JPH0766641A - 差動増幅器の同相帰還回路 - Google Patents
差動増幅器の同相帰還回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 差動増幅器の同相帰還回路を、経路数の少な
い回路として、同相帰還を安定に動作させる。 【構成】 出力段差動増幅器201の差動同相出力をト
ランジスタ10,11にて同相電流に変換する。この同
相電流をカレントミラー回路202にて出力ミラー電流
として入力段差動増幅器200の定電流トランジスタ5
のドレインへ帰還する。 【効果】 帰還回路が電流変換部とカレントミラーとの
みで構成されるので、経路が少なくなり、伝達関数が1
極となって安定となる。
い回路として、同相帰還を安定に動作させる。 【構成】 出力段差動増幅器201の差動同相出力をト
ランジスタ10,11にて同相電流に変換する。この同
相電流をカレントミラー回路202にて出力ミラー電流
として入力段差動増幅器200の定電流トランジスタ5
のドレインへ帰還する。 【効果】 帰還回路が電流変換部とカレントミラーとの
みで構成されるので、経路が少なくなり、伝達関数が1
極となって安定となる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は差動増幅器の同相帰還回
路に関し、特にC−MOSモノリシックIC化に適した
差動増幅器の同相帰還回路に関する。
路に関し、特にC−MOSモノリシックIC化に適した
差動増幅器の同相帰還回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の同相帰還回路を有するC−MOS
構造の差動増幅器の例が、特開平2−44404号公報
に開示されており、その回路図を図3に引用しつつ説明
する。
構造の差動増幅器の例が、特開平2−44404号公報
に開示されており、その回路図を図3に引用しつつ説明
する。
【0003】差動入力101,102は、ソースが共通
接続された差動トランジスタであるNMOSトランジス
タ1,2の各ゲート電極へ夫々印加されている。これ等
トランジスタ1,2のソース共通接続点へ定電流を供給
すべく定電流NMOSトランジスタ5が設けられてお
り、そのゲートにはバイアス106が印加されている。
PMOSトランジスタ3,4はトランジスタ1,2の能
動負荷である。
接続された差動トランジスタであるNMOSトランジス
タ1,2の各ゲート電極へ夫々印加されている。これ等
トランジスタ1,2のソース共通接続点へ定電流を供給
すべく定電流NMOSトランジスタ5が設けられてお
り、そのゲートにはバイアス106が印加されている。
PMOSトランジスタ3,4はトランジスタ1,2の能
動負荷である。
【0004】これ等トランジスタ1〜5により入力段差
動増幅器200が形成されており、この入力段差動増幅
器200による差動増幅出力がトランジスタ1,2の各
ドレインから夫々得られるものである。
動増幅器200が形成されており、この入力段差動増幅
器200による差動増幅出力がトランジスタ1,2の各
ドレインから夫々得られるものである。
【0005】この入力段差動増幅出力は出力段差動増幅
器201の差動入力となっており、ソースが互いに共通
接続された一対のPMOSトランジスタ6,7のゲート
入力へ夫々印加されている。この一対のトランジスタ
6,7の能動負荷としてNMOSトランジスタ8,9が
設けられており、トランジスタ8,9のゲートにはバイ
アス106が印加されている。
器201の差動入力となっており、ソースが互いに共通
接続された一対のPMOSトランジスタ6,7のゲート
入力へ夫々印加されている。この一対のトランジスタ
6,7の能動負荷としてNMOSトランジスタ8,9が
設けられており、トランジスタ8,9のゲートにはバイ
アス106が印加されている。
【0006】この出力段差動増幅器201の増幅出力1
03,104はトランジスタ6,7の各ドレインから導
出されており、差動入力101,102の信号がこの差
動出力103,104から増幅されて得られるようにな
っている。
03,104はトランジスタ6,7の各ドレインから導
出されており、差動入力101,102の信号がこの差
動出力103,104から増幅されて得られるようにな
っている。
【0007】次に同相帰還回路につき説明する。入力段
差動増幅器の差動出力(トランジスタ1,2の各ドレイ
ン出力)をゲート入力としてこの差動出力電圧を電流変
換するPMOSトランジスタ10,11が設けられてお
り、両トランジスタ10,11のドレイン出力は互いに
共通接続されて電流合成されている。この合成電流が入
力段差動増幅器の同相出力電圧に相当することになる。
差動増幅器の差動出力(トランジスタ1,2の各ドレイ
ン出力)をゲート入力としてこの差動出力電圧を電流変
換するPMOSトランジスタ10,11が設けられてお
り、両トランジスタ10,11のドレイン出力は互いに
共通接続されて電流合成されている。この合成電流が入
