JPH0767066B2 - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- JPH0767066B2 JPH0767066B2 JP2147701A JP14770190A JPH0767066B2 JP H0767066 B2 JPH0767066 B2 JP H0767066B2 JP 2147701 A JP2147701 A JP 2147701A JP 14770190 A JP14770190 A JP 14770190A JP H0767066 B2 JPH0767066 B2 JP H0767066B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、発振回路に関し、詳しくは、コンデンサの
充放電によって発振を行う電圧制御型発振器に関する。
充放電によって発振を行う電圧制御型発振器に関する。
［従来の技術］ 従来、入力電圧によって発振周波数を制御することがで
きる電圧制御発振器（VCO）としては、第４図に示すよ
うなものがある。同図において、20はVCOであって、一
端が接地されているコンデンサの他端に充電のためのス
イッチ動作をするＰ型MOSFET4、放電のためのスイッチ
動作をするＮ型MOSFET5、及びシュミットトリガインバ
ータ７の入力が接続されている。シュミットトリガイン
バータ７の出力は、インバータ８に接続され、インバー
タ８がこの発振回路の出力を構成するとともに、この出
力の一部は充電のためのトランジスタ４及び放電のため
のトランジスタ５の入力に帰還されている。トランジス
タ４及びトランジスタ５のそれぞれは、カレントミラー
定電流源２及び３を介して電源ラインVcc及び接地ライ
ンにそれぞれ接続されている。これらのカレントミラー
定電流源の電流の大きさは、電圧電流変換回路（V/I）
１の入力電圧によって制御されている。
きる電圧制御発振器（VCO）としては、第４図に示すよ
うなものがある。同図において、20はVCOであって、一
端が接地されているコンデンサの他端に充電のためのス
イッチ動作をするＰ型MOSFET4、放電のためのスイッチ
動作をするＮ型MOSFET5、及びシュミットトリガインバ
ータ７の入力が接続されている。シュミットトリガイン
バータ７の出力は、インバータ８に接続され、インバー
タ８がこの発振回路の出力を構成するとともに、この出
力の一部は充電のためのトランジスタ４及び放電のため
のトランジスタ５の入力に帰還されている。トランジス
タ４及びトランジスタ５のそれぞれは、カレントミラー
定電流源２及び３を介して電源ラインVcc及び接地ライ
ンにそれぞれ接続されている。これらのカレントミラー
定電流源の電流の大きさは、電圧電流変換回路（V/I）
１の入力電圧によって制御されている。
ここで、シュミットトリガインバータ７の出力がLOWレ
ベル（以下“L"）からHighレベル（以下“H"）に変化す
るときの入力のスレッショルドレベルLthよりもコンデ
ンサ６の接地されてない側の端子の電位Ｖが低くなった
ときには、この出力は“H"になる。このときインバータ
８の出力は“L"となるので充電のためのトランジスタ４
は“ON"、放電のためのトランジスタ５は“OFF"の状態
となり、カレントミラー定電流源２から充電のためのト
ランジスタ４を介してコンデンサ６に電流が供給され
る。そこで、その電位Ｖは第５図（ａ）に示すように時
間の経過とともに上昇する。これが、シュミットトリガ
インバータ７の出力が“H"から“L"に変化するときのス
レッショルドレベルHthより高くなったとき、その出力
は“L"となり、インバータ８の出力は“H"へと変化す
る。その結果充電のためのトランジスタ４は“OFF"、放
電のためのトランジスタ５は“ON"の状態になるので、
コンデンサ６の電荷は放電のためのトランジスタ５及び
カレントミラー定電流源３を通って放電される。その電
位Ｖは時間の経過とともに降下するが、Ｖ＜Lthとなっ
た時にシュミットトリガインバータ７の出力が“H"へと
変化し、電位Ｖは再び上昇を始める。以後、同様にコン
デンサ６は充放電を繰り返し、この回路は発振器として
動作する。コンデンサ６の充電または放電に要する時間
を決定するカレントミラー定電流源２及び３の電流の大
きさは電圧電流変換回路１の入力電圧によって変化する
ため、発振周波数はこの入力電圧によって制御すること
ができる。
ベル（以下“L"）からHighレベル（以下“H"）に変化す
るときの入力のスレッショルドレベルLthよりもコンデ
ンサ６の接地されてない側の端子の電位Ｖが低くなった
ときには、この出力は“H"になる。このときインバータ
８の出力は“L"となるので充電のためのトランジスタ４
は“ON"、放電のためのトランジスタ５は“OFF"の状態
となり、カレントミラー定電流源２から充電のためのト
