JPH077328A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
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- JPH077328A JPH077328A JP14308393A JP14308393A JPH077328A JP H077328 A JPH077328 A JP H077328A JP 14308393 A JP14308393 A JP 14308393A JP 14308393 A JP14308393 A JP 14308393A JP H077328 A JPH077328 A JP H077328A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】搬送波周波数の異なるＦＭ信号入力に対応し
て、出力直流電圧が一定で周波数遷移幅の制限されない
復調出力が得られるＦＭ復調回路を実現する。 【構成】本発明のＦＭ復調回路は、ＦＭ信号と帰還発振
信号とを入力し、両信号の位相差を検出して位相差信号
を出力する乗算器１と、前記位相差信号を入力して、当
該位相差信号を平滑化して出力する低域フィルタ２と、
それぞれ個別に入力される低域フィルタ２の出力電圧と
可変電圧源７の出力電圧とを受けて発振周波数を制御さ
れ、前記帰還発振信号を発振出力する電圧制御発振器３
と、を少なくとも備えて構成され、電圧制御発振器３に
対する可変電圧源７の電圧の供給により、電圧制御発振
器３のフリーラン周波数をＦＭ信号の搬送波周波数に符
合させることにより、復調出力の直流電圧レベルを一定
に保持するとともに、前記位相同期系のＳカーブ特性の
中心部においてＦＭ復調作用が行われることを特徴とし
ている。
て、出力直流電圧が一定で周波数遷移幅の制限されない
復調出力が得られるＦＭ復調回路を実現する。 【構成】本発明のＦＭ復調回路は、ＦＭ信号と帰還発振
信号とを入力し、両信号の位相差を検出して位相差信号
を出力する乗算器１と、前記位相差信号を入力して、当
該位相差信号を平滑化して出力する低域フィルタ２と、
それぞれ個別に入力される低域フィルタ２の出力電圧と
可変電圧源７の出力電圧とを受けて発振周波数を制御さ
れ、前記帰還発振信号を発振出力する電圧制御発振器３
と、を少なくとも備えて構成され、電圧制御発振器３に
対する可変電圧源７の電圧の供給により、電圧制御発振
器３のフリーラン周波数をＦＭ信号の搬送波周波数に符
合させることにより、復調出力の直流電圧レベルを一定
に保持するとともに、前記位相同期系のＳカーブ特性の
中心部においてＦＭ復調作用が行われることを特徴とし
ている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＦＭ復調回路は、その１例が図３
に示されるように、入力端子２１および出力端子２２に
対応して、乗算器１と、低域フィルタ２と、可変電圧源
７と、加算器８と、電圧電流変換器１０および電流制御
発振器１１を含む電圧制御発振器９とを含む位相同期系
により形成されている。また、図４に示されるのは、上
記位相同期系により形成されるＦＭ復調回路において、
入力端子２１より入力されるＦＭ信号の入力周波数と出
力端子２２より出される復調出力電圧の関係を示すＳカ
ーブ特性と呼ばれる特性図である。
に示されるように、入力端子２１および出力端子２２に
対応して、乗算器１と、低域フィルタ２と、可変電圧源
７と、加算器８と、電圧電流変換器１０および電流制御
発振器１１を含む電圧制御発振器９とを含む位相同期系
により形成されている。また、図４に示されるのは、上
記位相同期系により形成されるＦＭ復調回路において、
入力端子２１より入力されるＦＭ信号の入力周波数と出
力端子２２より出される復調出力電圧の関係を示すＳカ
ーブ特性と呼ばれる特性図である。
【０００３】図３において、入力端子２１より入力され
るＦＭ信号は、乗算器１において電圧制御発振器９の発
振出力信号と乗算されて位相差が検出され、乗算器１よ
り出力される位相差信号は低域フィルタ２に入力され
る。低域フィルタ２において平滑化された位相差信号の
電圧値は、出力端子２２に出力されるとともに、加算器
８に入力される。加算器８に対しては可変電圧源７の電
圧値も入力されており、加算器８より出力される位相差
信号の電圧と可変電圧源の電圧の加算電圧は、電圧電流
変換器１０に入力されて電流値に変換され、電流制御発
振器１１に入力される。従って、電流制御発振器１１の
発振周波数は、電圧電流変換器１０による電流変換値に
より制御され、その発振出力信号は乗算器１に入力され
る。即ち、本ＦＭ復調回路は、位相同期系により形成さ
れており、当該位相同期系が同期状態となる定常状態に
おいては、入力端子２１に入力されるＦＭ信号に対応す
る復調信号が出力端子２２より出力される。
るＦＭ信号は、乗算器１において電圧制御発振器９の発
振出力信号と乗算されて位相差が検出され、乗算器１よ
り出力される位相差信号は低域フィルタ２に入力され
る。低域フィルタ２において平滑化された位相差信号の
電圧値は、出力端子２２に出力されるとともに、加算器
８に入力される。加算器８に対しては可変電圧源７の電
圧値も入力されており、加算器８より出力される位相差
信号の電圧と可変電圧源の電圧の加算電圧は、電圧電流
変換器１０に入力されて電流値に変換され、電流制御発
振器１１に入力される。従って、電流制御発振器１１の
発振周波数は、電圧電流変換器１０による電流変換値に
より制御され、その発振出力信号は乗算器１に入力され
る。即ち、本ＦＭ復調回路は、位相同期系により形成さ
れており、当該位相同期系が同期状態となる定常状態に
おいては、入力端子２１に入力されるＦＭ信号に対応す
る復調信号が出力端子２２より出力される。
【０００４】この従来例においては、図４のＳカーブ特
性において、電流制御発振器１１のフリーラン周波数が
ｆb であり、入力端子２１に入力されるＦＭ信号の搬送
波周波数が、前記フリーラン周波数と同一周波数のｆb
で、且つ周波数遷移幅が±Δｆb の場合には、可変電圧
源７の可変電圧値は０Ｖに設定され、出力端子２２の電
圧だけが電圧制御発振器９に入力される。これに対応し
て、図４に示されるように、Ｓ特性の中心部分において
位相同期状態となり、出力端子２２よりはＶb±ΔＶb
の復調出力信号が出力される。また、この状態におい
て、搬送波周波数がｆa で、周波数遷移幅が±Δｆa の
ＦＭ信号が入力される場合には、ｆa ±Δｆa がＦＭ復
調回路を形成する位相同期系のキャプチャ・レンジＦの
周波数範囲内にある状態においては、例えば図４に示さ
れるように、出力端子２２よりはＶa ±ΔＶa の復調出
力信号が出力される。なお、この場合には、出力端子２
２における直流出力電圧はＶa となり、前述のＶb の値
との間に（Ｖb −Ｖa ）のレベル差が生じている。この
直流出力電圧のレベルをＶb のレベルに修正し保持する
ために、可変電圧源７の出力電圧は、出力端子２２にお
ける直流電圧がＶb となるように調整される。このこと
は、搬送波周波数がｆc で、周波数遷移幅が±Δｆc の
ＦＭ信号が入力される場合においても同様であり、この
場合においては、図４に示されるように、出力端子２２
よりはＶc ±ΔＶc の復調出力信号が出力される。従っ
て、直流出力電圧のレベルをＶb のレベルに修正し保持
するために、可変電圧源７の出力電圧は、出力端子２２
における直流電圧がＶb となるように調整される。
性において、電流制御発振器１１のフリーラン周波数が
ｆb であり、入力端子２１に入力されるＦＭ信号の搬送
波周波数が、前記フリーラン周波数と同一周波数のｆb
で、且つ周波数遷移幅が±Δｆb の場合には、可変電圧
源７の可変電圧値は０Ｖに設定され、出力端子２２の電
圧だけが電圧制御発振器９に入力される。これに対応し
て、図４に示されるように、Ｓ特性の中心部分において
位相同期状態となり、出力端子２２よりはＶb±ΔＶb
の復調出力信号が出力される。また、この状態におい
て、搬送波周波数がｆa で、周波数遷移幅が±Δｆa の
ＦＭ信号が入力される場合には、ｆa ±Δｆa がＦＭ復
調回路を形成する位相同期系のキャプチャ・レンジＦの
周波数範囲内にある状態においては、例えば図４に示さ
れるように、出力端子２２よりはＶa ±ΔＶa の復調出
力信号が出力される。なお、この場合には、出力端子２
２における直流出力電圧はＶa となり、前述のＶb の値
との間に（Ｖb −Ｖa ）のレベル差が生じている。この
直流出力電圧のレベルをＶb のレベルに修正し保持する
ために、可変電圧源７の出力電圧は、出力端子２２にお
ける直流電圧がＶb となるように調整される。このこと
は、搬送波周波数がｆc で、周波数遷移幅が±Δｆc の
ＦＭ信号が入力される場合においても同様であり、この
場合においては、図４に示されるように、出力端子２２
よりはＶc ±ΔＶc の復調出力信号が出力される。従っ
て、直流出力電圧のレベルをＶb のレベルに修正し保持
するために、可変電圧源７の出力電圧は、出力端子２２
における直流電圧がＶb となるように調整される。
【０００５】即ち、入力端子２１に入力される搬送波周
波数の異なる複数のＦＭ信号に対しては、少なくとも、
それらのＦＭ信号の占有周波数帯域が、ＦＭ復調回路を
形成する位相同期系のキャプチュア・レンジＦの周波数
範囲内にある場合には、可変電圧源７の電圧を調整する
ことにより、出力端子２２よりは、常に一定の直流電圧
出力を中心とした復調出力電圧が出力される。
波数の異なる複数のＦＭ信号に対しては、少なくとも、
それらのＦＭ信号の占有周波数帯域が、ＦＭ復調回路を
形成する位相同期系のキャプチュア・レンジＦの周波数
範囲内にある場合には、可変電圧源７の電圧を調整する
ことにより、出力端子２２よりは、常に一定の直流電圧
出力を中心とした復調出力電圧が出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＦＭ復
調回路においては、異なる搬送波周波数のＦＭ信号が入
力される場合においても、可変電圧源の使用により、図
４に示されるような位相同期系における一つのＳカーブ
特性によって、所定の直流電圧出力を中心とした復調出
力信号を得ることが可能である。しかしながら、上記Ｓ
カーブ特性における周波数キャプチュア・レンジも、低
域フィルタの入出力特性または電圧制御発振器の発振周
波数特性等により、その周波数範囲に限界があり、従っ
て、各種の搬送波周波数を有するＦＭ信号に対応するた
めには、それぞれのＦＭ信号における周波数遷移幅に、
何等かの制限条件を付与することが必要になるという欠
点がある。
調回路においては、異なる搬送波周波数のＦＭ信号が入
力される場合においても、可変電圧源の使用により、図
４に示されるような位相同期系における一つのＳカーブ
特性によって、所定の直流電圧出力を中心とした復調出
力信号を得ることが可能である。しかしながら、上記Ｓ
カーブ特性における周波数キャプチュア・レンジも、低
域フィルタの入出力特性または電圧制御発振器の発振周
波数特性等により、その周波数範囲に限界があり、従っ
て、各種の搬送波周波数を有するＦＭ信号に対応するた
めには、それぞれのＦＭ信号における周波数遷移幅に、
何等かの制限条件を付与することが必要になるという欠
点がある。
【０００７】また、例えば、図４において、搬送波周波
数がｆa のＦＭ信号入力に対応して、出力端子における
直流出力電圧を所定レベルにするように可変電圧源の電
圧を調整して設定するが、実際に回路を作成する場合に
は、当該回路内において電圧値を変えるために、相対整
度および温度特性等を考慮しなければならない。また、
前記要因等により、電圧値が変移して出力端子における
直流出力電圧がＶb ＋ΔＶb に変化した場合において
は、入力されるＦＭ信号が弱電界信号に移行した場合、
または無信号入力の状態になったような場合には、雑音
成分の比重が大となり、電圧制御発振器に対する周波数
制御信号はＶb 周辺の電圧値となる。従って電圧制御発
振器は、当該電圧制御発振器のフリーラン周波数に近い
周波数で発振を継続する状態となる。これにより、出力
端子２２における直流出力電圧は、前記搬送周波数がｆ
a のＦＭ信号入力時における直流出力電圧とは異なる電
圧に移行する状態となり、ＦＭ信号入力時における直流
出力電圧とは異なる電圧値に変化する。このことは、入
力信号が弱電界入力時または無信号時においては、当該
ＦＭ復調回路より出力される音声信号の出力中心点の直
流電圧レベルが変動することを意味しており、当該ＦＭ
復調回路の次段の回路における音声信号レベル補正に関
連する負担を増大させるという欠点がある。
数がｆa のＦＭ信号入力に対応して、出力端子における
直流出力電圧を所定レベルにするように可変電圧源の電
圧を調整して設定するが、実際に回路を作成する場合に
は、当該回路内において電圧値を変えるために、相対整
度および温度特性等を考慮しなければならない。また、
前記要因等により、電圧値が変移して出力端子における
直流出力電圧がＶb ＋ΔＶb に変化した場合において
は、入力されるＦＭ信号が弱電界信号に移行した場合、
または無信号入力の状態になったような場合には、雑音
成分の比重が大となり、電圧制御発振器に対する周波数
制御信号はＶb 周辺の電圧値となる。従って電圧制御発
振器は、当該電圧制御発振器のフリーラン周波数に近い
周波数で発振を継続する状態となる。これにより、出力
端子２２における直流出力電圧は、前記搬送周波数がｆ
a のＦＭ信号入力時における直流出力電圧とは異なる電
圧に移行する状態となり、ＦＭ信号入力時における直流
出力電圧とは異なる電圧値に変化する。このことは、入
力信号が弱電界入力時または無信号時においては、当該
ＦＭ復調回路より出力される音声信号の出力中心点の直
流電圧レベルが変動することを意味しており、当該ＦＭ
復調回路の次段の回路における音声信号レベル補正に関
連する負担を増大させるという欠点がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明のＦＭ復調回路
は、ＦＭ信号と帰還発振信号とを入力し、両信号の位相
差を検出して位相差信号を出力する乗算器と、前記位相
差信号を入力して、当該位相差信号を平滑化して出力す
る低域フィルタと、それぞれ個別に入力される前記低域
フィルタの出力電圧と所定の可変電圧源の出力電圧とを
受けて発振周波数を制御され、前記帰還発振信号を生成
して出力する電圧制御発振器と、を少なくとも備えて構
成され、前記電圧制御発振器に対する前記可変電圧源の
電圧の供給により、前記電圧制御発振器のフリーラン周
波数をＦＭ信号の搬送波周波数に符合させることによ
り、復調出力の直流電圧レベルを一定に保持するととも
に、前記位相同期系のＳカーブ特性の中心部においてＦ
Ｍ復調作用が行われることを特徴としている。
は、ＦＭ信号と帰還発振信号とを入力し、両信号の位相
差を検出して位相差信号を出力する乗算器と、前記位相
差信号を入力して、当該位相差信号を平滑化して出力す
る低域フィルタと、それぞれ個別に入力される前記低域
フィルタの出力電圧と所定の可変電圧源の出力電圧とを
受けて発振周波数を制御され、前記帰還発振信号を生成
して出力する電圧制御発振器と、を少なくとも備えて構
成され、前記電圧制御発振器に対する前記可変電圧源の
電圧の供給により、前記電圧制御発振器のフリーラン周
波数をＦＭ信号の搬送波周波数に符合させることによ
り、復調出力の直流電圧レベルを一定に保持するととも
に、前記位相同期系のＳカーブ特性の中心部においてＦ
Ｍ復調作用が行われることを特徴としている。
【０００９】なお、前記電圧制御発振器は、前記低域フ
ィルタの出力電圧を電流値に変換する第１の電圧電流変
換器と、前記可変電圧源の出力電圧を電流値に変換して
出力する第２の電圧電流変換器と、前記第１および第２
の電圧電流変換器よりそれぞれ出力される周波数制御用
の電流を受けて、発振周波数が制御される電流制御発振
器とを備えて構成してもよい。
ィルタの出力電圧を電流値に変換する第１の電圧電流変
換器と、前記可変電圧源の出力電圧を電流値に変換して
出力する第２の電圧電流変換器と、前記第１および第２
の電圧電流変換器よりそれぞれ出力される周波数制御用
の電流を受けて、発振周波数が制御される電流制御発振
器とを備えて構成してもよい。
【００１０】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１１】図１は本発明の一実施例を示すブロック図
である。図１に示されるように、本実施例は、入力端子
２１および出力端子２２に対応して、乗算器１と、低域
フィルタ２と、可変電圧源７と、電圧電流変換器４、５
および電流制御発振器６を含む電圧制御発振器３とを含
む位相同期系により形成されている。また、図２に示さ
れるのは、上記位相同期系により形成されるＦＭ復調回
路において、入力端子２１より入力されるＦＭ信号の入
力周波数と出力端子２２より出力される復調出力電圧の
関係を示すＳカーブ特性図である。
である。図１に示されるように、本実施例は、入力端子
２１および出力端子２２に対応して、乗算器１と、低域
フィルタ２と、可変電圧源７と、電圧電流変換器４、５
および電流制御発振器６を含む電圧制御発振器３とを含
む位相同期系により形成されている。また、図２に示さ
れるのは、上記位相同期系により形成されるＦＭ復調回
路において、入力端子２１より入力されるＦＭ信号の入
力周波数と出力端子２２より出力される復調出力電圧の
関係を示すＳカーブ特性図である。
【００１２】図１において、入力端子２１より入力され
るＦＭ信号は、乗算器１において電圧制御発振器３の発
振出力信号と乗算されて位相差が検出され、乗算器１よ
り出力される位相差信号は低域フィルタ２に入力され
る。低域フィルタ２において平滑化された位相差信号
は、出力端子２２に出力されるとともに、電圧制御発振
器３に含まれる電圧電流変換器４に入力される。電圧電
流変換器４においては、低域フィルタ２より出される平
滑化された位相差信号の電圧が電流値に変換され、電流
制御発振器６に入力される。電流制御発振器６に対して
は、電圧電流変換器５による、可変電圧源７の出力電圧
の電流変換値も同時に入力されており、従って、電流制
御発振器６の発振周波数は、電圧電流変換器４および５
による加算電流変換値により制御される。この位相同期
系により形成されるＦＭ復調回路においては、当該位相
同期系が同期状態となる定常状態において、入力端子２
１に入力されるＦＭ信号に対応する復調出力信号が出力
端子２２より出力される。本実施例においては、まず可
変電圧源７の出力電圧が、電圧電流変換器５の出力電流
値が零になるように設定される。この状態における電圧
制御発振器３のフリーラン周波数はｆb であり、搬送波
周波数がｆb のＦＭ信号の入力に対応する位相同期系の
Ｓカーブ特性は、図２の１０１に示されるとうりにな
る。このＳカーブ特性におけるキャプチュア・レンジＦ
によりカバーされる周波数遷移幅が±△ｆの場合には、
図２に示されるように、搬送波周波数がｆb で、周波数
遷移幅が±△ｆのＦＭ信号の入力に対する出力端子２２
における復調出力電圧としては、直流電圧Ｖb を中心レ
ベルとするＶb ±△Ｖが出力される。
るＦＭ信号は、乗算器１において電圧制御発振器３の発
振出力信号と乗算されて位相差が検出され、乗算器１よ
り出力される位相差信号は低域フィルタ２に入力され
る。低域フィルタ２において平滑化された位相差信号
は、出力端子２２に出力されるとともに、電圧制御発振
器３に含まれる電圧電流変換器４に入力される。電圧電
流変換器４においては、低域フィルタ２より出される平
滑化された位相差信号の電圧が電流値に変換され、電流
制御発振器６に入力される。電流制御発振器６に対して
は、電圧電流変換器５による、可変電圧源７の出力電圧
の電流変換値も同時に入力されており、従って、電流制
御発振器６の発振周波数は、電圧電流変換器４および５
による加算電流変換値により制御される。この位相同期
系により形成されるＦＭ復調回路においては、当該位相
同期系が同期状態となる定常状態において、入力端子２
１に入力されるＦＭ信号に対応する復調出力信号が出力
端子２２より出力される。本実施例においては、まず可
変電圧源７の出力電圧が、電圧電流変換器５の出力電流
値が零になるように設定される。この状態における電圧
制御発振器３のフリーラン周波数はｆb であり、搬送波
周波数がｆb のＦＭ信号の入力に対応する位相同期系の
Ｓカーブ特性は、図２の１０１に示されるとうりにな
る。このＳカーブ特性におけるキャプチュア・レンジＦ
によりカバーされる周波数遷移幅が±△ｆの場合には、
図２に示されるように、搬送波周波数がｆb で、周波数
遷移幅が±△ｆのＦＭ信号の入力に対する出力端子２２
における復調出力電圧としては、直流電圧Ｖb を中心レ
ベルとするＶb ±△Ｖが出力される。
【００１３】次に、搬送波周波数がｆa で、周波数遷移
幅が±△ｆのＦＭ信号が入力される場合には、可変電圧
源７の出力電圧が電圧電流変換器５に印加され、電圧制
御発振器３のフリーラン周波数がｆa となるように設定
される。この可変電圧設定状態においては、搬送波周波
数がｆa のＦＭ信号の入力に対応する位相同期系のＳカ
ーブ特性は、図２の１０２に示されるとうりになる。こ
の場合、本発明の従来例との相違点として重要なこと
は、本発明においては、搬送波周波数がｆa のＦＭ信号
の入力に対応して、可変電圧源７の電圧を電圧電流変換
器５に印加しても、電圧電流変換器４および５を介し
て、可変電圧源７と出力端子２２が電気的にアイソレー
トされているために、可変電圧電源の電圧レベルが、出
力端子２２の直流電圧レベルに対して全く影響を与えな
いことである。従って、上述のように、搬送波周波数が
ｆa のＦＭ信号の入力に対応する位相同期系のＳカーブ
特性としては、図２の１０２に示されるとうりとなり、
出力端子２２における復調出力電圧としては、直流電圧
Ｖb を中心レベルとするＶb ±△Ｖが出力される。
幅が±△ｆのＦＭ信号が入力される場合には、可変電圧
源７の出力電圧が電圧電流変換器５に印加され、電圧制
御発振器３のフリーラン周波数がｆa となるように設定
される。この可変電圧設定状態においては、搬送波周波
数がｆa のＦＭ信号の入力に対応する位相同期系のＳカ
ーブ特性は、図２の１０２に示されるとうりになる。こ
の場合、本発明の従来例との相違点として重要なこと
は、本発明においては、搬送波周波数がｆa のＦＭ信号
の入力に対応して、可変電圧源７の電圧を電圧電流変換
器５に印加しても、電圧電流変換器４および５を介し
て、可変電圧源７と出力端子２２が電気的にアイソレー
トされているために、可変電圧電源の電圧レベルが、出
力端子２２の直流電圧レベルに対して全く影響を与えな
いことである。従って、上述のように、搬送波周波数が
ｆa のＦＭ信号の入力に対応する位相同期系のＳカーブ
特性としては、図２の１０２に示されるとうりとなり、
出力端子２２における復調出力電圧としては、直流電圧
Ｖb を中心レベルとするＶb ±△Ｖが出力される。
【００１４】このことは、搬送波周波数がｆc で、周波
数遷移幅が±△ｆのＦＭ信号が入力される場合において
も同様であり、この場合におけるＳカーブ特性は図２の
１０３に示されるようになる。この場合においても、出
力端子２２における復調出力電圧としては、直流電圧Ｖ
b を中心レベルとするＶb ±△Ｖが出力される。
数遷移幅が±△ｆのＦＭ信号が入力される場合において
も同様であり、この場合におけるＳカーブ特性は図２の
１０３に示されるようになる。この場合においても、出
力端子２２における復調出力電圧としては、直流電圧Ｖ
b を中心レベルとするＶb ±△Ｖが出力される。
【００１５】即ち、本発明の特徴とするところは、電流
制御発振器６に対して周波数制御電流を供給する電圧電
流変換器として、低域フィルタ２の出力電圧を入力とす
る電圧電流変換器と、可変電源電圧を入力とする電圧電
流変換器とを独立した変換器として分離し、これらの両
者を組合わせて構成することにより、可変電圧源の電圧
の出力端子２２の直流電圧に対する影響を排除したこと
にある。これにより、搬送波周波数の異なる種々のＦＭ
信号入力に対して、適宜可変電圧電源の電圧を調整する
ことにより、常に、Ｓカーブ特性の中心部において、一
定レベルの直流電圧を中心とし、且つ周波数遷移幅の大
きいＦＭ信号に対応する復調出力電圧を得ることができ
る。
制御発振器６に対して周波数制御電流を供給する電圧電
流変換器として、低域フィルタ２の出力電圧を入力とす
る電圧電流変換器と、可変電源電圧を入力とする電圧電
流変換器とを独立した変換器として分離し、これらの両
者を組合わせて構成することにより、可変電圧源の電圧
の出力端子２２の直流電圧に対する影響を排除したこと
にある。これにより、搬送波周波数の異なる種々のＦＭ
信号入力に対して、適宜可変電圧電源の電圧を調整する
ことにより、常に、Ｓカーブ特性の中心部において、一
定レベルの直流電圧を中心とし、且つ周波数遷移幅の大
きいＦＭ信号に対応する復調出力電圧を得ることができ
る。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、位相同
期系により形成されるＦＭ復調回路に適用されて、当該
位相同期系に含まれる電圧制御発振器のフリーラン周波
数を、可変電圧源の電圧を調整してＦＭ信号の搬送波周
波数に合わせることにより、常に、一定レベルの直流電
圧を中心とし、且つ周波数遷移幅の大きいＦＭ信号に対
応する復調出力電圧を得ることができるという効果があ
り、また、ＦＭ信号入力レベルが低い場合または無信号
時においても、出力直流電圧を一定値に保持させること
ができるという効果がある。
期系により形成されるＦＭ復調回路に適用されて、当該
位相同期系に含まれる電圧制御発振器のフリーラン周波
数を、可変電圧源の電圧を調整してＦＭ信号の搬送波周
波数に合わせることにより、常に、一定レベルの直流電
圧を中心とし、且つ周波数遷移幅の大きいＦＭ信号に対
応する復調出力電圧を得ることができるという効果があ
り、また、ＦＭ信号入力レベルが低い場合または無信号
時においても、出力直流電圧を一定値に保持させること
ができるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】本実施例における動作特性を示す図である。
【図３】従来例を示すブロック図である。
【図４】従来例における動作特性を示す図である。
１ 乗算器 ２ 低域フィルタ ３、９ 電圧制御発振器 ４、５、１０ 電圧電流変換器 ６、１１ 電流制御発振器 ７ 可変電圧源 ８ 加算器
Claims (2)
- 【請求項１】 ＦＭ信号と帰還発振信号とを入力し、両
信号の位相差を検出して位相差信号を出力する乗算器
と、 前記位相差信号を入力して、当該位相差信号を平滑化し
て出力する低域フィルタと、 それぞれ個別に入力される前記低域フィルタの出力電圧
と所定の可変電圧源の出力電圧とを受けて発振周波数を
制御され、前記帰還発振信号を生成して出力する電圧制
御発振器と、 を少なくとも備えて構成され、前記電圧制御発振器に対
する前記可変電圧源の電圧の供給により、前記電圧制御
発振器のフリーラン周波数をＦＭ信号の搬送波周波数に
符合させることにより、復調出力の直流電圧レベルを一
定に保持するとともに、前記位相同期系のＳカーブ特性
の中心部においてＦＭ復調作用が行われることを特徴と
するＦＭ復調回路。 - 【請求項２】 前記電圧制御発振器が、前記低域フィル
タの出力電圧を電流値に変換する第１の電圧電流変換器
と、前記可変電圧源の出力電圧を電流値に変換して出力
する第２の電圧電流変換器と、前記第１および第２の電
圧電流変換器よりそれぞれ出力される周波数制御用の電
流を受けて、発振周波数が制御される電流制御発振器と
を備える請求項１記載のＦＭ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14308393A JPH077328A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | Ｆｍ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14308393A JPH077328A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077328A true JPH077328A (ja) | 1995-01-10 |
Family
ID=15330523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14308393A Pending JPH077328A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH077328A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6150887A (en) * | 1996-09-10 | 2000-11-21 | Nec Corporation | PLL Circuit in which output oscillation signal frequency can be controlled based on bias signal |
| US6853256B2 (en) | 2002-01-16 | 2005-02-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage controlled oscillator with reference current generator |
-
1993
- 1993-06-15 JP JP14308393A patent/JPH077328A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6150887A (en) * | 1996-09-10 | 2000-11-21 | Nec Corporation | PLL Circuit in which output oscillation signal frequency can be controlled based on bias signal |
| US6853256B2 (en) | 2002-01-16 | 2005-02-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage controlled oscillator with reference current generator |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000222 |