JPH0736557A - 半導体集積回路装置 - Google Patents
半導体集積回路装置Info
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- JPH0736557A JPH0736557A JP6085074A JP8507494A JPH0736557A JP H0736557 A JPH0736557 A JP H0736557A JP 6085074 A JP6085074 A JP 6085074A JP 8507494 A JP8507494 A JP 8507494A JP H0736557 A JPH0736557 A JP H0736557A
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Abstract
において、駆動用トランジスタやデータ出力トランジス
タノゲート電圧を切替わる近傍での動作マージンの低下
を防ぐ。 【構成】 制御電圧発生回路1から出力される制御電圧
φ1は、トランジスタP1のしきい値より小さい領域で
は、ロウレベルであり、外部電源電圧Vccの上昇に連動
してアナログ的に上昇していく。外部電源電圧に一致し
た後は、外部電源電圧と同じになる。この様な特性を有
する制御電圧を利用して、出力回路の所定電圧以下での
み動作する低電圧動作出力部6のトランジスタP4のゲ
ートを制御する。出力回路の全電圧動作出力部5のトラ
ンジスタP2は、データ出力制御回路3の制御信号φH
により常時動作する。外部電源電圧が所定の電圧に達し
ない低電圧時には、トランジスタP4は完全にオン状態
になり、出力トランジスタのコンダクタンスが大きくな
る。
Description
る半導体集積回路装置全般および微細化構造に対応した
複数の電源電圧を使用する半導体集積回路装置に関する
ものである。
ズに高まりに伴って、その素子の微細化が急速的に進ん
でいる。素子の微細化が進んだために、外部電源電圧V
ccをそのまま半導体基板の集積回路に印加すると、素子
のゲート酸化膜が破壊されたり、ホットキャリアが発生
するなど様々の問題が生じ、集積回路の耐久性並びに信
頼性を低下させることになる。そこで、半導体集積回路
内部に外部電源電圧を降下させる内部電源降圧回路を具
備することが必要になってきている。例えば、5Vの外
部電源電圧Vccを内部電源電圧降圧回路で3V程度に下
げ、これを電源として利用することにより半導体装置の
消費電力を低減させることもできる。
採用されるようになったが、同一集積回路内で低電圧動
作と高電圧動作のマージンを確保することは困難であっ
た。そこで、電源電圧が低電圧の際には、トランジスタ
の駆動能力が低下するためデータ出力用トランジスタ及
び内部電源駆動用トランジスタのコンダクタンスをより
大きくしてトランジスタの駆動能力低下を補完し、デー
タ出力の遅れ、内部降圧電源の電圧低下を補償する。逆
に、電源電圧が高電圧時では、そのトランジスタの駆動
能力が上昇するため、出力ノイズが大きくなる。そこで
この様な問題の対策として、高電圧時よりも低電圧時の
データ出力用トランジスタ及び内部電源駆動用トランジ
スタのコンダクタンスを大きくする切り替え回路を有す
る集積回路が提案されている。
に内部降圧回路の電流供給能力を高める内部電源駆動用
トランジスタを備えた従来の回路構成を図19に示す。
この回路は、ソースが外部電源電圧Vcc端子、ゲートが
制御電圧発生回路1に接続されたPチャネルトランジス
タP12と、前記PチャネルトランジスタP12のドレ
インにソースが接続され、ゲートに内部降圧制御回路7
が接続されたPチャネルトランジスタP11と、ソース
が外部電源電圧Vcc端子、ゲートが内部降圧制御回路7
に接続されたPチャネルトランジスタP10を有し、P
チャネルトランジスタP10,P11のドレインから内
部電源電圧VINT が出力されている。図中Pチャネルト
ランジスタP10は、外部電源電圧に依存せずに内部降
圧制御回路7からの制御信号φDによって動作する。P
チャネルトランジスタP12は、ゲートに入力する制御
電圧発生回路1からの制御電圧φAにより、外部電源電
圧が所定電圧よりも低い場合のみ動作するように制御さ
れる。内部電源駆動用トランジスタを有するこの出力回
路は、トランジスタP10を含み外部電源電圧に依存せ
ずに動作する全電圧動作出力部5と、トランジスタP1
1,P12を含み所定電圧以下でのみ動作する低電圧動
作出力部6とを備えている。
性を示す。この図によれば、内部電源電圧VINT は、低
電圧動作領域においてほぼ0のレベルを維持している。
そして、制御電圧φAは外部電源電圧が所定値になる
と、0から急峻にデジタル的に変化している。この様
に、駆動用PチャネルトランジスタP12のゲート電圧
をデジタル的に変化させると、駆動用トランジスタがオ
ン−オフする切り替わり点で内部降圧電位が急峻に変化
するため、電源ノイズの発生による誤動作が生じ易くな
る。更に切り替わり電圧近傍で動作させると、内部電源
電圧が不連続領域に入るため回路動作が不安定になる。
速度を速くするために出力トランジスタのコンダクタン
スを上げるべく、出力トランジスタのゲート電圧を図2
0のように0から一気に所定の値までディジタル的に制
御すると、出力トランジスタがオン−オフする切り替わ
り電圧近傍で出力トランジスタのコンダクタンスが大き
く変化するため出力ノイズの影響が低減できなくなり、
ひいては誤動作する恐れがある。また、切り替わり電圧
近傍で出力トランジスタに不連続点が生じるため動作特
性に大きな影響を及ぼすなどの問題があった。
ト電圧をデジタル的に変化させると、検査工程が複雑化
しコスト上昇を招くという問題もあった。
セス時間の変化を示す。データ出力用トランジスタ又は
内部電源駆動用トランジスタのコンダクタンスの大きさ
を、外部電源電圧Vccに応じて切り替える回路を設けて
いない装置では、点線L1のように外部電源電圧Vccの
低下と共にアクセス時間が長くなる。
外部電源電圧Vccが3.5V付近でPチャネルトランジ
スタP12がオンすることで、一点鎖線L2に示された
ようにアクセス時間が急峻に短縮される。
変化する場合は、通常はA及びB点の2点について測定
を行い良否を判定すればよい。しかし、一点鎖線L2の
ようにアクセス時間が急峻に変化する装置では、切り替
り点近傍の電圧でのみ、切り替り時のスイッチングノイ
ズによる誤動作および内部のタイミングミスマッチによ
り誤動作するおそれが有るため、この急峻な変化をする
複数箇所C1、C2、C3、…点についても測定をしな
