JP2581163B2

JP2581163B2 - 直結型アンプ

Info

Publication number: JP2581163B2
Application number: JP63139131A
Authority: JP
Inventors: 大和岡信
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1988-06-06
Filing date: 1988-06-06
Publication date: 1997-02-12
Anticipated expiration: 2012-02-12
Also published as: JPH01307306A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は直結型アンプに関する〔発明の概要〕この発明は、直結型アンプにおいて、入力用のトラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧と、出力用のトランジ
スタのベース・エミッタ間電圧とに相関を持たせること
により、出力電流のばらつきをなくしたものである。

〔従来の技術〕

第２図は直結型のアンプの一例を示し、入力用トラン
ジスタQ₁が定電流源Q₉によりエミッタフォロワとされる
とともに、出力用トランジスタQ₂がエミッタ接地とされ
ている。また、（１）は信号源を示し、この信号源
（１）からは、バイアス電圧Ｅ及び信号電圧ｅが出力さ
れる。

したがって、信号電圧ｅは、トランジスタQ₁,Q₂を通
じて出力電流ｉとして取り出されるので、このアンプ
は、電圧電流変換回路やレベルシフト回路などとしても
使用できる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、このアンプにおいては、出力電流の直流分
Ｉ及び交流分（信号電流）ｉは、Ｉ＝（Ｅ＋V₁−V₂）/R ・・・（ｉ）ｉ≒e/（Ｒ＋（kT/qI））・・・（ii） V₁,V₂:トランジスタQ₁,Q₂のV_BE（ベース・エミッタ間電
圧）で示される。

そして、一般に、トランジスタのV_BEは、同一のエミ
ッタ電流に対して±30〜±50mV程度ばらついてしまう。
しかも、NPNトランジスタとPNPトランジスタとを同じ半
導体チップ上にIC化しても、NPNトランジスタのV_BEのば
らつきと、PNPトランジスタのV_BEのばらつきとは、何も
相関がない。

そして、（ｉ）式において、電圧V₁はNPNトランジス
タQ₁のV_BEであり、電圧V₂はPNPトランジスタQ₂のV_BEで
あるから、差電圧（V₁−V₂）は±60〜±100mV程度のば
らつきを生じてしまう。

そして、電圧（V₁−V₂）にそのようなばらつきを生じ
ると、（ｉ），（ii）式によれば、電流Ｉにばらつきを
生じ、この電流Ｉのばらつきにより電流ｉがばらついて
しまう。

すなわち、上述のアンプにおいては、トランジスタ
Q₁,Q₂のベース・エミッタ間電圧V₁,V₂のばらつきにより
出力電流の直流分Ｉ及び交流分ｉがばらついてしまう。
また、電流Ｉのばらつきは、トランジスタQ₂の直流動作
点のばらつきでもある。

このような出力電流I,iのばらつきを低減するには、
抵抗器Ｒの値を大きくして電流負帰還を大きくすればよ
いが、そうすると、出力電流I,iが小さくなるので、電
流Ｅを大きくする必要があり、例えばＥ≧0.3Vとする必
要がある。

しかし、このアンプを例えば１個の単３電池で働くラ
ジオ用ICなどに使用する場合、電池の電圧が消耗によ
り、0.9V程度（これは、定格電圧1.5Vの60％）にまで低
下したときでも、全体がほぼ正常に動作する必要がある
ので、電圧Ｅをそのように大きくすることはできない。

この結果、抵抗器Ｒの値を大きくすることはできず、
電流負帰還量を大きくできないので、出力電流I,iのば
らつきや安定度に問題を生じてしまう。

また、電源電圧が高く、したがって、電圧Ｅを大きく
できるとしても、抵抗器Ｒの値を大きくして電流負帰還
量を大きくすると、アンプとしての利得が小さくなって
しまう。

この発明は、以上のような問題点を一掃しようとする
ものである。

〔課題を解決するための手段〕

このため、この発明においては、NPNトランジスタの
ベース・エミッタ間電圧と、PNPトランジスタのベース
・エミッタ間電圧に相関を持たせるようにしたものであ
る。

〔作用〕

電源電圧が低くても出力電流のばらつきが抑えられ
る。

〔実施例〕

第１図において、信号源（１）が、電源端子T₁と、入
力用トランジスタQ₁のベースとの間に接続され、端子T₁
を基準電位点としてトランジスタQ₁のベースに、入力信
号電圧−（Ｅ＋ｅ）が供給される。

そして、トランジスタQ₁のコレクタが電源端子T₁に接
続され、そのエミッタと接地との間に、抵抗器R₁と、ト
ランジスタQ₃のコレクタ・エミッタ間と、抵抗器R₃とが
直列接続され、トランジスタQ₃のコレクタがトランジス
タQ₂のベースに接続され、このトランジスタQ₂のエミッ
タが抵抗器R₂を通じて端子T₁に接続される。

さらに、トランジスタQ₃のベースが、トランジスタQ₄
のエミッタに接続され、このエミッタと端子T₁との間
に、定電流源Q₅が接続されるとともに、トランジスタQ₄
はダイオード接続とされ、そのベース及びコレクタは接
地される。

なお、トランジスタQ₁,Q₃と、Q₂,Q₄とは互いに逆性の
ものとされるとともに、R₁＝R3とされる。

このような構成によれば、定電流源Q₅からの定電流I₅
（例えば、I₅＝Ｉ）がトランジスタQ₄に供給されるの
で、トランジスタQ₄のエミッタと接地との間には、電圧
V₄が得られ、この電圧V₄がトランジスタQ₃のベースに供
給される。

