JPH0993911A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ電源 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ電源Info
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- JPH0993911A JPH0993911A JP25032395A JP25032395A JPH0993911A JP H0993911 A JPH0993911 A JP H0993911A JP 25032395 A JP25032395 A JP 25032395A JP 25032395 A JP25032395 A JP 25032395A JP H0993911 A JPH0993911 A JP H0993911A
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- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電気二重層コンデンサ等を電源とし、主に発
光ダイオード等を点灯させるための降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路において、簡単な回路構成で回路の消費電
力を低減させる。 【解決手段】 電源２よりスイッチ素子Ｑ１とインダク
タＣＨの直列回路を介して負荷３へ電力を供給する回路
において、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列接続の積分
回路を入力に接続した論理素子ＩＣにより前記スイッチ
素子Ｑ１を駆動し、出力電圧を複数の抵抗Ｒ３，Ｒ４，
Ｒ５とサーミスタＴＨにより分圧した電圧と、電源電圧
に接続された抵抗Ｒ６を介した電圧とを加算して、前記
積分コンデンサＣ１を放電させる目的で接続した制御ト
ランジスタＱ２のベース極に印加する。
光ダイオード等を点灯させるための降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路において、簡単な回路構成で回路の消費電
力を低減させる。 【解決手段】 電源２よりスイッチ素子Ｑ１とインダク
タＣＨの直列回路を介して負荷３へ電力を供給する回路
において、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列接続の積分
回路を入力に接続した論理素子ＩＣにより前記スイッチ
素子Ｑ１を駆動し、出力電圧を複数の抵抗Ｒ３，Ｒ４，
Ｒ５とサーミスタＴＨにより分圧した電圧と、電源電圧
に接続された抵抗Ｒ６を介した電圧とを加算して、前記
積分コンデンサＣ１を放電させる目的で接続した制御ト
ランジスタＱ２のベース極に印加する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流入力電圧を入
力電圧よりも低い安定化された電圧に変還して負荷へ供
給する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に昼間
に太陽電池のエネルギーを電気二重層等の大静電容量の
コンデンサへ蓄え、夜間に発光ダイオード等の発光素子
を発光させるのに利用するための電源に関するものであ
る。
力電圧よりも低い安定化された電圧に変還して負荷へ供
給する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に昼間
に太陽電池のエネルギーを電気二重層等の大静電容量の
コンデンサへ蓄え、夜間に発光ダイオード等の発光素子
を発光させるのに利用するための電源に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】直流電源の電圧を効率良く変換するのに
ＤＣ−ＤＣコンバータ方式が有効であることは広く知ら
れており、これらのＤＣ−ＤＣコンバータの回路には、
コンパレータや増幅器、発振回路などのリニア回路素子
を組み合わせた電源用ＩＣが一般に利用されている。ま
た、低消費電力が重要な条件になる場合は、特開昭６２
−１６３５６４号公報や、特開平６−５４５２６号公報
に記載のリニア回路素子の一部をＣＭＯＳ等の論理素子
に置き換える方法が一般的に知られている。これらの公
報に記載された回路では、図６に示すように直流電圧を
スイッチングするスイッチ素子を駆動する論理回路の入
力には、発振回路の出力を積分した電圧と、出力電圧で
制御される制御用トランジスタによるバイアス電流が加
算される。その電圧が前記論理素子のしきい値を上下す
ることにより前記スイッチ素子のオンとオフの時間比が
変化して出力電圧が安定化されるパルス幅変調方式が利
用されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ方式が有効であることは広く知ら
れており、これらのＤＣ−ＤＣコンバータの回路には、
コンパレータや増幅器、発振回路などのリニア回路素子
を組み合わせた電源用ＩＣが一般に利用されている。ま
た、低消費電力が重要な条件になる場合は、特開昭６２
−１６３５６４号公報や、特開平６−５４５２６号公報
に記載のリニア回路素子の一部をＣＭＯＳ等の論理素子
に置き換える方法が一般的に知られている。これらの公
報に記載された回路では、図６に示すように直流電圧を
スイッチングするスイッチ素子を駆動する論理回路の入
力には、発振回路の出力を積分した電圧と、出力電圧で
制御される制御用トランジスタによるバイアス電流が加
算される。その電圧が前記論理素子のしきい値を上下す
ることにより前記スイッチ素子のオンとオフの時間比が
変化して出力電圧が安定化されるパルス幅変調方式が利
用されている。