力段差動増幅器の同相出力電圧に相当することになる。
【0008】当該一対の同相電流発生トランジスタ1
0,11の合成電流は、カレントミラー回路202の入
力ミラー電流となっている。このカレントミラー回路2
02はNMOSトランジスタ12,13からなり、トラ
ンジスタ12のドレインに当該合成電流が供給され、ト
ランジスタ13のドレインに出力ミラー電流が生成され
ることになる。
0,11の合成電流は、カレントミラー回路202の入
力ミラー電流となっている。このカレントミラー回路2
02はNMOSトランジスタ12,13からなり、トラ
ンジスタ12のドレインに当該合成電流が供給され、ト
ランジスタ13のドレインに出力ミラー電流が生成され
ることになる。
【0009】この出力ミラー電流はPMOSトランジス
タ17のドレインへ供給されている。ここでこのトラン
ジスタ17と能動負荷トランジスタ3,4とにより別の
カレントミラー回路が構成されているので、トランジス
タ3,4の各ドレインに出力ミラー電流となって現われ
同相出力電圧が帰還されることになるのである。
タ17のドレインへ供給されている。ここでこのトラン
ジスタ17と能動負荷トランジスタ3,4とにより別の
カレントミラー回路が構成されているので、トランジス
タ3,4の各ドレインに出力ミラー電流となって現われ
同相出力電圧が帰還されることになるのである。
【0010】この同相帰還を施すことにより、差動増幅
器の同相出力の変動を抑圧することが可能となってい
る。
器の同相出力の変動を抑圧することが可能となってい
る。
【0011】尚、トランジスタ20,22及びコンデン
サ21,23は周波数補償回路を構成しており、トラン
ジスタ20,22はディプレッション型MOSを用いて
抵抗として機能させるようにしている。
サ21,23は周波数補償回路を構成しており、トラン
ジスタ20,22はディプレッション型MOSを用いて
抵抗として機能させるようにしている。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】この様な従来の同相帰
還回路は、トランジスタ10,11による電圧電流変換
部と、トランジスタ12,13のカレントミラー回路部
と、更にはトランジスタ17,3,4のカレントミラー
回路部との3つの経路を有しており、等価的には同相帰
還回路が2段アンプ構成となる。従って、同相帰還回路
の入出力間の伝達関数は2個の極を有する伝達関数で表
わされることになり、同相帰還が不安定となり、最悪の
場合には発振を招来するという欠点がある。
還回路は、トランジスタ10,11による電圧電流変換
部と、トランジスタ12,13のカレントミラー回路部
と、更にはトランジスタ17,3,4のカレントミラー
回路部との3つの経路を有しており、等価的には同相帰
還回路が2段アンプ構成となる。従って、同相帰還回路
の入出力間の伝達関数は2個の極を有する伝達関数で表
わされることになり、同相帰還が不安定となり、最悪の
場合には発振を招来するという欠点がある。
【0013】本発明の目的は、入出力間の経路を少なく
して安定な動作が可能な差動増幅器の同相帰還回路を提
供することである。
して安定な動作が可能な差動増幅器の同相帰還回路を提
供することである。
【0014】本発明の他の目的は、入出力間の伝達特性
が1個の極のみを有する伝達関数で表わされ得る差動増
幅器の同相帰還回路を提供することである。
が1個の極のみを有する伝達関数で表わされ得る差動増
幅器の同相帰還回路を提供することである。
【0015】
【課題を解決するための手段】本発明による差動増幅器
の同相帰還回路は、差動入力信号を増幅する入力段差動
増幅回路と、この差動増幅出力を差動入力とする出力段
差動増幅回路とを有する差動増幅器の同相帰還回路であ
って、前記入力段差動増幅回路の一対の差動増幅出力を
制御電極に夫々受けて前記一対の差動増幅出力に応じた
同相電流を夫々生成する一対の同相電流発生トランジス
タと、前記一対の同相電流発生トランジスタから生成さ
れた同相電流の合成電流を入力とするカレントミラー回
路と、前記カレントミラー回路の出力ミラー電流に応じ
た電流を前記入力段差動増幅回路の定電流へ帰還合成す
る手段とを含むことを特徴とする。
の同相帰還回路は、差動入力信号を増幅する入力段差動
増幅回路と、この差動増幅出力を差動入力とする出力段
差動増幅回路とを有する差動増幅器の同相帰還回路であ
って、前記入力段差動増幅回路の一対の差動増幅出力を
制御電極に夫々受けて前記一対の差動増幅出力に応じた
同相電流を夫々生成する一対の同相電流発生トランジス
タと、前記一対の同相電流発生トランジスタから生成さ
れた同相電流の合成電流を入力とするカレントミラー回
路と、前記カレントミラー回路の出力ミラー電流に応じ
た電流を前記入力段差動増幅回路の定電流へ帰還合成す
る手段とを含むことを特徴とする。
【0016】本発明による他の差動増幅器の同相帰還回
路は、差動入力信号を増幅する入力段差動増幅回路と、
この差動増幅出力を差動入力とする出力段差動増幅回路
とを有する差動増幅器の同相帰還回路であって、前記入
力段差動増幅回路の一対の差動増幅出力を制御電極に夫
々受けて前記一対の差動増幅出力に応じた同相電流を夫
々生成する一対の同相電流発生トランジスタと、前記一
対の同相電流発生トランジスタから生成された同相電流
の合成電流を入力として出力ミラー電流を一対生成する
カレントミラー回路と、この一対の出力ミラー電流に夫
々応じた電流を前記入力段差動増幅回路の一対の差動増
幅出力部へ夫々帰還合成する手段とを含むことを特徴と
する。
路は、差動入力信号を増幅する入力段差動増幅回路と、
この差動増幅出力を差動入力とする出力段差動増幅回路
とを有する差動増幅器の同相帰還回路であって、前記入
力段差動増幅回路の一対の差動増幅出力を制御電極に夫
々受けて前記一対の差動増幅出力に応じた同相電流を夫
々生成する一対の同相電流発生トランジスタと、前記一
対の同相電流発生トランジスタから生成された同相電流
の合成電流を入力として出力ミラー電流を一対生成する
カレントミラー回路と、この一対の出力ミラー電流に夫
々応じた電流を前記入力段差動増幅回路の一対の差動増
幅出力部へ夫々帰還合成する手段とを含むことを特徴と
する。
【0017】
【実施例】以下に本発明の実施例につき図面を参照しつ
つ説明する。
つ説明する。
【0018】図1は本発明の実施例の回路図であり、図
3と同等部分は同一符号にて示している。入力段差動増
幅器200及び出力段差動増幅器201は図3の回路と
同一構成であり、その説明は省略する。
3と同等部分は同一符号にて示している。入力段差動増
幅器200及び出力段差動増幅器201は図3の回路と
同一構成であり、その説明は省略する。
【0019】尚、周波数補償回路の素子は抵抗20及び
22で表わされているが、図3の例と同様に、ディプレ
ッション型MOSを用いて構成される。
22で表わされているが、図3の例と同様に、ディプレ
ッション型MOSを用いて構成される。
【0020】同相帰還回路について説明する。本例で
は、出力段差動増幅器201の差動出力103,104
が電圧/電流変換部203の同相電流発生用NMOSト
ランジスタ10,11の各ゲートへ夫々印加されて電流
変換されている。従って、トランジスタ10,11によ
り差動出力電圧の同相出力に応じた電流が生成される。
は、出力段差動増幅器201の差動出力103,104
が電圧/電流変換部203の同相電流発生用NMOSト
ランジスタ10,11の各ゲートへ夫々印加されて電流
変換されている。従って、トランジスタ10,11によ
り差動出力電圧の同相出力に応じた電流が生成される。
【0021】この同相電流はNMOSトランジスタ15
のソースにて合成され、そのドレインに合成同相電流が
出力される。尚、トランジスタ15はゲートにバイアス
109が与えられることにより、トランジスタ10,1
1のドレイン電圧を生成している。
のソースにて合成され、そのドレインに合成同相電流が
出力される。尚、トランジスタ15はゲートにバイアス
109が与えられることにより、トランジスタ10,1
1のドレイン電圧を生成している。
【0022】トランジスタ15による合成同相電流出力
はカレントミラー回路202の入力ミラー電流となって
いる。このカレントミラー回路202はPMOSトラン
ジスタ12,13からなり、トランジスタ12のドレイ
ンに入力ミラー電流が供給され、トランジスタ13のド
レインから出力ミラー電流が生成される。
はカレントミラー回路202の入力ミラー電流となって
いる。このカレントミラー回路202はPMOSトラン
ジスタ12,13からなり、トランジスタ12のドレイ
ンに入力ミラー電流が供給され、トランジスタ13のド
レインから出力ミラー電流が生成される。
【0023】このカレントミラー回路202の出力負荷
には、NMOSトランジスタ14,16の直列回路が用
いられており、トランジスタ14は一定ゲートバイアス
107が与えられて同相基準電流を発生するようになっ
ている。トランジスタ16はこれまた一定ゲートバイア
ス109が与えられてトランジスタ14のドレイン電圧
を生成している。
には、NMOSトランジスタ14,16の直列回路が用
いられており、トランジスタ14は一定ゲートバイアス
107が与えられて同相基準電流を発生するようになっ
ている。トランジスタ16はこれまた一定ゲートバイア
ス109が与えられてトランジスタ14のドレイン電圧
を生成している。
【0024】カレントミラー回路202の出力ミラー電
流(合成同相電流)とトランジスタ14による同相基準
電流との差が、入力段差動増幅器200の定電流源トラ
ンジスタ5のドレインへ帰還されており、これにより差
動出力103,104の同相出力変動を抑圧することが
可能となることは、図3の従来例と同様である。
流(合成同相電流)とトランジスタ14による同相基準
電流との差が、入力段差動増幅器200の定電流源トラ
ンジスタ5のドレインへ帰還されており、これにより差
動出力103,104の同相出力変動を抑圧することが
可能となることは、図3の従来例と同様である。
【0025】しかしながら、本例では、同相帰還回路が
電圧/電流変換部203とカレントミラー回路202と
からなるのみであり、同相帰還回路は等価的には1段ア
ンプの経路となっている。従って、その伝達特性は1個
の極を有する伝達関数で表わされることになり、安定と
なるのである。
電圧/電流変換部203とカレントミラー回路202と
からなるのみであり、同相帰還回路は等価的には1段ア
ンプの経路となっている。従って、その伝達特性は1個
の極を有する伝達関数で表わされることになり、安定と
なるのである。
【0026】図2は本発明の他の実施例の回路図であ
り、図1と同等部分は同一符号にて示している。本例に
おける同相帰還回路は、基本的には図1のそれと同一で
あるが、カレントミラー回路202の出力ミラー電流を
生成するトランジスタ13をトランジスタ13A,13
Bの2つとし、これ等トランジスタ13A,13Bのド
レイン負荷となる同相基準電流生成用トランジスタ16
をもトランジスタ16A,16Bの2つとしている。
り、図1と同等部分は同一符号にて示している。本例に
おける同相帰還回路は、基本的には図1のそれと同一で
あるが、カレントミラー回路202の出力ミラー電流を
生成するトランジスタ13をトランジスタ13A,13
Bの2つとし、これ等トランジスタ13A,13Bのド
レイン負荷となる同相基準電流生成用トランジスタ16
をもトランジスタ16A,16Bの2つとしている。
【0027】そして、トランジスタ13A,13Bによ
る各同相電流とトランジスタ16A,16Bによる各基
準同相電流との差分を、入力段差動増幅器200の差動
出力(トランジスタ1,2のドレイン出力)へ帰還する
ようになっている。
る各同相電流とトランジスタ16A,16Bによる各基
準同相電流との差分を、入力段差動増幅器200の差動
出力(トランジスタ1,2のドレイン出力)へ帰還する
ようになっている。
【0028】本例でも、図1の実施例と同様に同相帰還
回路が1個の極を伝達特性となるので、安定な帰還回路
が実現できる。
回路が1個の極を伝達特性となるので、安定な帰還回路
が実現できる。
【0029】
【発明の効果】叙上の如く、本発明によれば、差動増幅
器の同相帰還回路を同相電流生成部とカレントミラー回
路とのみにより形成しているので、入出力間の経路が少
なくなり、安定な帰還動作が可能となるという効果があ
る。
器の同相帰還回路を同相電流生成部とカレントミラー回
路とのみにより形成しているので、入出力間の経路が少
なくなり、安定な帰還動作が可能となるという効果があ
る。
【図1】本発明の一実施例の回路図である。
【図2】本発明の他の実施例の回路図である。
【図3】従来の差動増幅器の同相帰還回路の回路図であ
る。
る。
1,2,6,7 差動対トランジスタ 2,4,8,9 能動負荷トランジスタ 10,11 同相電流発生トランジスタ 12,13 カレントミラートランジスタ 14 基準同相電流発生トランジスタ 15,16 バイアストランジスタ 200 入力段差動増幅器 201 出力段差動増幅器 202 カレントミラー回路 203 電圧/電流変換部
Claims (4)
- 【請求項1】 差動入力信号を増幅する入力段差動増幅
回路と、この差動増幅出力を差動入力とする出力段差動
増幅回路とを有する差動増幅器の同相帰還回路であっ
て、前記入力段差動増幅回路の一対の差動増幅出力を制
御電極に夫々受けて前記一対の差動増幅出力に応じた同
相電流を夫々生成する一対の同相電流発生トランジスタ
と、前記一対の同相電流発生トランジスタから生成され
た同相電流の合成電流を入力とするカレントミラー回路
と、前記カレントミラー回路の出力ミラー電流に応じた
電流を前記入力段差動増幅回路の定電流へ帰還合成する
手段とを含むことを特徴とする差動増幅器の同相帰還回
路。 - 【請求項2】 前記帰還合成する手段は、制御電極が一
定バイアスされた基準電流発生トランジスタを有し、こ
の基準電流と前記出力ミラー電流との差分を前記入力段
差動増幅回路の定電流へ帰還合成する様構成されている
ことを特徴とする請求項1記載の差動増幅器の同相帰還
回路。 - 【請求項3】 差動入力信号を増幅する入力段差動増幅
回路と、この差動増幅出力を差動入力とする出力段差動
増幅回路とを有する差動増幅器の同相帰還回路であっ
て、前記入力段差動増幅回路の一対の差動増幅出力を制
御電極に夫々受けて前記一対の差動増幅出力に応じた同
相電流を夫々生成する一対の同相電流発生トランジスタ
と、前記一対の同相電流発生トランジスタから生成され
た同相電流の合成電流を入力として出力ミラー電流を一
対生成するカレントミラー回路と、この一対の出力ミラ
ー電流に夫々応じた電流を前記入力段差動増幅回路の一
対の差動増幅出力部へ夫々帰還合成する手段とを含むこ
とを特徴とする差動増幅器の同相帰還回路。 - 【請求項4】 前記帰還合成する手段は、制御電極が一
定バイアスされた一対の基準電流発生トランジスタを有
し、この一対の基準電流の各々と前記一対の出力ミラー
電流と各々との差分を前記入力段差動増幅回路の一対の
差動増幅出力部へ帰還合成する様構成されていることを
特徴とする請求項3記載の差動増幅器の同相帰還回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5232284A JP2725718B2 (ja) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | 差動増幅器の同相帰還回路 |
US08/289,746 US5465073A (en) | 1993-08-25 | 1994-08-12 | Differential amplifier adapted to be integrated in C-MOS monolithic IC |
KR1019940020870A KR100302936B1 (ko) | 1993-08-25 | 1994-08-24 | 차동증폭기 |
EP94113227A EP0641069A1 (en) | 1993-08-25 | 1994-08-24 | Differential amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5232284A JP2725718B2 (ja) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | 差動増幅器の同相帰還回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0766641A true JPH0766641A (ja) | 1995-03-10 |
JP2725718B2 JP2725718B2 (ja) | 1998-03-11 |
Family
ID=16936816
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5232284A Expired - Lifetime JP2725718B2 (ja) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | 差動増幅器の同相帰還回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
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US (1) | US5465073A (ja) |
EP (1) | EP0641069A1 (ja) |
JP (1) | JP2725718B2 (ja) |
KR (1) | KR100302936B1 (ja) |
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KR980011460A (ko) * | 1996-07-24 | 1998-04-30 | 윌리엄 이. 힐러 | 비차동 전류 모드 기법을 이용한 데이타 경로 구현 장치 및 방법 |
DE19654221B4 (de) * | 1996-12-23 | 2005-11-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Leitungsanschlußschaltkreis |
FI102647B (fi) * | 1997-04-22 | 1999-01-15 | Nokia Mobile Phones Ltd | Ohjelmoitava vahvistin |
US6114907A (en) * | 1998-12-08 | 2000-09-05 | National Semiconductor Corporation | Amplifier with dynamic compensation and method |
US6356141B1 (en) * | 1999-04-06 | 2002-03-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Constant-current output circuit |
US6285256B1 (en) | 2000-04-20 | 2001-09-04 | Pericom Semiconductor Corp. | Low-power CMOS voltage follower using dual differential amplifiers driving high-current constant-voltage push-pull output buffer |
DE10064207A1 (de) * | 2000-12-22 | 2002-07-11 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung zur rauscharmen volldifferenziellen Verstärkung |
JP3759117B2 (ja) * | 2003-03-28 | 2006-03-22 | 川崎マイクロエレクトロニクス株式会社 | I/v変換回路およびdaコンバータ |
US8427237B2 (en) * | 2010-12-16 | 2013-04-23 | Fujitsu Semiconductor Limited | Common-mode feedback circuit |
CN106026937B (zh) | 2016-06-06 | 2019-11-26 | 京东方科技集团股份有限公司 | 两级运算放大器 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JPH04329009A (ja) * | 1991-03-27 | 1992-11-17 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | 全差動ユニティ・ゲイン演算増幅器 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US4742308A (en) * | 1987-04-10 | 1988-05-03 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Balanced output analog differential amplifier circuit |
US4818929A (en) * | 1988-07-01 | 1989-04-04 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Fully differential analog comparator |
JP2514235B2 (ja) * | 1988-08-05 | 1996-07-10 | 株式会社小松製作所 | フレキシブル生産システム |
US5006817A (en) * | 1989-10-13 | 1991-04-09 | Sierra Semiconductor | Rail-to-rail CMOS operational amplifier |
US5015966A (en) * | 1990-05-01 | 1991-05-14 | Xerox Corporation | Folded cascode amplifier |
CA2050878C (en) * | 1991-09-06 | 1999-10-19 | Gerald Molnar | Power amplifier with quiescent current control |
JPH05315859A (ja) * | 1992-05-14 | 1993-11-26 | Nec Corp | 演算増幅回路 |
-
1993
- 1993-08-25 JP JP5232284A patent/JP2725718B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-08-12 US US08/289,746 patent/US5465073A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-08-24 KR KR1019940020870A patent/KR100302936B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1994-08-24 EP EP94113227A patent/EP0641069A1/en not_active Withdrawn
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63276308A (ja) * | 1987-05-07 | 1988-11-14 | Matsushita Electronics Corp | 差動増幅回路 |
JPH04329009A (ja) * | 1991-03-27 | 1992-11-17 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | 全差動ユニティ・ゲイン演算増幅器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2725718B2 (ja) | 1998-03-11 |
US5465073A (en) | 1995-11-07 |
KR100302936B1 (ko) | 2001-11-22 |
EP0641069A1 (en) | 1995-03-01 |
KR950007272A (ko) | 1995-03-21 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19960528 |