ランジスタ４を介してコンデンサ６に電流が供給され
る。そこで、その電位Ｖは第５図（ａ）に示すように時
間の経過とともに上昇する。これが、シュミットトリガ
インバータ７の出力が“H"から“L"に変化するときのス
レッショルドレベルHthより高くなったとき、その出力
は“L"となり、インバータ８の出力は“H"へと変化す
る。その結果充電のためのトランジスタ４は“OFF"、放
電のためのトランジスタ５は“ON"の状態になるので、
コンデンサ６の電荷は放電のためのトランジスタ５及び
カレントミラー定電流源３を通って放電される。その電
位Ｖは時間の経過とともに降下するが、Ｖ＜Lthとなっ
た時にシュミットトリガインバータ７の出力が“H"へと
変化し、電位Ｖは再び上昇を始める。以後、同様にコン
デンサ６は充放電を繰り返し、この回路は発振器として
動作する。コンデンサ６の充電または放電に要する時間
を決定するカレントミラー定電流源２及び３の電流の大
きさは電圧電流変換回路１の入力電圧によって変化する
ため、発振周波数はこの入力電圧によって制御すること
ができる。
同様に、電位ＶがHthよりも高くなったときにも、第５
図（ｂ）のタイミングチャートに示すように発振する。
図（ｂ）のタイミングチャートに示すように発振する。
［解決しようとする課題］ ところが、このような従来の発振回路では、電源“ON"
の初期状態において電位ＶがスレッショルドレベルHth
とLthとの中間付近になって上下のスレッショルドHth,L
th側まで変化しない場合がある。このときに、シュミッ
トトリガインバータ７とインバータ８との反転出力レベ
ルがトランジスタ４及び５を充分に“ON"又は“OFF"す
るに至らず、発振に至らない。このとき充電のためのト
ランジスタ４及び放電のためのトランジスタ５は共に
“ON"と“OFF"との中間の遷移状態となり、カレントミ
ラー定電流源２及び充電のためのトランジスタ４を通っ
て流れ込む電流は放電のためのトランジスタ５及びカレ
ントミラー定電流源３を通って流れ出してしまうために
電位Ｖが中間状態からほとんど変化しない。その結果、
発振が起こらない状態になる。さらに、このとき電圧電
流変換回路１の入力電圧に対応した電流がカレントミラ
ー定電流源２、充電のためのトランジスタ４、放電のた
めのトランジスタ５、カレントミラー定電流源３を経
て、電源からアースに向かって流れることに加え、イン
バータ８の貫通電流が増加し、消費電力が増加するとい
う欠点もある。
の初期状態において電位ＶがスレッショルドレベルHth
とLthとの中間付近になって上下のスレッショルドHth,L
th側まで変化しない場合がある。このときに、シュミッ
トトリガインバータ７とインバータ８との反転出力レベ
ルがトランジスタ４及び５を充分に“ON"又は“OFF"す
るに至らず、発振に至らない。このとき充電のためのト
ランジスタ４及び放電のためのトランジスタ５は共に
“ON"と“OFF"との中間の遷移状態となり、カレントミ
ラー定電流源２及び充電のためのトランジスタ４を通っ
て流れ込む電流は放電のためのトランジスタ５及びカレ
ントミラー定電流源３を通って流れ出してしまうために
電位Ｖが中間状態からほとんど変化しない。その結果、
発振が起こらない状態になる。さらに、このとき電圧電
流変換回路１の入力電圧に対応した電流がカレントミラ
ー定電流源２、充電のためのトランジスタ４、放電のた
めのトランジスタ５、カレントミラー定電流源３を経
て、電源からアースに向かって流れることに加え、イン
バータ８の貫通電流が増加し、消費電力が増加するとい
う欠点もある。
この発明は、このような従来技術の問題点を解決するも
のであって、確実に発振を開始させることが可能でかつ
発振の立上がりがはやいVCOを提供することを目的とす
る。
のであって、確実に発振を開始させることが可能でかつ
発振の立上がりがはやいVCOを提供することを目的とす
る。
［課題を解決するための手段］ このような目的を達成するためのこの発明の電圧制御発
振器の特徴は、一端が基準電位ラインに接続されたコン
デンサの他端にシュミットトリガインバータが接続さ
れ、電源側からコンデンサへ電荷を充電するための第一
のスイッチ回路と、コンデンサの電荷を基準電源ライン
に放電するための第二のスイッチ回路とがコンデンサの
他端に接続され、シュミットトリガインバータの出力を
インバータを介して第一のスイッチ回路及び第二のスイ
ッチ回路に帰還して、これらスイッチ回路の“ON"又は
“OFF"のいずれか一方の状態からいずれか他方の状態に
変化させる発振回路において、コンデンサの前記の他端
と基準電位ラインとの間あるいはコンデンサの前記の他
端と電力供給ラインとの間に設けられた第三のスイッチ
回路と、電源投入後にコンデンサの前記の他端の電位が
シュミットトリガインバータの入力スレッショルドLth
以下又はHth以上になる期間以上の間第三のスイッチ回