【０００３】図６を用いて論理素子を使用した従来のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の動作を利用する。図６におい
て、７はスイッチ素子、８は発振回路、９は直流電源、
１０はＤＣ−ＤＣコンバータ電源の出力端子、ＩＣ３は
論理素子、ＣＨはインダクタ、Ｄはスイッチ素子７がオ
フになったときインダクタＣＨに蓄えらえたエネルギー
を負荷側へ放出するダイオード、Ｃ２は出力電圧を平滑
するためのコンデンサ、Ｒ１２は抵抗で、Ｃ１０のコン
デンサとにより発振回路８の出力電圧（矩形波）から鋸
歯状波に波形を変換する目的で使用されている。Ｑ１０
はトランジスタで抵抗Ｒ１３，抵抗Ｒ１４によりＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧を分圧した電圧が該トランジ
スタのベース極に印加される。抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ１１
は、トランジスタＱ１０により論理素子ＩＣ３へ印加す
る直流電圧を調整するために使用され、前記鋸歯状波が
加算されて論理素子ＩＣ３の入力に印加される。いま、
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子１０の電圧が上昇する
と、抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ１３を介して、トランジスタＱ
１０のベース電流が増加し、コレクタ電流が増加し、抵
抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１の回路の電圧が低下し鋸歯状波と
加算された電圧も全体に低い方へシフトする。その結
果、論理素子ＩＣ３のしきい値より低い期間が長くなり
スイッチ素子７のオン時間が短く、オフ時間が長くなり
ＤＣ−ＤＣコンバーターの出力端子１０の電圧が低下す
るように作用する。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子１
０の電圧が低下した場合は逆にスイッチ素子７のオン時
間が長く、オフ時間が短くなり出力端子１０の電圧が上
昇するように作用する。以上の作用により出力電圧が安
定する。
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の動作を利用する。図６におい
て、７はスイッチ素子、８は発振回路、９は直流電源、
１０はＤＣ−ＤＣコンバータ電源の出力端子、ＩＣ３は
論理素子、ＣＨはインダクタ、Ｄはスイッチ素子７がオ
フになったときインダクタＣＨに蓄えらえたエネルギー
を負荷側へ放出するダイオード、Ｃ２は出力電圧を平滑
するためのコンデンサ、Ｒ１２は抵抗で、Ｃ１０のコン
デンサとにより発振回路８の出力電圧（矩形波）から鋸
歯状波に波形を変換する目的で使用されている。Ｑ１０
はトランジスタで抵抗Ｒ１３，抵抗Ｒ１４によりＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧を分圧した電圧が該トランジ
スタのベース極に印加される。抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ１１
は、トランジスタＱ１０により論理素子ＩＣ３へ印加す
る直流電圧を調整するために使用され、前記鋸歯状波が
加算されて論理素子ＩＣ３の入力に印加される。いま、
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子１０の電圧が上昇する
と、抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ１３を介して、トランジスタＱ
１０のベース電流が増加し、コレクタ電流が増加し、抵
抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１の回路の電圧が低下し鋸歯状波と
加算された電圧も全体に低い方へシフトする。その結
果、論理素子ＩＣ３のしきい値より低い期間が長くなり
スイッチ素子７のオン時間が短く、オフ時間が長くなり
ＤＣ−ＤＣコンバーターの出力端子１０の電圧が低下す
るように作用する。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子１
０の電圧が低下した場合は逆にスイッチ素子７のオン時
間が長く、オフ時間が短くなり出力端子１０の電圧が上
昇するように作用する。以上の作用により出力電圧が安
定する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】特に昼間に太陽電池の
エネルギーを電気二重層等の大静電容量のコンデンサへ
蓄え、夜間に発光ダイオード等の発光素子を発光させる
のに利用するための電源では、長時間動作を可能にする
ために、低消費電力と電気二重層等の大容量コンデンサ
の放電が進んでコンデンサの端子電圧が低くなっても動
作することが要求される。従来のコンパレータや増幅
器、発振回路などのリニア回路素子を組み合わせた一般
的な電源用ＩＣでは消費電力が大きく、リニア回路が充
分に動作するには、おおよそ５ｖ以上の電圧が必要であ
り、低い電圧での動作が要求される回路には使用できな
いという問題があった。また、ＣＭＯＳを使用したＤＣ
−ＤＣコンバータ電源では低消費電力化には有効な手段
ではあるが、パルス幅変調を利用しているので発振回路
から得られる三角波を変調する必要があり、ＣＭＯＳが
動作する最低電圧付近では安定な動作が得られず、ＣＭ
ＯＳ動作電圧の下限まで使用できないという問題があっ
た。
エネルギーを電気二重層等の大静電容量のコンデンサへ
蓄え、夜間に発光ダイオード等の発光素子を発光させる
のに利用するための電源では、長時間動作を可能にする
ために、低消費電力と電気二重層等の大容量コンデンサ
の放電が進んでコンデンサの端子電圧が低くなっても動
