２の構成は図示の構成に限
定されるものではない。例えば、ダイオード83,84,85,8
6等の数は、ノードN5及び電源電位VEE間のトランジスタ
による電圧降下値等に応じて変更することができる。即
ち、ダイオード83,84,85,86等による電圧降下値が、ノ
ードN5及び電源電位VEE間のトランジスタ等による電圧
降下よりも大きく、その２つの電圧降下値の差及び抵抗
90によって決まる基準電流I6が、該ダイオード及びトラ
ンジスタを構成する順方向電圧及びベース・エミッタ間
電圧によって決まるものであればよい。これによって、
該電圧制御発振器の中心周波数fc付近の温度変化非依存
性が実現される。

トランジスタ81のベース・エミッタ間電圧及びダイオー
ド83,84,85,86の順方向電圧は、第１、第２、第３の実
施例の設定値に限定されるものではない。

（ｃ） マルチバイブレータ回路20及び差動増幅回路30
は図示の回路構成に限定されるものではない。例えば、
出力端子1,2は、必要に応じてどちらか一方を省略して
もよい。

トランジスタ3,7,8,12,33,35,37,39のベース・エミッタ
間電圧、ダイオード5,10の順方向電圧及び抵抗6,11,34,
36,38,40の抵抗値の設定等は適宜変更可能である。

（ｄ） 第1,第2,第３の実施例において、電圧制御発振
器を構成するトランジスタはNPN型バイポーラトランジ
スタを使用したが、これは例えばPNP型バイポーラトラ
ンジスタ等で構成することもできる。PNP型バイポーラ
トランジスタで構成した場合には、ダイオード5,11,83,
84,85,86のアノード、カソードの接続を逆にし、電源55
の極性をプラス、マイナス逆にすることによって、第1,
第2,第３の実施例とほぼ同様の作用、効果が得られる。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように本発明によれば、定電流回路
において、カレントミラー回路は、定電流による電圧降
下をトランジスタ一段分にする。定電圧回路及び抵抗
は、発振信号の周波数の温度変化依存性を除去する基準
電流の設定を可能にする。そのため、該電圧制御発振器
において、発振信号の周波数の温度変化依存性を除去し
つつ、該電圧制御発振器を動作させるための電源電圧を
低減することができる。

したがって、電圧制御発振器を動作可能にする電源電圧
の範囲が広がると共に、該電圧制御発振器の低消費電力
化を達成でき、電源電圧を供給する装置の小型化が図れ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の電圧制御発振器の回路
図、第２図は従来の電圧制御発振器の回路図、第３図は
本発明の第２の実施例の回路図、第４図は本発明の第３
の実施例の回路図である。 20……マルチバイブレータ回路、30……差動増幅回路、
60……定電流回路、70……カレントミラー回路、71……
第１の定電流トランジスタ、73……第２の定電流トラン
ジスタ、80……定電圧回路、81……トランジスタ、83〜
86……ダイオード、90……抵抗、I1,I2……第１及び第
２の電流、I5……定電流、I6……基準電流、N4,N5……
第１及び第２の回路内ノード、VCC,VEE……第１及び第
２の電源電位。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小田切 英昭 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭52−114251（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−43915（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−253920（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の電源電位と第２の電源電位との間に
   接続され、回路内部に流れる第１及び第２の電流に応じ
   た周波数の発振信号を出力するマルチバイブレータ回路
   と、 前記マルチバイブレータ回路に接続され制御電圧を増幅
   して内部に流れる前記第１及び第２の電流を制御する差
   動増幅回路と、 前記差動増幅回路全体に定電流を流すための定電流回路
   とを、 備えた電圧制御発振器において、 前記定電流回路は、 前記差動増幅回路と前記第２の電源電位との間に接続さ
   れた第１の定電流トランジスタ、及び第１の回路内ノー
   ドと前記第２の電源電位との間に接続され前記第１の定
   電流トランジスタにベースが共通接続された第２の定電
   流トランジスタを有し、そのベースに流れる基準電流に
   基づいて該第１の定電流トランジスタに流れる前記定電
   流を設定するためのカレントミラー回路と、 前記第１の電源電位と第２の回路内ノードとの間に接続
   されたトランジスタ、及び該トランジスタのベースと前
   記第２の電源電位との間に縦続接続され該トランジスタ
   の電圧降下値と前記第２の回路内ノードと前記第２の電
   源電位との間の電圧降下値とに応じた数のダイオードを
   有し、該第２の回路内ノードを定電圧に維持する定電圧
   回路と、 前記第２の回路内ノードと前記第１の回路内ノードとの
   間に接続され前記定電圧に応じて前記基準電流を設定す
   る抵抗とで、 構成したことを特徴とする電圧制御発振器。