路を“ON"させるイニシャルリセット回路とを備えるも
のである。
振器の特徴は、一端が基準電位ラインに接続されたコン
デンサの他端にシュミットトリガインバータが接続さ
れ、電源側からコンデンサへ電荷を充電するための第一
のスイッチ回路と、コンデンサの電荷を基準電源ライン
に放電するための第二のスイッチ回路とがコンデンサの
他端に接続され、シュミットトリガインバータの出力を
インバータを介して第一のスイッチ回路及び第二のスイ
ッチ回路に帰還して、これらスイッチ回路の“ON"又は
“OFF"のいずれか一方の状態からいずれか他方の状態に
変化させる発振回路において、コンデンサの前記の他端
と基準電位ラインとの間あるいはコンデンサの前記の他
端と電力供給ラインとの間に設けられた第三のスイッチ
回路と、電源投入後にコンデンサの前記の他端の電位が
シュミットトリガインバータの入力スレッショルドLth
以下又はHth以上になる期間以上の間第三のスイッチ回
路を“ON"させるイニシャルリセット回路とを備えるも
のである。
［作用］ このように、コンデンサ６の電位Ｖを初期設定するイニ
シャルリセット回路によってリセット期間の間に、電位
Ｖの初期値はLth以下、或いはHth以上に設定され、充電
のためのトランジスタ４と放電のためのトランジスタ５
の初期状態はそれぞれ“ON"と“OFF"、或いは“OFF"と
“ON"に設定される。
シャルリセット回路によってリセット期間の間に、電位
Ｖの初期値はLth以下、或いはHth以上に設定され、充電
のためのトランジスタ４と放電のためのトランジスタ５
の初期状態はそれぞれ“ON"と“OFF"、或いは“OFF"と
“ON"に設定される。
その結果、電源“ON"後の電源電圧が不安定な電圧状態
にあっても発振を確実に開始することが可能となり、発
振回路の信頼性を向上させることができる。
にあっても発振を確実に開始することが可能となり、発
振回路の信頼性を向上させることができる。
さらに、充電のためのトランジスタ４及び放電のための
トランジスタ５が遷移状態になったときに電源からアー
スに向かって電流が流れるために電力が無駄に消費され
るということがないため、回路の消費電力を低減させる
こともできる。
トランジスタ５が遷移状態になったときに電源からアー
スに向かって電流が流れるために電力が無駄に消費され
るということがないため、回路の消費電力を低減させる
こともできる。
［実施例］ 以下、この発明の実施例について図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
第１図は、この発明を適用した発振回路の一実施例であ
る。ここで、第４図と同じ構成要素は、同一の符号で示
す。
る。ここで、第４図と同じ構成要素は、同一の符号で示
す。
第１図において、従来と異なるのは、コンデンサ６の接
地されてない側の端子とアースとの間にＮ型MOSFETから
なる初期化用スイッチ素子９が接続され、この初期化用
スイッチ素子９を発振開始時に“ON"するためのイニシ
ャルリセット回路10が付加されていることである。
地されてない側の端子とアースとの間にＮ型MOSFETから
なる初期化用スイッチ素子９が接続され、この初期化用
スイッチ素子９を発振開始時に“ON"するためのイニシ
ャルリセット回路10が付加されていることである。
発振を開始するときは、イニシャルリセット回路10の出
力を“H"にしてＮ型MOSFET9のゲートに加えてこれを“O
N"状態にし、コンデンサ６の電荷をこの初期化用スイッ
チ素子９を通ってアースへ放電する。放電によってコン
デンサ６の接地されてない側の端子の電位Ｖがシュミッ
トトリガインバータ７のスレッショルドレベルLth以下
に下がるまでイニシャルリセット回路10の出力を“H"に
保ち、その後はこの出力を“L"にして初期化用スイッチ
素子９を“OFF"にする。シュミットトリガインバータ７
及びインバータ８は充分な利得をもってこのときのコン
デンサ６の端子電位６を反転増幅して、それぞれ“H"、
“L"の出力を発生する。そこで、充電のためのトランジ
スタ４は“ON"、放電のためのトランジスタ５は“OFF"
となり、コンデンサ６への電荷の充電が始まる。第３図
（ａ）は、このときの電位Ｖとイニシャルリセット回路
10の出力のタイミングチャートを表し、この充電電位Ｖ
がスレッショルドレベルHthを越えたときにシュミット
トリガインバータ７が反転動作をし、その出力が“L"と
なり、インバータ８の出力が“H"に変化する。これより
発振が開始する。これ以後は従来の発振回路と同様にコ
ンデンサ６の充放電の繰り返しによって発振動作する。
力を“H"にしてＮ型MOSFET9のゲートに加えてこれを“O
N"状態にし、コンデンサ６の電荷をこの初期化用スイッ
チ素子９を通ってアースへ放電する。放電によってコン
デンサ６の接地されてない側の端子の電位Ｖがシュミッ