作することが要求される。従来のコンパレータや増幅
器、発振回路などのリニア回路素子を組み合わせた一般
的な電源用ＩＣでは消費電力が大きく、リニア回路が充
分に動作するには、おおよそ５ｖ以上の電圧が必要であ
り、低い電圧での動作が要求される回路には使用できな
いという問題があった。また、ＣＭＯＳを使用したＤＣ
−ＤＣコンバータ電源では低消費電力化には有効な手段
ではあるが、パルス幅変調を利用しているので発振回路
から得られる三角波を変調する必要があり、ＣＭＯＳが
動作する最低電圧付近では安定な動作が得られず、ＣＭ
ＯＳ動作電圧の下限まで使用できないという問題があっ
た。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータ電源は下記の技術的手段を有する。 （１）直流電源を論理素子の出力によりスイッチングす
る第一のスイッチ素子と、該第一のスイッチ素子と直列
に接続されたインダクタと、前記第一のスイッチ素子と
前記インダクタの接点に一端が接続され前記第一のスイ
ッチ素子が開になったとき前記インダクタに蓄えられた
エネルギーを負荷側へ放出するフリーホイルダイオード
を具備し、直流電源に電圧を降圧して負荷へ出力するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ電源において、抵抗とコンデンサの
直列回路で構成される積分回路の一端に直流電圧を印加
し、他端を接地極に接続し、前記積分回路の抵抗とコン
デンサの接続点を前記論理素子の入力端子に接続すると
ともに、負荷出力電圧を検出する手段と、この検出信号
により制御され、前記積分回路のコンデンサに充電され
た電荷を放電させる第二のスイッチ素子とを有し、前記
コンデンサに充電された電荷を放電させ、前記積分回路
のコンデンサへ再充電する間、前記論理回路の出力に接
続された前記第一のスイッチ素子を開にすることを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータ電源。 （２）負荷出力電圧を検出する手段が複数の抵抗を組み
合わせた分圧回路であり、第二のスイッチ素子がトラン
ジスタであって、前記分圧回路の出力を前記トランジス
タのベース極へ印加してスイッチの開閉動作を行うこと
を特徴とする（１）項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ電
源。 （３）論理素子にヒステリシス特性を有する論理素子を
使用したことを特徴とする（１）項記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ電源。 （４）負荷出力電圧を分圧する分圧回路が複数の抵抗と
サーミスタにより構成されたことを特徴とする（２）項
記載のＤＣ−ＤＣコンバータ電源。 （５）第二のスイッチ素子のトランジスタベース極へ接
続した負荷出力電圧検出手段の複数の抵抗を組み合わせ
た分圧回路に、抵抗を介して電源電圧を加算する手段を
設けたことを特徴とする（２）項記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ電源。
バータ電源は下記の技術的手段を有する。 （１）直流電源を論理素子の出力によりスイッチングす
る第一のスイッチ素子と、該第一のスイッチ素子と直列
に接続されたインダクタと、前記第一のスイッチ素子と
前記インダクタの接点に一端が接続され前記第一のスイ
ッチ素子が開になったとき前記インダクタに蓄えられた
エネルギーを負荷側へ放出するフリーホイルダイオード
を具備し、直流電源に電圧を降圧して負荷へ出力するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ電源において、抵抗とコンデンサの
直列回路で構成される積分回路の一端に直流電圧を印加
し、他端を接地極に接続し、前記積分回路の抵抗とコン
デンサの接続点を前記論理素子の入力端子に接続すると
ともに、負荷出力電圧を検出する手段と、この検出信号
により制御され、前記積分回路のコンデンサに充電され
た電荷を放電させる第二のスイッチ素子とを有し、前記
コンデンサに充電された電荷を放電させ、前記積分回路
のコンデンサへ再充電する間、前記論理回路の出力に接
続された前記第一のスイッチ素子を開にすることを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータ電源。 （２）負荷出力電圧を検出する手段が複数の抵抗を組み
合わせた分圧回路であり、第二のスイッチ素子がトラン
ジスタであって、前記分圧回路の出力を前記トランジス
タのベース極へ印加してスイッチの開閉動作を行うこと
を特徴とする（１）項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ電
源。 （３）論理素子にヒステリシス特性を有する論理素子を
使用したことを特徴とする（１）項記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ電源。 （４）負荷出力電圧を分圧する分圧回路が複数の抵抗と
サーミスタにより構成されたことを特徴とする（２）項
記載のＤＣ−ＤＣコンバータ電源。 （５）第二のスイッチ素子のトランジスタベース極へ接
続した負荷出力電圧検出手段の複数の抵抗を組み合わせ
た分圧回路に、抵抗を介して電源電圧を加算する手段を
設けたことを特徴とする（２）項記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ電源。
【０００６】
【作用】本発明によれば、論理回路の入力端子に接続さ
れた抵抗とコンデンサの直列回路で構成される積分回路
と、出力電圧により前記コンデンサの充電電荷を放電さ
せる制御用トランジスタとにより、回路消費電力が低