したがって、トランジスタQ₃が定電流源として働くの
で、トランジスタQ₁はエミッタフォロワとして働く。ま
た、トランジスタQ₂はオープンコレクタのエミッタ接地
として働く。

したがって、信号源（２）からの信号電圧ｅは、トラ
ンジスタQ₁,Q₂を通じてトランジスタQ₂のコレクタに信
号電源ｉとして出力される。また、このとき、バイアス
電圧Ｅに対応してトランジスタQ₂のコレクタに直流電流
Ｉも流れる。

そして、この場合、電流Ｉは、抵抗器R₂の端子電圧
を、その抵抗値で除算した値となるので、Ｉ＝（Ｅ＋V₁＋V_R1−V₂）/R₂ ・・・（iii） V_R1:抵抗器R₁の端子電圧である。

また、トランジスタQ₁,Q₃のV_BEのばらつきは、±30〜
±50mV程度であるが、トランジスタQ₁,Q₃を同一の半導
体チップ上に形成した場合には、トランジスタQ₁のV_BE
と、トランジスタQ₃のV_BEとの間の相対的なばらつきは
十分に小さい。そして、トランジスタQ₁のエミッタ電流
と、トランジスタQ₃のエミッタ電流とは互いに等しいの
で、 V₁＝V₃ ・・・（iv） V₃:トランジスタQ₃のV_BE である。また、R₁＝R₃であるとともに、抵抗器R₁,R₃に
は等しい電流が流れるので、抵抗器R₁,R₃の降下電圧
V_R1,V_R3は、 V_R1＝R_R3 ・・・（ｖ）となる。

したがって、（iii）式に（iv），（ｖ）式を代入し
てＩ＝（Ｅ＋V₁＋V_R1−V₂）/R₂ ＝（Ｅ＋V₃＋V_R3−V₂）/R₂ ＝（Ｅ＋V₄−V₂）/R₂ ・・・（vi） ∵V₃＋V_R3＝V₄ となる。

そして、（vi）式において、電圧V₄,V₂は、ともにPNP
トランジスタQ₄,Q₂のV_BEなので、電圧V₄とV₂との間に相
対的なばらつきは十分に小さく、±３〜±5mV程度とな
る。したがって、抵抗器R₂による電流負帰還により、
（vi）式における差電圧（V₄−V₂）は無視できるように
なり、電流Ｉはばらつくことなく規定値に収まる。

また、差電圧（V₄−V₂）がもともと小さいので、抵抗
器R₂による負帰還量も小さくてよく、したがって、抵抗
器R₂の値を小さくでき、例えば電流Ｉのばらつきとして
±20％程度を認めるのであれば、R₂＝０にできる。

こうして、この発明によれば、トランジスタQ₁,Q₂の
ベース・エミッタ間電圧V₁,V₂の差電圧（V₁−V₂）が、
互いに同極性のトランジスタQ₂,Q₄のベースエミッタ電
圧V₂,V₄の差電圧（V₂−V₂）に置き換えられ、電圧V₁とV
₂とが電圧V₄を通じて相関を持つことになるので、差電
圧（V₁−V₂）に起因する直流出力電流Ｉのばらつきを十
分に小さくでき、したがって、交流出力電流ｉのばらつ
きを十分に小さくできる。

また、電流負帰還量を小さくできるので、抵抗器R₂を
小さくでき、したがって、抵抗器R₂における降下電圧を
小さくできるので、電源電圧V_CCが低下しても正常な出
力電流ｉを得ることができる。

さらに、電流負帰還量を小さくできるので、トランジ
スタQ₂の利得を大きくできる。

なお、上述において、差電圧（V₄−V₂）は、電流I₅と
Ｉとの比を変更すれば、所定の大きさにできるので、こ
れにより（vi）式においてＥ＝０とすることもでき、こ
の場合には、より低い電源電圧でも動作することにな
る。また、抵抗器R₁,R₃は、トランジスタQ₁,Q₃を流れる
電流の変化を小さくし、トランジスタQ₁のエミッタフォ
ロワとしての高周波特性を改善するためのものであり、
条件によってはなくてもよい。

〔発明の効果〕

この発明によれば、トランジスタQ₁,Q₂のベース・エ
ミッタ間電圧V₁,V₂の差電圧（V₁−V₂）が、互いに同極
性のトランジスタQ₂,Q₄のベースエミッタ電圧V₂,V₄の差
電圧（V₂−V₂）に置き換えられ、電圧V₁とV₂とが電圧V₄
を通じて相関を持つことになるので、差電圧（V₁−V₂）
に起因する直流出力電流Ｉのばらつきを十分に小さくで
き、したがって、交流出力電流ｉのばらつきを十分に小
さくできる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の接続図、第２図はその説明の
ための図である。（１）は信号源である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】入力用の第１のトランジスタと、この第１のトランジスタとは逆極性で、ベースが上記第
１のトランジスタのエミッタに接続された出力用の第２
のトランジスタと、上記第１のトランジスタと同極性で、コレクタが上記第
１のトランジスタのエミッタに接続された第３のトラン
ジスタと、上記第２のトランジスタと同極性の第４のトランジスタ
とを有し、上記第１のトランジスタは上記第３のトランジスタによ
りエミッタフォロワとされ、上記第４のトランジスタのベース・エミッタ間電圧が、
上記第３のトランジスタにそのベースバイアスとして供
給され、上記第２のトランジスタのコレクタから、上記第１のト
ランジスタ及び上記第２のトランジスタの各ベース・エ
ミッタ間電圧のばらつきに起因するばらつきの補正され
た出力電流が取り出されるようにした直結型アンプ。