トトリガインバータ７のスレッショルドレベルLth以下
に下がるまでイニシャルリセット回路10の出力を“H"に
保ち、その後はこの出力を“L"にして初期化用スイッチ
素子９を“OFF"にする。シュミットトリガインバータ７
及びインバータ８は充分な利得をもってこのときのコン
デンサ６の端子電位６を反転増幅して、それぞれ“H"、
“L"の出力を発生する。そこで、充電のためのトランジ
スタ４は“ON"、放電のためのトランジスタ５は“OFF"
となり、コンデンサ６への電荷の充電が始まる。第３図
（ａ）は、このときの電位Ｖとイニシャルリセット回路
10の出力のタイミングチャートを表し、この充電電位Ｖ
がスレッショルドレベルHthを越えたときにシュミット
トリガインバータ７が反転動作をし、その出力が“L"と
なり、インバータ８の出力が“H"に変化する。これより
発振が開始する。これ以後は従来の発振回路と同様にコ
ンデンサ６の充放電の繰り返しによって発振動作する。
第２図は、本発明を適用した発振回路の他の実施例であ
る。第１図の実施例と異なる点は、初期化用スイッチ素
子９がコンデンサ６の接地されてない側の端子と電源と
の間に接続されていることである。第３図（ｂ）のタイ
ミングチャートに示すように発振開始時にイニシャルリ
セット回路10の出力を“L"にして初期化用スイッチ素子
９を“ON"し、コンデンサ６に電荷を充電する。電位Ｖ
がHth以上となったときイニシャルリセット端子10は
“H"、初期化用スイッチ素子９は“OFF"になり、ここか
らコンデンサ６の放電が開始され、コンデンサ６の電位
ＶがLthより低下したときにシュミットトリガインバー
タ７が反転動作をして、発振が開始する。
る。第１図の実施例と異なる点は、初期化用スイッチ素
子９がコンデンサ６の接地されてない側の端子と電源と
の間に接続されていることである。第３図（ｂ）のタイ
ミングチャートに示すように発振開始時にイニシャルリ
セット回路10の出力を“L"にして初期化用スイッチ素子
９を“ON"し、コンデンサ６に電荷を充電する。電位Ｖ
がHth以上となったときイニシャルリセット端子10は
“H"、初期化用スイッチ素子９は“OFF"になり、ここか
らコンデンサ６の放電が開始され、コンデンサ６の電位
ＶがLthより低下したときにシュミットトリガインバー
タ７が反転動作をして、発振が開始する。
［発明の効果］ 以上の説明から理解できるように、この発明にあって
は、発振開始時にコンデンサ６の電位Ｖが如何なる値で
あってもイニシャルリセット回路により電源“ON"時か
らリセット期間だけ“ON"されるスイッチ回路によって
電位ＶをLth以下又はHth以上に初期化されるために、電
源“ON"後の電源電圧が不安定な電圧状態にあっても発
振を確実に開始することが可能となり、発振回路の信頼
性が向上する。また、従来回路で問題となっていた発振
が開始しないときの電源からアースへの無駄な電流消費
がないため、消費電力を低減する効果がある。
は、発振開始時にコンデンサ６の電位Ｖが如何なる値で
あってもイニシャルリセット回路により電源“ON"時か
らリセット期間だけ“ON"されるスイッチ回路によって
電位ＶをLth以下又はHth以上に初期化されるために、電
源“ON"後の電源電圧が不安定な電圧状態にあっても発
振を確実に開始することが可能となり、発振回路の信頼
性が向上する。また、従来回路で問題となっていた発振
が開始しないときの電源からアースへの無駄な電流消費
がないため、消費電力を低減する効果がある。
第１図及び第２図は本発明の実施例を示す回路図、第３
図は本発明の実施例のタイミングチャート、第４図は従
来のVCOを示す回路図、第５図はそのタイミングチャー
トを表す。 １……電圧電流変換回路、2,3……カレントミラー定電
流源、４……Ｐ型MOSFET、５……Ｎ型MOSFET、６……コ
ンデンサ、７……シュミットトリガインバータ、８……
インバータ、９……初期化用スイッチ素子、10……イニ
シャルリセット回路、20……VCO。
図は本発明の実施例のタイミングチャート、第４図は従
来のVCOを示す回路図、第５図はそのタイミングチャー
トを表す。 １……電圧電流変換回路、2,3……カレントミラー定電
流源、４……Ｐ型MOSFET、５……Ｎ型MOSFET、６……コ
ンデンサ、７……シュミットトリガインバータ、８……
インバータ、９……初期化用スイッチ素子、10……イニ
シャルリセット回路、20……VCO。
Claims (1)
- 【請求項１】一端が基準電位ラインに接続されたコンデ
ンサの他端にシュミットトリガインバータが接続され、
電源側から前記コンデンサへ電荷を充電するための第一
のスイッチ回路と、前記コンデンサの電荷を前記基準電
源ラインに放電するための第二のスイッチ回路とが前記
コンデンサの前記他端に接続され、前記シュミットトリ
ガインバータの出力をインバータを介して第一のスイッ