く、また、ＣＭＯＳ動作下限電圧まで動作するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ電源を提供できる効果がある。また、分圧
回路にサーミスタを使用することにより出力電圧の温度
特性を平坦化できる。さらに、第二のスイッチ素子のト
ランジスタベース極へ抵抗を介して電源電圧を印加する
ことにより、電源電圧の変化による出力電圧の平坦化が
できる。これらの効果により、電気二重層コンデンサの
端子電圧が低下しても発光ダイオードに流れる電流が一
定に保たれる効果も得られる。
れた抵抗とコンデンサの直列回路で構成される積分回路
と、出力電圧により前記コンデンサの充電電荷を放電さ
せる制御用トランジスタとにより、回路消費電力が低
く、また、ＣＭＯＳ動作下限電圧まで動作するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ電源を提供できる効果がある。また、分圧
回路にサーミスタを使用することにより出力電圧の温度
特性を平坦化できる。さらに、第二のスイッチ素子のト
ランジスタベース極へ抵抗を介して電源電圧を印加する
ことにより、電源電圧の変化による出力電圧の平坦化が
できる。これらの効果により、電気二重層コンデンサの
端子電圧が低下しても発光ダイオードに流れる電流が一
定に保たれる効果も得られる。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ電
源の実施例１について図１を用いて説明する。図１にお
いて、１はＤＣ−ＤＣコンバータで、ＩＮはＤＣ−ＤＣ
コンバータ１の電源入力端子、ＯＵＴはＤＣ−ＤＣコン
バータ１の出力端子、ＩＣはＣＭＯＳなど入出力の極性
が反転する論理素子、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列
接続回路は論理素子ＩＣの入力端子に接続された積分回
路、Ｑ１は論理素子ＩＣにより駆動されるトランジスタ
などの第一のスイッチ素子、Ｒ２は第一のスイッチ素子
Ｑ１のベース電流を制限するための抵抗、ＣＨは第一の
スイッチ素子Ｑ１の出力とＤＣ−ＤＣコンバータの出力
端子間に挿入されたインダクタ、Ｄは第一のスイッチ素
子Ｑ１がオフになったときインダクタＣＨに蓄えられた
エネルギー（磁束）をＤＣ−ＤＣコンバータの出力側へ
出力するためのダイオード、Ｃ２は出力電圧を平滑する
ためのコンデンサ、Ｑ２は前記積分回路のコンデンサＣ
１の充電電荷を放電させるための第二のスイッチ素子で
あるトランジスタ（第一のスイッチ素子と区別するため
に以下制御トランジスタＱ２と呼ぶ）であり、抵抗Ｒ３
および抵抗Ｒ４はＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検
出する手段としての分圧回路であり、出力電圧を分圧し
制御トランジスタＱ２のベース極へ印加するための分圧
用抵抗である。２はＤＣ−ＤＣコンバータの電源部分
で、電気二重層コンデンサ等がＤＣ−ＤＣコンバータ１
の入力端子ＩＮと接地極間に接続される。３はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１の出力端子ＯＵＴと接地極間に接続され
た負荷回路で、例えば発光ダイオード等の素子である。
源の実施例１について図１を用いて説明する。図１にお
いて、１はＤＣ−ＤＣコンバータで、ＩＮはＤＣ−ＤＣ
コンバータ１の電源入力端子、ＯＵＴはＤＣ−ＤＣコン
バータ１の出力端子、ＩＣはＣＭＯＳなど入出力の極性
が反転する論理素子、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列
接続回路は論理素子ＩＣの入力端子に接続された積分回
路、Ｑ１は論理素子ＩＣにより駆動されるトランジスタ
などの第一のスイッチ素子、Ｒ２は第一のスイッチ素子
Ｑ１のベース電流を制限するための抵抗、ＣＨは第一の
スイッチ素子Ｑ１の出力とＤＣ−ＤＣコンバータの出力
端子間に挿入されたインダクタ、Ｄは第一のスイッチ素
子Ｑ１がオフになったときインダクタＣＨに蓄えられた
エネルギー（磁束）をＤＣ−ＤＣコンバータの出力側へ
出力するためのダイオード、Ｃ２は出力電圧を平滑する
ためのコンデンサ、Ｑ２は前記積分回路のコンデンサＣ
１の充電電荷を放電させるための第二のスイッチ素子で
あるトランジスタ（第一のスイッチ素子と区別するため
に以下制御トランジスタＱ２と呼ぶ）であり、抵抗Ｒ３
および抵抗Ｒ４はＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検
出する手段としての分圧回路であり、出力電圧を分圧し
制御トランジスタＱ２のベース極へ印加するための分圧
用抵抗である。２はＤＣ−ＤＣコンバータの電源部分
で、電気二重層コンデンサ等がＤＣ−ＤＣコンバータ１
の入力端子ＩＮと接地極間に接続される。３はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１の出力端子ＯＵＴと接地極間に接続され
た負荷回路で、例えば発光ダイオード等の素子である。
【０００８】ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力端子ＩＮへ
電源電圧が印加されると、抵抗Ｒ１を介してコンデンサ
Ｃ１が充電されコンデンサＣ１の端子電圧が上昇し、論
理素子ＩＣのしきい値を越えると論理素子ＩＣの出力が
論理Ｌになり、抵抗Ｒ２を介して第一のスイッチ素子Ｑ
１にベース電流が流れ、第一のスイッチ素子Ｑ１はオン
になる。第一のスイッチ素子Ｑ１がオンになると、イン
ダクタＣＨを介して電源からコンデンサＣ２へ充電さ
れ、コンデンサＣ２の端子電圧が上昇し、３の発光素子
へも電圧が印加され発光する。さらに、コンデンサＣ２
の電圧が上昇すると、抵抗Ｒ３を介して抵抗Ｒ４に流れ
る電流により、抵抗Ｒ４の電圧が制御トランジスタＱ２
のベース電流が流れるまで上昇すると、制御トランジス
タＱ２がオンになり、前記積分回路のコンデンサＣ１へ
充電された電荷が放電され論理素子の入力電圧がしきい
値より低くなり論理素子の出力は論理Ｈになる。する
と、第一のスイッチ素子Ｑ１のベース電流が流れなくな
り、第一のスイッチ素子Ｑ１はオフになる。第一のスイ
ッチ素子Ｑ１オン時に流れていた電流によりインダクタ
ＣＨに蓄えられた磁束によりダイオードＤを介して、コ
ンデンサＣ２に蓄えられた電荷と一緒になって発光素子
３へ電流が流れ、引き続いて発光素子の電流が流れ続け
るためコンデンサＣ２の放電によりコンデンサＣ２の端
子電圧（出力電圧）は低下する。出力電圧が低下する
と、抵抗Ｒ３，および抵抗Ｒ４の電流も低下し、制御ト
ランジスタＱ２のベース電流が流れなくなり、制御トラ
ンジスタＱ２がオフになる。すると、抵抗Ｒ１を介して
再びコンデンサＣ２への充電が開始され、論理素子ＩＣ
の入力電圧がしきい値を越えると再び第一のスイッチ素
子Ｑ１がオン状態になる。以下同様の繰り返しが行わ
れ、出力電圧は抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４、制御トランジ
スタＱ２のベース電流が流れる電圧により決定される。
電源電圧が印加されると、抵抗Ｒ１を介してコンデンサ
Ｃ１が充電されコンデンサＣ１の端子電圧が上昇し、論
理素子ＩＣのしきい値を越えると論理素子ＩＣの出力が
論理Ｌになり、抵抗Ｒ２を介して第一のスイッチ素子Ｑ
１にベース電流が流れ、第一のスイッチ素子Ｑ１はオン
になる。第一のスイッチ素子Ｑ１がオンになると、イン
ダクタＣＨを介して電源からコンデンサＣ２へ充電さ
れ、コンデンサＣ２の端子電圧が上昇し、３の発光素子
へも電圧が印加され発光する。さらに、コンデンサＣ２
の電圧が上昇すると、抵抗Ｒ３を介して抵抗Ｒ４に流れ
る電流により、抵抗Ｒ４の電圧が制御トランジスタＱ２
のベース電流が流れるまで上昇すると、制御トランジス
タＱ２がオンになり、前記積分回路のコンデンサＣ１へ
充電された電荷が放電され論理素子の入力電圧がしきい
値より低くなり論理素子の出力は論理Ｈになる。する
と、第一のスイッチ素子Ｑ１のベース電流が流れなくな
り、第一のスイッチ素子Ｑ１はオフになる。第一のスイ
ッチ素子Ｑ１オン時に流れていた電流によりインダクタ
ＣＨに蓄えられた磁束によりダイオードＤを介して、コ
ンデンサＣ２に蓄えられた電荷と一緒になって発光素子
３へ電流が流れ、引き続いて発光素子の電流が流れ続け
るためコンデンサＣ２の放電によりコンデンサＣ２の端
子電圧（出力電圧）は低下する。出力電圧が低下する
と、抵抗Ｒ３，および抵抗Ｒ４の電流も低下し、制御ト
ランジスタＱ２のベース電流が流れなくなり、制御トラ
ンジスタＱ２がオフになる。すると、抵抗Ｒ１を介して
再びコンデンサＣ２への充電が開始され、論理素子ＩＣ
の入力電圧がしきい値を越えると再び第一のスイッチ素
子Ｑ１がオン状態になる。以下同様の繰り返しが行わ
れ、出力電圧は抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４、制御トランジ
スタＱ２のベース電流が流れる電圧により決定される。
【０００９】また、本発明の回路の電源に電気二重層コ
ンデンサを使用した場合、放電を続けると電気二重層コ
ンデンサの端子電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧付近まで低下する、すると、第一のスイッチ素子Ｑ１
はオン状態が続き入力電圧がそのまま出力されるので、
発光素子が急に消えることがない特徴も兼ねている。Ｉ
Ｃには、前記ＣＭＯＳに限らず一般的な論理回路であれ
ばトランジスタやＦＥＴで構成しても同様の効果が得ら
れる。また、ＩＣにＴＴＬを使用すればＣＭＯＳよりも
低い電圧まで安定した動作ができることは明らかであり
説明は省略する。また、負荷出力電圧の検出手段として
前記の複数の抵抗を組み合わせたり、サーミスタを使用
する分圧回路のほかに、ダイオードなどの素子が使用で
き、負荷に接続される発光ダイオードの温度特性を相殺
して発光ダイオードに流れる電流の安定化をさらに改善
できる作用効果がある。
ンデンサを使用した場合、放電を続けると電気二重層コ
ンデンサの端子電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧付近まで低下する、すると、第一のスイッチ素子Ｑ１
はオン状態が続き入力電圧がそのまま出力されるので、
発光素子が急に消えることがない特徴も兼ねている。Ｉ
Ｃには、前記ＣＭＯＳに限らず一般的な論理回路であれ
ばトランジスタやＦＥＴで構成しても同様の効果が得ら
れる。また、ＩＣにＴＴＬを使用すればＣＭＯＳよりも
低い電圧まで安定した動作ができることは明らかであり
説明は省略する。また、負荷出力電圧の検出手段として
前記の複数の抵抗を組み合わせたり、サーミスタを使用
する分圧回路のほかに、ダイオードなどの素子が使用で
き、負荷に接続される発光ダイオードの温度特性を相殺
して発光ダイオードに流れる電流の安定化をさらに改善
できる作用効果がある。
【００１０】本発明の実施例２について図２を用いて説
明する。図１と同一部分は同一参照符号を付して重複す
る説明を省略する。図２において、４のＤＣ−ＤＣコン
バータ回路のＩＣ２はシュミットトリガゲートと一般に
呼ばれている論理素子で、出力が反転する入力電圧にヒ
ステリシスがあり、入力電圧がゆっくり変化しても急速
に出力の反転が行われる特徴がある。第一のスイッチ素
子Ｑ１のオンからオフに変化する時間や、オフからオン
に変化する時間（スイッチング時間）は短時間に行われ
ないと、第一のスイッチ素子Ｑ１での損失増加や、ＤＣ
−ＤＣコンバータ電源の変換効率が低下することが一般
的に知られており、できるだけ短時間であることが望ま
しい。本発明の回路にシュミットトリガゲートを使用す
ることにより、第一のスイッチ素子Ｑ１のスイッチング
時間の短縮ができＤＣ−ＤＣコンバータ電源の変換効率
の向上効果が得られる。また、ヒステリシス特性は、通
常の反転出力型論理素子２つを直列に接続し、出力側か
ら入力側へ正帰還を施しても同様の特性が得られること
が一般に知られており、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
電源にも利用できることは明らかであり詳しい説明は省
略する。
明する。図１と同一部分は同一参照符号を付して重複す
る説明を省略する。図２において、４のＤＣ−ＤＣコン
バータ回路のＩＣ２はシュミットトリガゲートと一般に
呼ばれている論理素子で、出力が反転する入力電圧にヒ
ステリシスがあり、入力電圧がゆっくり変化しても急速
に出力の反転が行われる特徴がある。第一のスイッチ素
子Ｑ１のオンからオフに変化する時間や、オフからオン
に変化する時間（スイッチング時間）は短時間に行われ
ないと、第一のスイッチ素子Ｑ１での損失増加や、ＤＣ
−ＤＣコンバータ電源の変換効率が低下することが一般
的に知られており、できるだけ短時間であることが望ま
しい。本発明の回路にシュミットトリガゲートを使用す
ることにより、第一のスイッチ素子Ｑ１のスイッチング
時間の短縮ができＤＣ−ＤＣコンバータ電源の変換効率
の向上効果が得られる。また、ヒステリシス特性は、通
常の反転出力型論理素子２つを直列に接続し、出力側か
ら入力側へ正帰還を施しても同様の特性が得られること
が一般に知られており、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
電源にも利用できることは明らかであり詳しい説明は省
略する。
【００１１】本発明の実施例３について図３、および図
４を用いて説明する。図１と同一部分は同一参照符号を
付して重複する説明を省略する。図１もしくは図２に開
示した回路において、３の負荷素子に発光ダイオードを
使用した場合、僅かな出力電圧変化で発光ダイオードの
電流が大きく変化し輝度が大きく変化することが知られ
ており、特に発光ダイオードに流れる電流が小さいとき
に影響が大きい。制御トランジスタＱ２のベース電流は
温度が上昇すると大きくなる傾向があり、出力電圧は温
度が上昇すると低下し、その結果発光ダイオードの電流
が温度上昇に伴い減少することになり、発光ダイオード
の輝度が温度により大きく変化するという不具合が生じ
る。図３において、５は上記問題を改良したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路で、ＴＨは温度上昇により抵抗値が減少
するサーミスタ、抵抗５は前記サーミスタと直列に接続
された抵抗で、前記制御トランジスタＱ２のベース極と
エミッタ極間に接続されている。このサーミスタＴＨと
抵抗Ｒ５の直列回路を抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４の分圧回路に
加えることにより制御トランジスタＱ２の温度によるベ
ース電流の変化を補償しＤＣ−ＤＣコンバータ電源５の
出力電圧を安定化させる効果が得られる。図４の特性
は、該サーミスタＴＨと抵抗Ｒ５の直列回路を前記制御
トランジスタＱ２のベース極とエミッタ極に接続し、該
制御トランジスタＱ２のベース電流の温度による変化が
相殺された場合の、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の
温度による影響をシュミレーションした結果であり、抵
抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５の各抵抗値と、制御トラン
ジスタＱ２のベース電流の温度特性、サーミスタＴＨの
温度特性を組み合わせることにより、安定化の改善が図
られることを示している。
４を用いて説明する。図１と同一部分は同一参照符号を
付して重複する説明を省略する。図１もしくは図２に開
示した回路において、３の負荷素子に発光ダイオードを
使用した場合、僅かな出力電圧変化で発光ダイオードの
電流が大きく変化し輝度が大きく変化することが知られ
ており、特に発光ダイオードに流れる電流が小さいとき
に影響が大きい。制御トランジスタＱ２のベース電流は
温度が上昇すると大きくなる傾向があり、出力電圧は温
度が上昇すると低下し、その結果発光ダイオードの電流
が温度上昇に伴い減少することになり、発光ダイオード
の輝度が温度により大きく変化するという不具合が生じ
る。図３において、５は上記問題を改良したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路で、ＴＨは温度上昇により抵抗値が減少
するサーミスタ、抵抗５は前記サーミスタと直列に接続
された抵抗で、前記制御トランジスタＱ２のベース極と
エミッタ極間に接続されている。このサーミスタＴＨと
抵抗Ｒ５の直列回路を抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４の分圧回路に
加えることにより制御トランジスタＱ２の温度によるベ
ース電流の変化を補償しＤＣ−ＤＣコンバータ電源５の
出力電圧を安定化させる効果が得られる。図４の特性
は、該サーミスタＴＨと抵抗Ｒ５の直列回路を前記制御
トランジスタＱ２のベース極とエミッタ極に接続し、該
制御トランジスタＱ２のベース電流の温度による変化が
相殺された場合の、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の
温度による影響をシュミレーションした結果であり、抵
抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５の各抵抗値と、制御トラン
ジスタＱ２のベース電流の温度特性、サーミスタＴＨの
温度特性を組み合わせることにより、安定化の改善が図
られることを示している。
【００１２】本発明の実施例４について図５を用いて説
明する。図３と同一部分は同一参照符号を付して重複す
る説明を省略する。図１もしくは図２に開示した回路に
おいて、３の負荷素子に発光ダイオードを使用した場
合、僅かな出力電圧変化で発光ダイオードの電流が大き
く変化し輝度が大きく変化することが知られており、特
に発光ダイオードに流れる電流が小さいとき影響が大き
い。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧の安定
化のための回路増幅度が、一般的なアナログ回路素子に
よるＤＣ−ＤＣコンバータ電源回路に比べて小さく、電
源電圧の変化が出力電圧にも影響を与え、電源電圧が上
昇すると僅かではあるが出力電圧も上昇する不具合があ
る。上記問題を改良したＤＣ−ＤＣコンバータ回路６を
図５に示す。図において、抵抗Ｒ６の一端には電源電圧
が印加され、抵抗Ｒ６の他端は分圧回路のＲ３とＲ４の
接点に接続されているので、抵抗Ｒ６に流れる電流は抵
抗Ｒ４にも流れるようになっている。電源電圧が上昇す
ると、抵抗Ｒ６に流れる電流が増加し、抵抗Ｒ４の電流
も増加して抵抗Ｒ４の両端の電圧が上昇し、制御トラン
ジスタＱ２のベース極の電圧が上昇する。この結果分圧
回路の出力電圧が低くても制御トランジスタがオンにな
り、電源電圧の上昇による出力電圧の上昇を補償するこ
とができる効果が得られる。
明する。図３と同一部分は同一参照符号を付して重複す
る説明を省略する。図１もしくは図２に開示した回路に
おいて、３の負荷素子に発光ダイオードを使用した場
合、僅かな出力電圧変化で発光ダイオードの電流が大き
く変化し輝度が大きく変化することが知られており、特
に発光ダイオードに流れる電流が小さいとき影響が大き
い。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧の安定
化のための回路増幅度が、一般的なアナログ回路素子に
よるＤＣ−ＤＣコンバータ電源回路に比べて小さく、電
源電圧の変化が出力電圧にも影響を与え、電源電圧が上
昇すると僅かではあるが出力電圧も上昇する不具合があ
る。上記問題を改良したＤＣ−ＤＣコンバータ回路６を
図５に示す。図において、抵抗Ｒ６の一端には電源電圧
が印加され、抵抗Ｒ６の他端は分圧回路のＲ３とＲ４の
接点に接続されているので、抵抗Ｒ６に流れる電流は抵
抗Ｒ４にも流れるようになっている。電源電圧が上昇す
ると、抵抗Ｒ６に流れる電流が増加し、抵抗Ｒ４の電流
も増加して抵抗Ｒ４の両端の電圧が上昇し、制御トラン
ジスタＱ２のベース極の電圧が上昇する。この結果分圧
回路の出力電圧が低くても制御トランジスタがオンにな
り、電源電圧の上昇による出力電圧の上昇を補償するこ
とができる効果が得られる。
【００１３】
【発明の効果】本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバータにＣ
ＭＯＳ論理回路を使用し、該論理回路の入力に接続され
た積分用コンデンサの電荷を、出力電圧を抵抗により分
圧した電圧により駆動される制御トランジスタにより放
電させることにより、一般的なＤＣ−ＤＣコンバータに
必要な発振回路を必要としない簡単な回路で、回路が消
費する電力の少ない、低い電源電圧でも動作するＤＣ−
ＤＣコンバータが提供できる効果がある。
ＭＯＳ論理回路を使用し、該論理回路の入力に接続され
た積分用コンデンサの電荷を、出力電圧を抵抗により分
圧した電圧により駆動される制御トランジスタにより放
電させることにより、一般的なＤＣ−ＤＣコンバータに
必要な発振回路を必要としない簡単な回路で、回路が消
費する電力の少ない、低い電源電圧でも動作するＤＣ−
ＤＣコンバータが提供できる効果がある。
【図１】 本発明の第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タ電源を示す回路図
タ電源を示す回路図
【図２】 本発明の第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タ電源を示す回路図
タ電源を示す回路図
【図３】 本発明の第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タ電源を示す回路図
タ電源を示す回路図
【図４】 本発明の第３の実施例のサーミスタによる出
力電圧の温度特性の改良を示すシュミレーション特性図
力電圧の温度特性の改良を示すシュミレーション特性図
【図５】 本発明の第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タ電源を示す回路図
タ電源を示す回路図
【図６】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一例
１，４，５，６ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ２ ＤＣ−ＤＣコンバータ電源部 ３ ＤＣ−ＤＣコンバータ負荷回路 Ｑ１ 第一のスイッチ素子（例えばトランジスタ） Ｑ２ 第二のスイッチ素子（例えばトランジスタ） Ｄ ダイオード ＣＨ インダクタ Ｃ１ 積分用コンデンサ Ｃ２ 平滑用コンデンサ Ｒ１ 積分用抵抗 Ｒ２ 電流制限用抵抗 Ｒ３ 出力電圧分圧用抵抗 Ｒ４ 出力電圧分圧用抵抗 Ｒ５ 抵抗 Ｒ６ 抵抗 ＩＣ 論理素子（例えばＣＭＯＳなど） ＩＣ２ ヒステリシス特性を有する論理素子（例えばシ
ュミットトリガゲートなど） ＴＨ サーミスタ
ュミットトリガゲートなど） ＴＨ サーミスタ
Claims (5)
- 【請求項１】直流電流を論理素子の出力によりスイッチ
ングする第一のスイッチ素子と、該第一のスイッチ素子
と直列に接続されたインダクタと、前記第一のスイッチ
素子と前記インダクタの接点に一端が接続され前記第一
のスイッチ素子が開になったとき前記インダクタに蓄え
られたエネルギーを負荷側へ放出するフリーホイルダイ
オードを具備し、直流電源の電圧を降圧して負荷へ出力
するＤＣ−ＤＣコンバータ電源において、抵抗とコンデ
ンサの直列回路で構成される積分回路の一端に直流電圧
を印加し、他端を接地極に接続し、前記積分回路の抵抗
とコンデンサの接続点を前記論理素子の入力端子に接続
するとともに、負荷出力電圧を検出する手段と、この検
出信号により制御され、前記積分回路のコンデンサに充
電された電荷を放電させる第二のスイッチ素子とを有
し、前記コンデンサに充電された電荷を放電させ、前記
積分回路のコンデンサへ再充電する間、前記論理回路の
出力に接続された前記第一のスイッチ素子を開にするこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ電源。 - 【請求項２】負荷出力電圧を検出する手段が複数の抵抗
を組み合わせた分圧回路であり、第二のスイッチ素子が
トランジスタであって、前記分圧回路の出力を前記トラ
ンジスタのベース極へ印加して第二のスイッチ素子の開
閉動作を行うことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−
ＤＣコンバータ電源。 - 【請求項３】論理素子にヒステリシス特性を有する論理
素子を使用したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ
−ＤＣコンバータ電源。 - 【請求項４】負荷出力電圧を分圧する分圧回路が複数の
抵抗とサーミスタにより構成されたことを特徴とする請
求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ電源。 - 【請求項５】第二のスイッチ素子のトランジスタベース
極へ接続した負荷出力電圧検出手段の複数の抵抗を組み
合わせた分圧回路に、抵抗を介して電源電圧を加算する
手段を設けたことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−
ＤＣコンバータ電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25032395A JPH0993911A (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25032395A JPH0993911A (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993911A true JPH0993911A (ja) | 1997-04-04 |
Family
ID=17206207
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25032395A Pending JPH0993911A (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0993911A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1450478A2 (de) * | 2003-02-07 | 2004-08-25 | Ceramtec AG | Einrichtung zur Versorgung tragbarer Geräte mit elektrischer Energie |
| JP2007280187A (ja) * | 2006-04-10 | 2007-10-25 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| CN102403896A (zh) * | 2011-11-22 | 2012-04-04 | 浙江工业大学 | 基于MOSFET的自激式Boost变换器 |
| CN102510217A (zh) * | 2011-11-22 | 2012-06-20 | 浙江工业大学 | 基于MOSFET的自激式Zeta变换器 |
| CN102522892A (zh) * | 2011-11-22 | 2012-06-27 | 浙江工业大学 | 基于MOSFET的自激式Buck变换器 |
-
1995
- 1995-09-28 JP JP25032395A patent/JPH0993911A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1450478A2 (de) * | 2003-02-07 | 2004-08-25 | Ceramtec AG | Einrichtung zur Versorgung tragbarer Geräte mit elektrischer Energie |
| EP1450478A3 (de) * | 2003-02-07 | 2005-06-22 | Ceramtec AG | Einrichtung zur Versorgung tragbarer Geräte mit elektrischer Energie |
| JP2007280187A (ja) * | 2006-04-10 | 2007-10-25 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| CN102403896A (zh) * | 2011-11-22 | 2012-04-04 | 浙江工业大学 | 基于MOSFET的自激式Boost变换器 |
| CN102510217A (zh) * | 2011-11-22 | 2012-06-20 | 浙江工业大学 | 基于MOSFET的自激式Zeta变换器 |
| CN102522892A (zh) * | 2011-11-22 | 2012-06-27 | 浙江工业大学 | 基于MOSFET的自激式Buck变换器 |
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