ければならず、検査工程が複雑化し検査時間が増加す
る。
たものであり、外部電源電圧が異なる場合の動作マージ
ンの低下を防止し、さらに検査時間を短縮しコストを低
減することのできる半導体集積回路装置を提供すること
を目的としている。
装置は、外部電源電圧を供給され所定レベルの基準電圧
を発生する基準電圧発生回路と、前記基準電圧発生回路
から発生された前記基準電圧と外部電源電圧との差に応
じて実質的にアナログ的に変化する制御電圧を出力する
制御電圧発生回路と、データの出力に用いられるデータ
信号を出力するデータ出力制御回路と、前記制御電圧発
生回路から出力された前記制御電圧と前記データ出力制
御回路から出力された前記データ信号とを入力され、前
記制御電圧により駆動能力を制御されつつ前記データ信
号に応じたデータの出力を行う出力回路とを備えたこと
を特徴としている。
と出力端子との間に並列に接続された低電圧動作出力部
と全電圧動作出力部とを有し、前記低電圧動作出力部は
前記制御電圧と前記データ信号とを入力され、外部電源
電圧が所定値以下の場合に駆動能力が高く、所定値より
高くなると駆動能力が徐々に低下するように制御されつ
つ前記データ信号に応じたデータの出力を行い、前記全
電圧動作出力部は前記データ信号を入力されてこのデー
タ信号に応じたデータの出力を行うものであってもよ
い。
圧をソースに入力され、前記基準電圧発生回路から発生
された前記基準電圧をゲートに入力されるPチャネルト
ランジスタと、前記Pチャネルトランジスタのドレイン
に一端が接続され、接地電圧端子に他端が接続された抵
抗とを有し、前記Pチャネルトランジスタのドレインと
前記抵抗の一端との接続ノードから前記制御電圧を出力
するものであってもよい。
値電圧が異なり、外部電源電圧をソースに入力され、前
記基準電圧発生回路から発生された前記基準電圧をゲー
トに入力される複数の並列接続されたPチャネルトラン
ジスタと、前記Pチャネルトランジスタのドレインに一
端が共通接続され、接地電圧端子に他端が接続された抵
抗とを有し、前記Pチャネルトランジスタのドレインと
前記抵抗の一端との接続ノードから前記制御電圧を出力
するものであってもよい。
を供給されて降圧し所定レベルの内部電源電圧を発生す
る内部電源降圧回路を用いてもよい。
は、外部電源電圧を供給され所定レベルの基準電圧を発
生する基準電圧発生回路と、前記基準電圧発生回路から
発生された前記基準電圧と外部電源電圧との差に応じて
実質的にアナログ的に変化する第1の制御電圧を出力す
る第1の制御電圧発生回路と、第1のレベルのデータの
出力に用いられる第1のデータ信号と、第2のレベルの
データの出力に用いられる第2のデータ信号とを出力す
るデータ出力制御回路と、前記第1の制御電圧発生回路
から出力された前記第1の制御電圧と前記データ出力制
御回路から出力された前記第1のデータ信号とを入力さ
れ、前記第1の制御電圧により駆動能力を制御されつつ
前記第1のデータ信号に応じたデータの出力を行う第1
の出力回路と、前記第1の制御電圧発生回路から出力さ
れた前記第1の制御電圧と外部電源電圧との差に応じて
実質的にアナログ的に変化する第2の制御電圧を出力す
る第2の制御電圧発生回路と、前記第2の制御電圧発生
回路から出力された前記第2の制御電圧と前記データ出
力制御回路から出力された前記第2のデータ信号とを入
力され、前記第2の制御電圧により駆動能力を制御され
つつ前記第2のデータ信号に応じたデータの出力を行う
第2の出力回路とを備えたことを特徴としている。
替わりに内部電源降圧回路を用いることもできる。
用トランジスタのコンダクタンスを連続的に徐々にアナ
ログ的に変化させることにより、外部電源電圧が高電圧
と低電圧とで切り替わる近傍での動作マージンの低下を
有効に抑えることができ、出力ノイズの発生を抑制する
ことができる。
る近傍で、データ出力トランジスタもしくは内部電源駆
動用トランジスタのコンダクタンスが連続的に徐々にア
ナログ的に変化することで、外部電源電圧に対するアク
セス時間も連続的に変化するため、急峻に変化する場合
よりも検査すべき点が減少し、検査時間が短縮される。
する。
照して第1の実施例を説明する。図1は、半導体集積回
路装置の出力回路およびこの出力回路のPチャネル出力
トランジスタのゲート電圧制御に用いる制御電圧発生回
路の構成を示す回路図、図2は制御電圧φ1及びコンダ
クタンスGの外部電源電圧依存性を示す特性図である。
図2は、横軸に外部電源電圧Vccをとり、縦軸に内部電
源電圧VINT 、制御電圧φ1及びPチャネルトランジス
タP1のコンダクタンスGをとっている。制御電圧発生
回路1は、図1(b)に示されたようにソースに外部電
源電圧Vcc、ゲートに内部電源電圧VINT を入力される
PチャネルトランジスタP1と、一端が前記トランジス
タP1のドレインに直列接続され、他端が接地電位端子
に接続された抵抗R1とを備えている。ここで、内部電
源電圧VINT は内部降圧回路9が電源電圧Vccを供給さ
れ降圧することにより生成される。そして、制御電圧φ
1は、トランジスタP1と抵抗R1との中間タップより
取り出される。いま、このトランジスタP1のゲート−
ソース間電圧Vgs(Vcc−VINT )がトランジスタP1
のしきい値電圧Vthp より小さい領域では、トランジス
タP1はカットオフしているため、制御電圧φ1の電圧
はロウレベルとなる。このVcc−VINT が、トランジス
タP1のしきい値電圧以上になるとトランジスタP1が
オンし始める。
ランジスタP1のコンダクタンスが小さいため、制御電
圧φ1はトランジスタP1と抵抗R1との分圧比によっ
て決定される。即ち、トランジスタP1の抵抗をRと
し、抵抗R1の抵抗値をR1とすれば、φ1は、R1
Vcc/(R1+R)で表わされる。従って、トランジス
タP1のゲート電圧の上昇に伴って、トランジスタP1
のコンダクタンスGが大きくなるため、結果的に外部電
源電圧Vccの上昇に連動してアナログ的に制御電圧φ1
が上昇していく。さらに外部電源電圧Vccが高くなる
と、P1のゲート−ソース間電圧Vcc−VINT が充分高
くなり、トランジスタP1の抵抗Rが抵抗R1の抵抗に
比べ無視できるようになる。ここにおいてトランジスタ
P1による電圧降下分がほぼ無くなることから制御電圧
φ1のレベルは,外部電源電圧Vccのレベルとほぼ等し
くなる。
いる出力回路の構成は、図1(a)に示されるようであ
る。この出力回路は、ソースが外部電源電圧Vcc端子、
ゲートが制御電圧発生回路1に接続されたPチャネルト
ランジスタP4と、PチャネルトランジスタP4のドレ
インにソースが接続され、ゲートにデータ出力制御回路
3が接続されたPチャネルトランジスタP3と、ソース
が外部電源電圧Vcc端子、ゲートがデータ出力制御回路
3に接続されたPチャネルトランジスタP2を有し、P
チャネルトランジスタP2、P3のドレインは、入出力
端子(I/Oパッド)4に接続されている。そして、ト
ランジスタP2は外部電源電圧に依存せずに動作する全
電圧動作出力部5を構成し、トランジスタP3、P4
は、所定電圧以下でのみ動作する低電圧動作出力部6を
構成している。トランジスタP4は、外部電源電圧Vcc
が所定電圧よりも低い場合のみ動作し、制御電圧発生回
路1から出力された制御電圧φ1によって制御される。
トランジスタP2は、外部電源電圧に依存せず、データ
出力制御回路3から出力されるデータ信号φHにより常
時動作する。これに対し、データ信号φHにより制御さ
れるトランジスタP3に直列接続されたトランジスタP
4の制御には、図2に示す外部電源電圧依存性を有する
制御電圧φ1を用いる。外部電源電圧Vccが所定の電圧
に達しない低電圧時では、前記トランジスタP4は完全
にオン状態となり、出力トランジスタのコンダクタンス
を大きくすることができる。
制御電圧φ1がアナログ的に連続して変化するため、切
り替わり点近傍での急激なコンダクタンス変化を低減で
きるため、出力ノイズなどの影響を大幅に改善する事が
可能となる。さらに、外部電源電圧が上昇すると制御電
圧φ1のレベルは外部電源電圧とほぼ等しくなるので、
前記トランジスタP4は完全にカットオフされ、高電圧
動作では出力トランジスタのコンダクタンスGを下げて
出力ノイズの低減が可能になる。
ータ出力用トランジスタ又は内部電源駆動用トランジス
タのコンダクタンスをデジタル的に変化させると、一点
鎖線L2のように外部電源電圧Vccに対するアクセス時
間が急峻に変化する。この場合には、測定点が増えて検
査工程の複雑化及び検査時間の増加を招く。
又は内部電源駆動用トランジスタのコンダクタンスを徐
々にアナログ的に変化させるため、実線L3のようにア
クセス時間は緩やかに変化する。この結果、測定点を一
点鎖線L2よりも減らすことが可能で、検査時間が短縮
される。
部電源電圧VINT を生成する内部電源降圧回路(図1
(b)参照)を図17に示す。内部電源電圧VINT は、
図2に示すように、低電圧ではほぼ外部電源電圧Vccと
同じ様に直線的に変化するが、所定の値からは外部電源
電圧Vccの変化に対して一定のレベルを維持し、外部電
源電圧Vccが所定の値を越えると、内部電源電圧VINT
もほぼ外部電源電圧Vccと同じ様に直線的に上昇する。
その内部電源電圧VINT が上昇する時の電圧値をVcur
とする。この実施例では、この様に変化する内部電源電
圧を用いるが、本発明は、この様に変化するものに限定
されない。一様に変化し、その変化率が外部電源電圧よ
り幾分小さい内部電源電圧を用いることも可能である。
このような場合には、内部電源降圧回路に替えて、所定
レベルの基準電圧を発生する基準電圧発生回路を用いて
もよい。この場合には、基準電圧を内部電源電圧に替え
てトランジスタP1のゲートに入力する。
準電位発生回路121と、内部電源を駆動するPチャネ
ルトランジスタP103と、このPチャネルトランジス
タP103のスイッチングを制御するためのPチャネル
トランジスタP101及びP102と、Nチャネルトラ
ンジスタN101〜N103からなるカレントミラー型
差動増幅部122と、抵抗R101及び抵抗R102と
を備えている。基準電位発生回路121は、外部電源電
圧Vccを供給されて、基準電位Vref を発生する。ま
た、PチャネルトランジスタP103から出力された内
部電源電圧VINTと設置電圧Vssとの差が抵抗R101
及びP102で分割されて、電位VA が発生する。
幅部122のNチャネルトランジスタN101及びN1
02のゲートにそれぞれ入力される。外部電源電圧Vcc
が低い場合を考えると、電位VA は差動基準電位Vref
よりも低い。このときは、差動増幅部122の出力電圧
VB はロウレベルになり、PチャネルトランジスタP1
03はオンする。ここで、PチャネルトランジスタP1
03の抵抗値が抵抗R101,R102に対して十分に
小さくなるように寸法を設定しておくことでほぼ外部電
源電圧Vccに等しい内部電源電圧VINT が得られる。逆
に、外部電源電圧Vccが高い場合には、電位VA は基準
電位Vref よりも高くなる。このときは差動増幅部12
2の出力電圧VB はハイレベルになり、Pチャネルトラ
ンジスタP103がオフする。これにより、内部電源電
圧VINT のレベルは、抵抗R101,R102を介して
放電するため低下していく。ここで電位VA が基準電位
Vref よりも低くなると、PチャネルトランジスタP1
03が再びオンするため、内部電源電圧VINT が一定の
レベルに保たれる。この結果電位VA が基準電位Vref
と等しくなる点で、内部電源電圧VINT が一定に保たれ
ることになる。
には基準電圧Vref >電位VA となり、ほぼ外部電源電
圧Vccに等しい内部電源電圧VINT が得られる。外部電
源電圧Vccが高い場合には、基準電圧Vref =電位VA
となる点で、内部電源電圧VINT は一定に保たれる。
基準電位発生回路121の具体的な回路構成を図18に
示す。この基準電位発生回路121は、回路131と回
路132とで構成されている。回路131は、外部電源
電圧Vccが0〜Vcur の範囲にあるときの基準電位Vre
f の特性を決定するものである。ここで、電圧Vcur
は、基準電位Vref が後述する回路132における電圧
VE と等しくなるときの外部電源電圧Vccに相当するも
のであり、この電圧から内部電源電圧VINT は図2に示
すように上昇する。また、回路132は、電源電圧Vcc
が電圧Vcur よりも大きい場合における基準電位Vref
の特性を決定するものである。回路131において、外
部電源電圧Vcc端子と接地電圧Vss端子との間に直列に
抵抗R103,R104とPチャネルトランジスタP1
04とが接続されており、抵抗R103とR104とを
接続するノードから電圧VC が発生する。ここで抵抗R
103の抵抗値は抵抗R104の抵抗値よりも十分大き
く設定されている。このため、電圧VC は外部電源電圧
Vccにほとんど依存せず一定のレベルになる。この電圧
VC が、PチャネルトランジスタP105及びP10
6、NチャネルトランジスタN104〜N106で構成
された差動増幅部141に入力される。
ss端子との間に、PチャネルトランジスタP107と、
抵抗R105とR106とが直列に接続されており、抵
抗R105とR106との間のノードより電圧VD が出
力される。この電圧VD とVC とが差動増幅部141に
入力される。この回路131において、図17における
回路と同様に、外部電源電圧Vccが高い場合には、Pチ
ャネルトランジスタP107と抵抗R105とを接続す
るノードから出力される基準電圧Vref は、一定の値に
保たれる。ただし、図17における回路ではPチャネル
トランジスタP103の抵抗値を抵抗R101,R10
2よりも十分小さく設定しているが、回路131では逆
にPチャネルトランジスタP107の抵抗値を大きく設
定している。これはPチャネルトランジスタP107及
び抵抗R105と、抵抗R106とによる抵抗分割で、
電圧VD が設定できるようにするためである。回路13
2は、抵抗R107及び抵抗R108と差動増幅部14
2、駆動用トランジスタであるPチャネルトランジスタ
P108を備えている。差動増幅部142には、抵抗R
107及び抵抗R108で外部電源電圧Vccが分割され
た電位VE と基準電圧Vref とが入力されて比較され
る。外部電源電圧Vccが0〜Vcur の範囲にあるときは
基準電圧Vref の方が電位VE より高くなる。
圧VG はハイレベルになり、PチャネルトランジスタP
108がオフする。これにより、基準電圧Vref のレベ
ルは回路131によってのみ決定される。外部電源電圧
Vccが電圧Vcur より高くなると、基準電圧Vref の方
が電位VE よりも低くなる。差動増幅部142の出力電
圧VG はロウレベルになり、PチャネルトランジスタP
108がオンする。PチャネルトランジスタP108が
オンすると、回路131の電圧VD が上昇する。これに
より、回路131の差動増幅部141の出力電圧VF は
ハイレベルになり、PチャネルトランジスタP107が
オフする。その結果、基準電圧Vref のレベルは、回路
132によって決定されることになる。外部電源電圧V
ccさらに上昇すると基準電圧Vref も上昇する。また、
外部電源電圧Vccが電圧Vcur より高い範囲で内部電源
電圧VINT が上昇している。これは、外部電源電圧Vcc
として5Vを用いる製品では、電圧使用範囲は4.5V
〜5.5Vであるが、これより高い電圧でバーイン試験
を行うためである。
する。図3(a)に、ハイレベル出力とロウレベル出力
を有する出力回路を備えた半導体集積回路装置の回路構
成を示し、この出力回路に用いる制御電圧φ2を発生す
る制御電圧発生回路を図3(b)に示す。この出力回路
は、図1(b)に示された制御電圧発生回路1と図3
(b)に示された制御電圧発生回路2を用いる。この制
御電圧発生回路2は、外部電源電圧Vcc端子に接続され
た抵抗R2と、この抵抗と直列に接続されたNチャネル
トランジスタN4とを備え、トランジスタN4のゲート
には、制御電圧発生回路1から出力された制御電圧φ1
が入力される。そして、制御電圧φ2はトランジスタN
4と抵抗R2の中間タップより取り出される。すでに第
1の実施例で述べたように制御電圧発生回路1から出力
される制御電圧φ1は、外部電源電圧Vccの上昇に伴っ
てアナログ的に連続して上昇していくので制御電圧φ2
はその逆相で変化する。この出力回路は、図1と同様に
PチャネルトランジスタP2と、Pチャネルトランジス
タP3と、PチャネルトランジスタP4を有し、さら
に、トランジスタP2に直列に接続されたNチャネルト
ランジスタN1と、トランジスタN1に並列にトランジ
スタP2と直列に接続されたNチャネルトランジスタN
3と、トランジスタN3と直列に接続されたNチャネル
トランジスタN2とを備えている。
レインは、入出力端子(I/Oパッド)4に接続されて
いる。そしてトランジスタP2は、ハイレベル
(“1”)出力の全電圧動作出力部5を構成し、トラン
ジスタP3、P4は、ハイレベル出力の低電圧動作出力
部6を構成している。また、トランジスタN1は、ロウ
レベル(“0”)出力の全電圧動作出力部51を構成
し、トランジスタN2、N3は、ロウレベル出力の低電
圧動作出力部61を構成している。ハイレベル出力用ト
ランジスタP2とロウレベル出力用トランジスタN1は
外部電源電圧に依存せず、データ出力制御回路3のハイ
レベルデータ信号φH及びロウレベルデータ信号φLに
より常時動作する。一方、データ信号φHにより制御さ
れるトランジスタP3に直列に接続されたトランジスタ
P4の制御に、図2に示されたような外部電源電圧依存
性を有する制御電圧φ1を用いれば、外部電源電圧が所
定の電圧に達しない低電圧時では前記トランジスタP4
は完全にオン状態となり、出力トランジスタのコンダク
タンスを大きくすることができる。低電圧と高電圧の切
り替わり点近傍では、制御電圧φ1がアナログ的に連続
して変化するために切り替わり点近傍での急激なコンダ
クタンス変化を低減できる。その結果、出力ノイズなど
の影響が大幅に改善することが可能になる。
電圧φ1のレベルは外部電源電圧Vccとほぼ等しくなる
ので、トランジスタP4は完全にカットオフし、高電圧
時に出力トランジスタのコンダクタンスを下げて出力ノ
イズを低減化することができる。また、ロウレベル出力
の場合も同様に応用することができる。この場合には、
データ信号φLにより制御されるトランジスタN3に直
列に接続されたトランジスタN2を図1(b)に示す制
御電圧φ1と逆相の図3(b)に示す制御電圧φ2で制
御する。
例を説明する。図4は、本実施例において用いられる制
御電圧発生回路の回路構成図、図5は、この制御電圧発
生回路から発生される制御電圧の外部電源電圧依存性を
示す特性図である。この制御電圧発生回路は、ソースに
外部電源電圧Vcc、ゲートに内部電源電圧VINT を入力
されるPチャネルトランジスタP1と、同じくソースに
外部電源電圧Vcc、ゲートに内部電源電圧VINT を入力
されるPチャネルトランジスタP8と、一端がトランジ
スタP1,P8のドレインに直列接続され、他端が接地
電圧Vss端子に接続された抵抗R1とを備えている。そ
して、制御電圧φ1はトランジスタP1,P8と抵抗R
1の中間タップより取り出される。前述のように、トラ
ンジスタのゲート−ソース間電圧Vgs(Vcc−VINT )
がそのトランジスタのしきい値電圧より小さい領域では
カットオフしているため、制御電圧φ1の電圧はロウレ
ベルとなる。このVcc−VINT が、トランジスタのしき
い値電圧以上になるとオンし始める。このオンし始める
領域では、トランジスタのコンダクタンスが小さいた
め、制御電圧φ1はトランジスタと抵抗との分圧比によ
って決定される。
に伴ってトランジスタのコンダクタンスが大きくなるた
め、結果的に外部電源電圧Vccの上昇に連動してアナロ
グ的に制御電圧φ1の電圧が上昇していく。さらに外部
電源電圧Vccが高くなると、トランジスタのゲート電圧
が充分高くなり、トランジスタの抵抗が抵抗R1に比べ
無視できるようになる。ここにおいて、トランジスタに
よる電圧降下分がほぼ無くなることから、制御電圧φ1
のレベルは外部電源電圧Vccのレベルとほぼ等しくな
る。本実施例では、このトランジスタとしてしきい値電
圧が互いに異なるそれぞれVt1及びVt2であるトランジ
スタP1,P8を用いている。例えば、|Vt1|<|V
t2|とすると、トランジスタのゲート−ソース間電圧
(Vcc−VINT )は、トランジスタP1,P8のしきい
値電圧|Vt1|、|Vt2|より小さい領域では2つのト
ランジスタはカットオフしているので、基準電圧φ1
は、ロウレベルになる。このVcc−VINT がトランジス
タP1のしきい値電圧Vt1より大きく、トランジスタP
8のしきい値電圧Vt2より小さい領域では、トランジス
タP1のみがオンし始めるので、制御電圧φ1は図5に
示すように緩やかに上昇し始める。
大きくなると、トランジスタP8もオンし始め、外部電
源電圧Vccが十分高くなると、両トランジスタP1,P
8のゲート電圧が十分高くなり、トランジスタの分圧が
ゼロに近くなって制御電圧φ1のレベルは、外部電源電
圧Vccのレベルとほぼ等しくなる。したがって、制御電
圧φ1の上昇傾向は、前の領域より更に急になる。この
実施例ではトランジスタとして2つ用いているが、もっ
と多く用いても良い。数を増やすと、制御電圧の上昇は
始めは緩やかに変化し、外部電源電圧にほぼ等しくなる
付近では急上昇するように曲線的に変化させることがで
きる。このように複数のトランジスタを用いることによ
り、トランジスタのコンダクタンスの変化に不連続点が
生じるようなおそれはなくなり、高電圧動作領域で完全
にオフさせることができる。この制御電圧は、内部電源
駆動用やデータ出力用トランジスタに適用することがで
きる。
する。この図6は、ロウレベル出力を有する出力回路を
備えた半導体集積回路装置の回路構成図である。この出
力回路に用いる制御電圧φ2は、例えば図3(b)に示
す制御電圧発生回路を用い、制御電圧φ1は、例えば図
2もしくは図5に示す特性を有する図1(b)の制御電
圧発生回路を用いる。この出力回路は、Nチャネルトラ
ンジスタN1と、トランジスタN1に並列に接続された
NチャネルトランジスタN3と、トランジスタN3と直
列に接続されたNチャネルトランジスタN2とを備えて
いる。トランジスタN1,N3のドレインは入出力端子
4に接続されている。また、トランジスタN1はロウレ
ベル出力の全電圧動作出力部51を構成し、トランジス
タN2,N3は、ロウレベル出力の低電圧動作出力部6
1を構成している。ロウレベル出力用トランジスタN1
は、外部電源電圧に依存せず、データ出力制御回路3の
ロウレベルデータ信号φLにより常時動作する。データ
信号φLで制御されるトランジスタN3に直列接続され
たトランジスタN2は、制御電圧φ1とは逆相の制御電
圧φ2で制御される。外部電源電圧が低電圧と高電圧の
切り替わり点近傍では、制御電圧φ2がアナログ的に連
続して変化するために切り替わり点近傍での急激なコン
ダクタンス変化を低減できる。その結果、出力ノイズな
どの影響を大幅に改善することが可能である。さらに、
外部電源電圧が上昇すると、前記トランジスタN2は完
全にカットオフし、出力回路は、低電圧動作出力部は動
作しなくなる。
する。上述した第1の実施例では、図1に示されたよう
に出力回路がPチャネルトランジスタP2を有する全電
圧動作出力部5とPチャネルトランジスタP3及びP4
を有する低電圧動作出力部6とを備えていた。これらの
出力トランジスタは寸法を大きくする必要があり、3つ
形成すると素子面積は大きくなる。
路としてPチャネルトランジスタP2を一つ備えてい
る。このPチャネルトランジスタP2のゲートに入力す
る制御信号φ4には、データ出力制御回路3から出力さ
れるデータ信号φHと、PチャネルトランジスタP2の
コンダクタンスが低電圧時に大きくなるように制御する
制御信号VINT とを合成した特性を持たせる必要があ
る。このような制御信号φ4を生成する回路が制御回路
13である。
3から出力されたデータ信号φHを入力されるPチャネ
ルトランジスタP31及びNチャネルトランジスタN3
1から成るインバータIN1と、このインバータIN1
の出力端子に入力端子が接続されPチャネルトランジス
タP2のゲートに出力端子が接続されたPチャネルトラ
ンジスタP32及びNチャネルトランジスタN32から
成るインバータIN2と、NチャネルトランジスタN3
2のソースに制御信号φ3を入力するための内部降圧回
路9、PチャネルトランジスタP1及び抵抗R1から成
る回路を有している。ここで、制御信号VINT を生成す
る内部降圧回路9、PチャネルトランジスタP1及び抵
抗R1から成る回路の構成は、図1(b)に示された内
部電源降圧回路と同一である。
号φ3の外部電源電圧Vccに対する変化を示す。内部電
源電圧VINT は、図2を用いて上述したように低電圧領
域では外部電源電圧Vccとほぼ同様に変化し、所定値以
上になると一定レベルを維持し、外部電源電圧Vccが所
定値以上の高電圧領域では外部電源電圧Vccとほぼ同様
に変化する。また、このような内部電源電圧VINT をゲ
ートに入力されるPチャネルトランジスタP1と抵抗R
1とを接続するノードから出力される制御信号φ3は、
低電圧領域ではほぼ0Vに等しく、高電圧領域では外部
電源電圧領域Vccの上昇に伴い直線的に増加する特性を
有する。このような制御信号φ3をインバータIN2の
NチャネルトランジスタN32のソースに入力すると、
低電圧領域では通常のインバータとほぼ同様に動作し、
PチャネルトランジスタP2のゲートにはデータ出力制
御回路3から出力されたデータ信号φHとほぼ同様なデ
ータ信号φ4を与える。高電圧領域になると、インバー
タIN2のNチャネルトランジスタN32のソース電位
が次第に上昇していくため、このインバータIN2から
出力されるデータ信号φ4の電圧はデータ出力制御回路
3から出力される本来のデータ信号φHよりも電位がや
や高いものとなっていく。よって、このデータ信号φ4
をゲートに入力されたPチャネルトランジスタP2の駆
動能力は、外部電源電圧Vccが低電圧のとき高く、高電
圧になると徐々に低下していく。この結果、出力回路を
1つのPチャネルトランジスタP2で構成することがで
き、素子面積を縮小することが可能となる。
部電源電圧Vccが高電圧になるにつれて上昇していき、
外部電源電圧Vccとレベルが一致するようになると、イ
ンバータIN2はもはやインバータとして動作しなくな
る。この結果、PチャネルトランジスタP2には全くデ
ータ信号φ4は入力されなくなる。このような現象を回
避するためには、制御信号φ3が外部電源電圧Vccより
も低いレベルを保つようにする必要がある。
ネルトランジスタP1のソースと抵抗R1の一端との間
に抵抗R3が付加されており、この抵抗R3と抵抗R1
との接続ノードより制御信号φ3を取り出すようにして
いる。このように抵抗R3を付加することで、制御信号
φ3は外部電源電圧Vccよりも低いレベルを維持するこ
とができ、インバータIN2の動作が保証され、トラン
ジスタP2へのデータ信号φ4の入力が高電圧時にも可
能になる。
の替わりにPチャネルトランジスタP33を用いている
点が第6の実施例と相違する。Pチャネルトランジスタ
P33は抵抗素子として用いられ、ゲートにはPチャネ
ルトランジスタP1と同様に制御信号VINT が入力され
る。
第7の実施例におけるインバータIN1及びIN2の替
わりにPチャネルトランジスタP34及びP35、イン
バータIN3、NチャネルトランジスタN33及びN3
4から成る回路を用いている。データ出力制御回路3か
ら出力されたデータ信号φHはPチャネルトランジスタ
P34のゲートに入力され、さらにインバータIN3で
反転されたデータ信号/φHがPチャネルトランジスタ
P35のゲートに入力される。抵抗R3と抵抗R4との
接続ノードから生成された制御信号φ3は、Nチャネル
トランジスタN33及びN34のソースに入力される。
PチャネルトランジスタP35のドレインとNチャネル
トランジスタN34のドレイン、及びNチャネルトラン
ジスタN33のゲートが接続されたノードから制御信号
φ4が出力され、PチャネルトランジスタP2のゲート
に入力される。これにより、第5〜第7の実施例と同様
に低電圧時には高電圧時よりもPチャネルトランジスタ
P2の駆動能力を高めるようにしてデータの出力を行う
ことができる。
として1つのPチャネルトランジスタP2を用いてい
る。これに対し、図12に示された第9の実施例では、
二つのPチャネルトランジスタP2及びP36を用いて
いる。PチャネルトランジスタP2及びP36は、外部
電源電圧Vcc端子と入出力端子4との間に並列に接続さ
れている。
タ信号φHが、図7を用いて説明した制御回路13に入
力され、制御信号φ4が生成されてPチャネルトランジ
スタP2のゲートに入力される。これにより、Pチャネ
ルトランジスタP2は外部電源電圧Vccが低電圧の時に
高電圧の時よりも高い駆動能力を持つように制御された
状態で、ソースから出力を行う。また、データ出力制御
回路3から出力されたデータ信号φHはPチャネルトラ
ンジスタP36のゲートにも入力される。これにより、
入出力端子4は二つのPチャネルトランジスタP2及び
P36のソースから出力された電流を合計したものによ
り充電され、データが出力される。
説明する。この図13は、図2もしくは図5に示す特性
を有する制御電圧φ1を利用した内部電源降圧回路図で
あって、外部電源電圧Vccを受ける内部降圧電源駆動用
トランジスタとの内部降圧制御回路の概略図を示したも
のである。この回路は、ソースが外部電源電圧Vcc端
子、ゲートが制御電圧発生回路1に接続されたPチャネ
ルトランジスタP7と、トランジスタP7のドレインに
ソースが接続され、ゲートに内部降圧制御回路7が接続
されたPチャネルトランジスタP6と、ソースが外部電
源電圧Vcc端子、ゲートが内部降圧制御回路7に接続さ
れたPチャネルトランジスタP5とを有し、トランジス
タP5,P6のドレインから内部電源電圧VINT が出力
される。トランジスタP5は、外部電源電圧に依存せず
に動作する。トランジスタP7は外部電源電圧が所定電
圧よりも低い場合のみ動作し、制御電圧発生回路1から
のゲート信号φ1によって制御される。また、この回路
はトランジスタP5を有する高電圧動作領域5とトラン
ジスタP6,P7を有する低電圧動作領域6とを備えて
いる。内部電源駆動用トランジスタP5は、内部降圧制
御回路7からの制御信号φDのみにより制御される。
タP7のゲートに制御電圧φ1を入力することにより、
第1の実施例と同様に低電圧と高電圧の切り替わり点で
の内部降圧電源駆動用トランジスタの急激なコンダクタ
ンス変化による内部降圧電圧の急激な変化並びにスイッ
チングノイズを防ぎ、マージンを確保した動作の実現が
可能となる。この内部電源降圧回路は、図6に示すよう
なNチャネルトランジスタを用いた出力回路にも適用す
ることができる。
説明する。この図14は、図2もしくは図5に示す特性
を有する制御電圧φ1を用いた内部電源降圧回路図であ
り、外部電源電圧Vccを受ける内部降圧電源駆動用トラ
ンジスタと内部降圧制御回路の概略図を示したものであ
る。ソースが外部電源電圧Vcc端子、ゲートが制御電圧
発生回路1に接続されたPチャネルトランジスタP7
と、トランジスタP7のドレインにソースが接続され、
ゲートに内部降圧制御回路7が接続されたPチャネルト
ランジスタP6と、ソースが外部電源電圧Vcc端子、ゲ
ートが内部降圧制御回路7に接続されたPチャネルトラ
ンジスタP5を有し、トランジスタP5,P6のドレイ
ンから内部電源電圧VINT が出力されるようになってい
る。
あるが、この実施例では制御電圧発生回路1とトランジ
スタP7のゲートとの間に出力端子が非反転入力端子に
接続された差動増幅器8が接続されている。この増幅器
8の反転入力端子に制御電圧発生回路1の出力端子が接
続され、出力端子にトランジスタP7のゲートが接続さ
れている。この増幅器8を用いることによりトランジス
タの駆動能力を向上させることができる。トランジスタ
P5は、外部電源電圧に依存せずに動作する。トランジ
スタP7は外部電源電圧が所定電圧よりも低い場合のみ
動作し、制御電圧発生回路1から出力された制御電圧φ
1によって制御される。内部電源駆動用トランジスタP
5は、内部降圧制御回路7からの制御信号φDのみによ
り制御される。
る。図15に、所定の電源電圧で動作するトランジスタ
の出力部の構成を示す。半導体基板には、出力部の全電
圧動作出力部5と低電圧動作出力部6が形成されてい
る。この半導体基板には、さらに制御電圧φ1を発生す
る制御電圧発生回路11と制御信号φを発生する制御信
号発生回路12が形成されている。この集積回路装置に
おいて、外部電源電圧Vccが所定の電圧より高い場合に
は制御信号発生回路12からの出力信号φにより制御さ
れて全電圧動作出力部5が動作し、出力電圧Vout を出
力する。外部電源電圧Vccが所定電圧より低い場合に
は、低電圧動作出力部6は出力信号φによって制御され
て動作し、その中に含まれる動作トランジスタ(図示せ
ず)は制御電圧発生回路11からの制御電圧φ1によっ
て制御され、出力電圧Vout を出力する。動作トランジ
スタが内部電源駆動用の場合は、出力電圧Vout として
内部電源電圧VINT が出力され、データ出力用の場合は
この出力電圧は半導体基板の出力端子(図示せず)から
出力される。低電圧動作出力部6に入力される制御電圧
φ1は、図2又は図5のような外部電源電圧依存性を有
し、制御電圧発生回路11から発生する。この制御電圧
φ1は動作トランジスタのゲートに印加されてこのトラ
ンジスタを制御する。この制御電圧φ1を用いることに
より、電源電圧の低電圧と高電圧の切り替わる領域での
動作トランジスタの急激なコンダクタンス変化による内
部降圧電圧の急激な変化やスイッチングノイズを防ぎ、
マージンを確保した動作が可能になる。
導体集積回路装置について説明する。図16に半導体集
積回路装置の出力回路の構成を示す。この出力回路は、
外部電源電圧Vccが所定電圧より低い領域でのみ動作す
る低電圧動作出力部21と外部電源電圧Vccの全ての電
圧領域で動作する全電圧動作出力部20及びこれら出力
部の出力側に接続された入出力端子4とを備えており、
さらに、低電圧動作出力部21のトランジスタP4、N
2のゲートに印加される制御電圧φ1、φ2を発生する
制御電圧発生回路22が設けられている。全電圧動作出
力部20の出力トランジスタP2、N1は、このトラン
ジスタのゲートに入力する出力制御回路(図示せず)か
らの制御信号φH、φLによって制御される。制御電圧
φ1、φ2は、それぞれCMOS転送ゲートC20、C
21を介してトランジスタP4、N2のゲートに接続さ
れる。ハイレベル出力の場合において、転送ゲートC2
0を構成するPチャネルトランジスタのゲートにはハイ
レベル出力制御信号であるゲート信号φHが接続され、
そのNチャネルトランジスタのゲートにはゲート信号φ
Hを入力とするインバータIN20の出力が接続されて
いる。このような構成により、ゲート信号φHがロウレ
ベルになると、転送ゲートC20がオン状態(転送可能
状態)となり、低電圧動作出力部21の出力トランジス
タP4のゲートに制御電圧φ1が印加されることにな
る。
依存性を示す制御電圧φ1により、出力トランジスタP
4は、外部電源電圧Vccに対して低電圧と高電圧との切
り替わり領域で実質的にそのコンダクタンスをアナログ
的に連続的に変化させることが可能になる。また、ハイ
レベル出力をしない場合には、Pチャネルトランジスタ
P22は出力トランジスタP4のゲートをハイレベルに
固定し、このトランジスタをカットオフ状態に保つ。
ル出力の場合と同じくCMOS転送ゲートC21を構成
するNチャネルトランジスタのゲートにはロウレベル出
力制御信号であるゲート信号φLが入力され、そのPチ
ャネルトランジスタのゲートには、ゲート信号φLを入
力とするインバータIN21の出力が入力される。ロウ
レベル出力時には、ゲート信号φLがハイレベルになる
と転送ゲートC21がオン状態となり、低電圧動作出力
部21の出力トランジスタN2のゲートに制御電圧φ2
が印加されることになる。その結果、制御電圧φ1の逆
相となる制御電圧φ2により出力トランジスタN2が制
御される。ロウレベル出力をしない場合にはNチャネル
トランジスタN22は出力トランジスタN2のゲート電
圧をロウレベルに固定して出力トランジスタN2をカッ
トオフ状態に保つ。このように制御することで、低電圧
と高電圧の切り替わり領域におけるトランジスタの急激
なコンダクタンスの変化が防止され、動作マージンが確
保される。
の差に応じ、外部電源電圧に比例して実質的にアナログ
的に変化する電圧をゲート電圧として内部電源駆動用ト
ランジスタや出力用トランジスタに印加することにより
低電圧と高電圧の切り替わり点におけるこれらのトラン
ジスタの急激なコンダクタンス変化による内部降圧電圧
の急激な変化並びにスイッチングノイズを防ぎ、マージ
ンを確保した動作の実現が可能となる。
トランジスタに印加するゲート電圧がアナログ的に変化
することで外部電源電圧に対するアクセス時間の変化が
アナログ的に緩やかに変化し、検査すべき点が減少し検
査時間が短縮されてコスト低減に寄与することができ
る。
置及びこの半導体集積回路装置に用いる制御電圧発生回
路の構成を示した回路図。
ランジスタP1のコンダクタンスの外部電源電圧依存性
を示す特性図。
置の出力回路の構成及びこの出力回路に用いる制御電圧
発生回路の構成を示した回路図。
置の制御電圧発生回路の構成を示した回路図。
外部電源電圧依存性を示す特性図。
置の構成を示した回路図。
置の構成を示した回路図。
置の構成を示した回路図。
置の構成を示した回路図。
装置の構成を示した回路図。
積回路装置の発生電圧の外部電源電圧依存性を示す特性
図。
装置の構成を示した回路図。
路装置の構成を示した回路図。
路装置の構成を示した回路図。
路装置の構成を示した回路図。
路装置の構成を示した回路図。
回路)の構成を示した回路図。
示した回路図。
路図。
発生電圧の外部電源電圧依存性を示す特性図。
集積回路装置と従来の装置とを比較するための外部電源
電圧とアクセス時間との関係を示したグラフ。
Claims (9)
- 【請求項1】外部電源電圧を供給され所定レベルの基準
電圧を発生する基準電圧発生回路と、 前記基準電圧発生回路から発生された前記基準電圧と外
部電源電圧との差に応じて実質的にアナログ的に変化す
る制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、 データの出力に用いられるデータ信号を出力するデータ
出力制御回路と、 前記制御電圧発生回路から出力された前記制御電圧と前
記データ出力制御回路から出力された前記データ信号と
を入力され、前記制御電圧により外部電源電圧に対して
アナログ的に駆動能力を制御されつつ前記データ信号に
応じたデータの出力を行う出力回路とを備えたことを特
徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項2】前記出力回路は、外部電源電圧端子と出力
端子との間に並列に接続された低電圧動作出力部と全電
圧動作出力部とを有し、 前記低電圧動作出力部は前記制御電圧と前記データ信号
とを入力され、外部電源電圧が所定値以下の場合に駆動
能力が高く、所定値より高くなると駆動能力が徐々に低
下するように制御されつつ前記データ信号に応じたデー
タの出力を行い、 前記全電圧動作出力部は前記データ信号を入力されてこ
のデータ信号に応じたデータの出力を行うものであるこ
とを特徴とする請求項1記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項3】前記制御電圧発生回路は、外部電源電圧を
ソースに入力され、前記基準電圧発生回路から発生され
た前記基準電圧をゲートに入力されるPチャネルトラン
ジスタと、 前記Pチャネルトランジスタのドレインに一端が接続さ
れ、接地電圧端子に他端が接続された抵抗とを有し、 前記Pチャネルトランジスタのドレインと前記抵抗の一
端との接続ノードから前記制御電圧を出力することを特
徴とする請求項1又は2記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項4】前記制御電圧発生回路は、相互に閾値電圧
が異なり、外部電源電圧をソースに入力され、前記基準
電圧発生回路から発生された前記基準電圧をゲートに入
力される複数の並列接続されたPチャネルトランジスタ
と、 前記Pチャネルトランジスタのドレインに一端が共通接
続され、接地電圧端子に他端が接続された抵抗とを有
し、 前記Pチャネルトランジスタのドレインと前記抵抗の一
端との接続ノードから前記制御電圧を出力することを特
徴とする請求項1又は2記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項5】外部電源電圧を供給されて降圧し所定レベ
ルの内部電源電圧を発生する内部電源降圧回路と、 前記内部電源降圧回路から発生された前記内部電源電圧
と外部電源電圧との差に応じて実質的にアナログ的に変
化する制御電圧を出力する制御電圧発生回路と、 データの出力に用いられるデータ信号を出力するデータ
出力制御回路と、 前記制御電圧発生回路から出力された前記制御電圧と前
記データ出力制御回路から出力された前記データ信号と
を入力され、前記制御電圧により外部電源電圧に対して
アナログ的に駆動能力を制御されつつ前記データ信号に
応じたデータの出力を行う出力回路とを備えたことを特
徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項6】前記出力回路は、外部電源電圧端子と出力
端子との間に並列に接続された低電圧動作出力部と全電
圧動作出力部とを有し、 前記低電圧動作出力部は前記制御電圧と前記データ信号
とを入力され、外部電源電圧が所定値以下の場合に駆動
能力が高く、所定値より高くなると駆動能力が徐々に低
下するように制御されつつ前記データ信号に応じたデー
タの出力を行い、 前記全電圧動作出力部は前記データ信号を入力されてこ
のデータ信号に応じたデータの出力を行うものであるこ
とを特徴とする請求項5記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項7】前記制御電圧発生回路は、外部電源電圧を
ソースに入力され、前記内部電源降圧回路から発生され
た前記内部電源電圧をゲートに入力されるPチャネルト
ランジスタと、 前記Pチャネルトランジスタのドレインに一端が接続さ
れ、接地電圧端子に他端が接続された抵抗とを有し、 前記Pチャネルトランジスタのドレインと前記抵抗の一
端との接続ノードから前記制御電圧を出力することを特
徴とする請求項5記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項8】外部電源電圧を供給され所定レベルの基準
電圧を発生する基準電圧発生回路と、 前記基準電圧発生回路から発生された前記基準電圧と外
部電源電圧との差に応じて実質的にアナログ的に変化す
る第1の制御電圧を出力する第1の制御電圧発生回路
と、 第1のレベルのデータの出力に用いられる第1のデータ
信号と、第2のレベルのデータの出力に用いられる第2
のデータ信号とを出力するデータ出力制御回路と、 前記第1の制御電圧発生回路から出力された前記第1の
制御電圧と前記データ出力制御回路から出力された前記
第1のデータ信号とを入力され、前記第1の制御電圧に
より駆動能力を制御されつつ前記第1のデータ信号に応
じたデータの出力を行う第1の出力回路と、 前記第1の制御電圧発生回路から出力された前記第1の
制御電圧と外部電源電圧との差に応じて実質的にアナロ
グ的に変化する第2の制御電圧を出力する第2の制御電
圧発生回路と、 前記第2の制御電圧発生回路から出力された前記第2の
制御電圧と前記データ出力制御回路から出力された前記
第2のデータ信号とを入力され、前記第2の制御電圧に
より駆動能力を制御されつつ前記第2のデータ信号に応
じたデータの出力を行う第2の出力回路とを備えたこと
を特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項9】外部電源電圧を供給されて降圧し所定レベ
ルの内部電源電圧を発生する内部電源降圧回路と、 前記内部電源降圧回路から発生された前記内部電源電圧
と外部電源電圧との差に応じて実質的にアナログ的に変
化する第1の制御電圧を出力する第1の制御電圧発生回
路と、 第1のレベルのデータの出力に用いられる第1のデータ
信号と、第2のレベルのデータの出力に用いられる第2
のデータ信号とを出力するデータ出力制御回路と、 前記第1の制御電圧発生回路から出力された前記第1の
制御電圧と前記データ出力制御回路から出力された前記
第1のデータ信号とを入力され、前記第1の制御電圧に
より駆動能力を制御されつつ前記第1のデータ信号に応
じたデータの出力を行う第1の出力回路と、 前記第1の制御電圧発生回路から出力された前記第1の
制御電圧と外部電源電圧との差に応じて実質的にアナロ
グ的に変化する第2の制御電圧を出力する第2の制御電
圧発生回路と、 前記第2の制御電圧発生回路から出力された前記第2の
制御電圧と前記データ出力制御回路から出力された前記
第2のデータ信号とを入力され、前記第2の制御電圧に
より駆動能力を制御されつつ前記第2のデータ信号に応
じたデータの出力を行う第2の出力回路とを備えたこと
を特徴とする半導体集積回路装置。
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