チ回路及び第二のスイッチ回路に帰還して、これらスイ
ッチ回路の“ON"又は“OFF"のいずれか一方の状態から
いずれか他方の状態に変化させる発振回路において、前
記他端と前記基準電位ラインとの間あるいは前記他端と
電力供給ラインとの間に設けられた第三のスイッチ回路
と、電源投入後に前記コンデンサの前記他端の電位が前
記シュミットトリガインバータの出力がLowレベルからH
ighレベルへと変化するときの入力スレッショルドレベ
ル以下又はHighレベルからLowレベルへと変化するとき
の入力スレッショルドレベル以上になる期間以上の間前
記第三のスイッチ回路を“ON"させるイニシャルリセッ
ト回路とを備えたことを特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2147701A JPH0767066B2 (ja) | 1990-06-06 | 1990-06-06 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2147701A JPH0767066B2 (ja) | 1990-06-06 | 1990-06-06 | 電圧制御発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0440112A JPH0440112A (ja) | 1992-02-10 |
| JPH0767066B2 true JPH0767066B2 (ja) | 1995-07-19 |
Family
ID=15436299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2147701A Expired - Fee Related JPH0767066B2 (ja) | 1990-06-06 | 1990-06-06 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767066B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10010262B2 (en) | 2015-09-30 | 2018-07-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Impedance measuring circuit |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20030179123A1 (en) * | 2002-03-22 | 2003-09-25 | Devilbiss Alan D. | Analog-to-digital conversion using a counter |
| JP4750582B2 (ja) * | 2006-02-27 | 2011-08-17 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 三角波発振回路 |
| KR100841730B1 (ko) * | 2006-11-20 | 2008-06-27 | 삼성전기주식회사 | 슈미트 트리거를 이용한 오실레이터 |
| JP2008147869A (ja) * | 2006-12-07 | 2008-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 半導体増幅回路 |
| JP5234032B2 (ja) * | 2009-04-24 | 2013-07-10 | オンキヨー株式会社 | パルス幅変調回路及びそれを用いたスイッチングアンプ |
| JP6434365B2 (ja) * | 2015-05-13 | 2018-12-05 | 日本電信電話株式会社 | 発振器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS641797Y2 (ja) * | 1980-05-20 | 1989-01-17 |
-
1990
- 1990-06-06 JP JP2147701A patent/JPH0767066B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10010262B2 (en) | 2015-09-30 | 2018-07-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Impedance measuring circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0440112A (ja) | 1992-02-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |