DE69416192T2

DE69416192T2 - Integrierte Halbleiterschaltung

Info

Publication number: DE69416192T2
Application number: DE69416192T
Authority: DE
Inventors: Masaru Yokohama-Shi Kanagawa-Ken Koyanagi; Eiichi Yohohama-Shi Kanagawa-Ken Makino
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-05-15
Filing date: 1994-05-13
Publication date: 1999-06-24
Anticipated expiration: 2014-05-14
Also published as: DE69416192D1; EP0625824A2; US5570038A; JP2896305B2; US5491430A; EP0625824A3; JPH0736557A; EP0625824B1; US5955891A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, die umfaßt:
einer Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung im Ansprechen darauf, daß an sie eine Versorgungsspannung angelegt wird;
eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung zum Ausgeben einer Steuerspannung, die sich im wesentlichen in einer analogen Weise gemäß der Differenz zwischen der von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugten Referenzspannung und der Versorgungsspannung ändert; und
eine Datenausgabe-Steuerschaltung zum Ausgeben eines zum Ausgeben von Daten verwendeten Datensignals.
Eine derartige integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung ist in der US-4,906,866 offenbart. Insbesondere (obwohl nicht ausschließlich) betrifft die Erfindung eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, die eine Vielzahl von Versorgungsspannungen verwendet, um so einer mikrominiaturisierten Struktur zu entsprechen.
In der integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung sind die Elemente davon nun mit dem zunehmenden Erfordernis nach einer höheren Integrationsrate schnell mikrominiaturisiert worden. Wenn deshalb eine externe Versorgungsspannung Vcc angelegt wird, so wie dies bei integrierten Schaltungen gemacht wird, die aus einem Halbleitersubstrat gebildet sind, ergeben sich verschiedene Probleme dahingehend, daß ein Gateoxidfilm oder die Elemente ausfallen, heiße Träger erzeugt werden, etc., so daß die Zuverlässigkeit und die Lebensdauer der integrierten Schaltungen herabgesetzt werden. Um diese Probleme zu beseitigen wurde gefordert, eine Herabsetzungs-Schaltung (Deboosting-Schaltung) für die interne Versorgungsspannung bereitzustellen, um eine externe Versorgungsspannung innerhalb der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung selbst zu verringern. Beispielsweise wird eine externe Versorgungsspannung von 5 V durch eine interne Versorgungsspannungs-Deboosting-Schaltung auf ungefähr 3 V heruntergesetzt. Wenn dieser heruntergesetzte Versorgungsspannung verwendet wird, ist es auch möglich, den Leistungsverbrauch der Halbleitereinrichtung herabzusetzen.
Obwohl die Herabsetzungsschaltung für die interne Versorgungsspannung für die Halbleitereinrichtung angewendet worden ist, ist es wegen der voranstehend beschriebenen Gründe schwierig gewesen, einen Spielraum sowohl bei dem Niederspannungsbetrieb als auch bei dem Hochspannungsbetrieb in den gleichen integrierten Schaltungen sicherzustellen. Da die Transistor-Ansteuerfähigkeit abnimmt, wenn die Versorgungsspannung gering ist, sind die Leitfähigkeiten des Datenausgabetransistors und auch des Ansteuertransistors für die interne Spannungsversorgung erhöht worden, um das Absinken der Transistoransteuerungsfähigkeit zu ergänzen und um eine Verzögerung in der Datenausgabe und einen Abfall der intern herabgesetzten Versorgungsspannung weiter zu kompensieren. Wenn im Gegensatz dazu die Versorgungsspannung hoch ist, nimmt das Ausgangsrauschen zu, da die Transistoransteuerfähigkeit zunimmt. Um die voranstehend erwähnten Probleme zu beseitigen, ist eine derartige integrierte Schaltungseinrichtung vorgeschlagen worden, bei der eine Umschaltschaltung zusätzlich bereitgestellt wird, um die Leitfähigkeiten des Datenausgabetransistors und des Ansteuertransistors für die interne Spannungsversorgung nur bei dem Betrieb mit der niedrigen Versorgungsspannung zu erhöhen, im Gegensatz zu dem Betrieb mit der hohen Versorgungsspannung.
Fig. 19 zeigt eine Schaltung, auf die sich die Erfindung bezieht und die mit einem Ansteuertransistor für die integrierte Spannungsversorgung versehen ist, um die Stromzuführungsfähigkeit der internen Herabsetzungsschaltung zu erhöhen, wenn die externe Versorgungsspannung niedrig ist. Diese Schaltung ist gebildet aus einem P-Kanaltransistor P12 mit einer Source, die mit einem externen Versorgungsspannungs-(Vcc)-Anschluß verbunden ist, und einem Gate, das mit einer Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 verbunden ist, einem P-Kanaltransistor P11 mit einer Source, die mit einer Drain des P-Kanaltransistors P12 verbunden ist, und einem Gate, das mit einer internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 verbunden ist, und einem P-Kanaltransistor P10 mit einer Source, die mit dem Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) verbunden ist, und einem Gate, das mit der internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 verbunden ist. In dieser Schaltung wird eine interne Versorgungsspannung Vint von den Drains der zwei P-Kanaltransistoren P10 und P11 ausgegeben. In der Zeichnung arbeitet der P-Kanaltransistor P10 auf Grundlage eines Steuersignals φD, das von der internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 angelegt wird, ohne von der externen Versorgungsspannung abzuhängen. Der P-Kanaltransistor P12 wird auf Grundlage einer Steuerspannung φA gesteuert, die von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 an das Gate davon angelegt wird, um so nur dann betriebsbereit zu sein, wenn die externe Versorgungsspannung niedriger als die vorgegebene Spannung ist. Demzufolge ist die Ausgabeschaltung, die den Ansteuertransistor für die interne Versorgungsspannung aufweist, gebildet aus einem mit der vollen Spannung arbeitenden Ausgabeabschnitt 5, der mit dem Transistor P10 versehen ist und der ohne von der externen Versorgungsspannung abzuhängen arbeitet, und einem mit niedriger Spannung arbeitenden Ausgabeabschnitt 6, der mit den zwei Transistoren P11 und P12 versehen ist und nur dann arbeitet, wenn die externe Versorgungsspannung niedriger als die vorgegebene Spannung ist.
Fig. 20 zeigt die Abhängigkeit der Steuerspannung φA von der externen Versorgungsspannung Vcc. Fig. 20 zeigt, daß die Steuerspannung φA in dem Niederspannungs-Betriebsbereich auf ungefähr Null Volt gehalten wird. Wenn jedoch die externe Versorgungsspannung Vcc einen vorgegebenen Wert erreicht, dann steigt jedoch die Steuerspannung φA abrupt digital an. Wenn die Gatespannung des ansteuernden P-Kanaltransistors P12 digital geändert wird, wie voranstehend beschrieben, existiert ein Problem dahingehend, daß ein fehlerhafter Betrieb leicht aufgrund einer Erzeugung eines Versorgungsspannungsrauschens existiert, da sich auch das intern herabgesetzte Potential bei dem Ein-Aus-Schaltpunkt des Ansteuertransistors abrupt ändert. Wenn die Schaltung ferner in der Nähe der geschalteten Spannung betrieben wird, existiert ein Problem dahingehend, daß der Schaltungsbetrieb instabil wird, da die interne Versorgungsspannung Vint in einen diskontinuierlichen Bereich übergeht.
Um die Leitfähigkeit des Ausgabetransistors zu erhöhen, so daß die Datenausgabegeschwindigkeit zunimmt, wenn die externe Versorgungsspannung niedrig ist, kann das Ausgangsrauschen nicht verringert werden, wenn die Gatespannung des Ausgangstransistors so gesteuert wird, daß sie wie in Fig. 20 gezeigt digital auf einen vorgegebenen Wert ansteigt, da sich die Leitfähigkeit des Ausgabetransistors in der Nähe der Spannung, bei der der Ausgabetransistor von ein auf aus umgeschaltet wird, abrupt ändert, mit dem Ergebnis, daß ein fehlerhafter Betrieb auftritt. Da ferner ein diskontinuierlicher Punkt in dem Ausgabetransistor in der Nähe der geschalteten Spannung erzeugt wird, existiert ein Problem dahingehend, daß dies einen schädlichen Einfluß auf die dynamischen Eigenschaften der Schaltung ausübt.
Wenn die Gatespannung des Ansteuertransistors P12 digital geändert wird, nehmen zusätzlich die Herstellungskosten davon zu, da der Inspektionsprozeß kompliziert wird.
Mit näheren Einzelheiten zeigt die Fig. 21 die Änderung der Zugriffszeit gemäß der externen Versorgungsspannung Vcc. Für den Fall der Einrichtung, die keine Schaltung zum Umschalten des Leitfähigkeitswerts des Datenausgabetransistors oder des Ansteuertransistors für die interne Versorgungsspannung gemäß der externen Versorgungsspannung Vcc aufweist, wie mit der gestrichelten Linie L1 gezeigt, nimmt die Zugriffszeit mit abnehmender externer Versorgungsspannung Vcc zu.
In der Schaltung bezüglich der Erfindung, wie in Fig. 19 gezeigt, kann die Zugriffszeit abrupt verringert werden, wie mit der strichpunktierten Linie L2 gezeigt, da der P-Kanaltransistor P12 in der Nähe der externen Versorgungsspannung Vcc eingeschaltet wird.
Soweit sich die Zugriffszeit kontinuierlich ändert, wie mit der gestrichelten Linie L1 gezeigt, existiert kein Problem, da die Schaltungseinrichtung durch Messen der Zugriffszeit an nur zwei Punkten A und B untersucht wird. Für den Fall der Schaltungseinrichtung, bei der sich die Zugriffszeit abrupt ändert, wie mit der strichpunktierten Linie L2 gezeigt, ist es jedoch erforderlich, die Zugriffszeit an einer Vielzahl von Punkten C1, C2, C3, ... (die Zugriffszeit ändert sich an diesen Punkten abrupt) zu messen. Dies liegt daran, daß ein fehlerhafter Betrieb an oder in der Nähe der geschalteten Spannung aufgrund des Schaltbetriebsrauschens oder aufgrund der internen Zeitsteuerungsfehlübereinstimmung auftreten kann. Deshalb ist der Untersuchungsprozeß kompliziert, und dadurch wird eine lange Inspektionszeit benötigt.
Es wird auch auf die US-4,978,905 Bezug genommen, die eine Schaltung zum Kompensieren einer MOS-Einrichtungsantwort auf Versorgungsspannungsänderungen, sowie Temperatur- und Prozeßänderungen, in einer integrierten Schaltungseinrichtung offenbart. Die Kompensationsschaltung erzeugt eine Referenzspannung, die die Gate-Vorspannung eines MOS-Transistors so moduliert, daß die Gate-zu-Source-Vorspannung des MOS-Transistors verändert wird, um Änderungen der Versorgungsspannung sowie Änderungen in der Temperatur und in dem Herstellungsprozeß zu kompensieren bzw. auszugleichen. Die Schaltung zieht die Referenzspannung in Richtung auf die Versorgungsspannung, wenn die Versorgung ansteigt, wodurch die Gateansteuerung auf dem MOS-Transistor zunimmt. Die Schaltung stellt eine Kompensation sowohl für AC- als auch für DC-Versorgungsänderungen bereit. Der MOS-Transistor wird verwendet, um die verfügbare Stromsenkungsfähigkeit in einem Ausgabepuffer einer IC-Einrichtung zu modulieren, so daß mit zunehmender MOS-Gateansteuerung die Stromsenkenfähigkeit verringert wird, wodurch die Ausgabezustandsübergänge verlangsamt werden, wenn die Versorgung zunimmt, und Rauschkomponenten, die von Versorgungsänderungen bewirkt werden, verringert werden.
Angesichts der obigen Probleme ist es deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung bereitzustellen, die ein Absinken in dem Betriebsspielraum selbst dann verhindern kann, wenn sich die externe Versorgungsspannung unterscheidet, und die ferner die Inspektionszeit für eine Verringerung der Inspektionskosten dafür verkürzen kann.
Gemäß der Erfindung von einem Aspekt her ist eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung wie eingangs definiert vorgesehen, gekennzeichnet durch eine abschließende Ausgabeschaltung zum Empfangen der Steuerspannung (φ1), die von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung ausgegeben wird, und des Datensignals (φH), das von der Datenausgabe-Steuerschaltung ausgegeben wird, und zum Ausgeben von abschließenden Daten in Abhängigkeit von dem Datensignal in solcher Weise, das eine Ansteuerfähigkeit der abschließenden Ausgabeschaltung in einer analogen Weise auf Grundlage der Steuerspannung in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung gesteuert wird, wobei die Ausgabeschaltung einen Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt und einen Vollspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt, die parallel zueinander zwischen einen Versorgungsspannungsanschluß (vcc) und einen Ausgabeanschluß geschaltet sind, umfaßt; wobei der Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt angeordnet ist, um die Steuerspannung (φ1) und das Datensignal (φH) zu empfangen und Daten in Abhängigkeit von dem empfangenen Datensignal in solcher Weise auszugeben, daß die Ansteuerfähigkeit hoch ist, wenn die Versorgungsspannung niedriger als ein vorgegebenen Wert ist, aber allmählich absinkt, wenn die Versorgungsspannung höher als der vorgegebene Wert ist; und wobei der Vollspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt angeordnet ist, um das Datensignal zu empfangen und um Daten in Abhängigkeit von dem empfangenen Datensignal auszugeben.
Gemäß der Erfindung von einem anderen Aspekt her ist eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung vorgesehen, die umfaßt:
eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung im Ansprechen darauf, daß eine Versorgungsspannung angelegt wird;
eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung zum Ausgeben einer Steuerspannung, die sich im wesentlichen in einer analogen Weise in Abhängigkeit von der Differenz zwischen der Referenzspannung, die von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugt wird, und der Versorgungsspannung ändert; und
eine Datenausgabe-Steuerschaltung zum Ausgeben eines Datensignals, das zum Ausgeben von Daten verwendet wird (wobei all diese Merkmale in der US 4,906,866 offenbart sind).
Ferner kann die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung umfassen: eine Vielzahl von parallel geschalteten P-Kanaltransistoren mit unterschiedlichen Schwellspannungen, wobei jeder eine Source zum Empfangen der externen Versorgungsspannung und ein Gate zum Empfangen der von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugten Referenzspannung aufweist; und einen Widerstand, der zwischen Drains der P-Kanaltransistoren und einen Massespannungsanschluß geschaltet ist, wobei die Steuerspannung von einem Verbindungsknoten zwischen den Drains der P-Kanaltransistoren und dem Widerstand ausgegeben wird.
Hier ist es anstelle der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung auch möglich, eine Herabsetzungsschaltung für eine interne Versorgungsspannung zu verwenden, um die zugeführte externe Versorgungsspannung zur Erzeugung einer internen Versorgungsspannung mit einem vorgegebenen Pegel herabzusetzen.
In einer integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung, die nachstehend beschrieben werden soll, ist es möglich, einen Abfall des Betriebsspielraums in der Nähe des Umschaltpunktes der externen Versorgungsspannung zwischen der hohen Spannung und der niedrigen Spannung effektiv zu unterdrücken, da die Leitfähigkeit des Datenausgabetransistors oder des Ansteuertransistors für die interne Versorgungsspannung allmählich und kontinuierlich in einer analogen Weise geändert werden kann. Ferner kann die Erzeugung des Ausgangsrauschens auch unterdrückt werden. Da sich ferner die Zugriffszeit kontinuierlich in Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung ändert, ist es möglich, die Inspektionspunkt im Vergleich mit einer Situation, bei der sich die Leitfähigkeit der Transistoren abrupt ändert, zu verkleinern, was somit die Inspektionszeit herabsetzt.
Zum besseren Verständnis der Erfindung und um zu zeigen, wie diese in der Praxis umgesetzt werden kann, wird nachstehend beispielhaft auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen. In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1(a) ein Schaltbild, das eine erste Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 1(b) ein Schaltbild, das eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung zeigt, die in der gleichen integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung eingebaut ist, die in Fig. 1 (a) gezeigt ist;
Fig. 2 ein Kennliniendiagramm, das die Abhängigkeiten der erzeugten Steuerspannung φ1 von der externen Versorgungsspannung in der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung zeigt;
Fig. 3(a) ein Schaltbild, das die Ausgabeschaltung einer zweiten Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 3(b) ein Schaltbild, das eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung zeigt, die in die gleiche integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung eingebaut ist, die in Fig. 3(a) gezeigt ist;
Fig. 4 ein Schaltbild, das eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung zeigt, die eine dritte Ausführungsform der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung ist;
Fig. 5 ein Kennliniendiagramm zum Darstellen der Abhängigkeit der von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugten Steuerspannung von der externen Versorgungsspannung in der in Fig. 4 gezeigten integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung;
Fig. 6 ein Schaltbild, das eine vierte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 7 ein Schaltbild, das eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung zeigt, die nicht gemäß der vorliegenden Erfindung ist, die aber für eine Offenbarung des Hintergrunds miteingebaut ist;
Fig. 8 ein Schaltbild, das eine andere integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung nicht gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 9 ein Schaltbild, das eine weitere integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung nicht gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 10 ein Schaltbild, das noch eine andere integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung nicht gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 11 ein Kennliniendiagramm, das die Abhängigkeit der erzeugten Steuerspannung von der externen Versorgungsspannung in der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der Fig. 7 bis 10 zeigt;
Fig. 12 ein Schaltbild, das eine fünfte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 13 ein Schaltbild, das eine sechste Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 14 ein Schaltbild, das eine siebte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 15 ein Schaltbild, das eine achte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 16 ein Schaltbild, das eine neunte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 17 ein Schaltbild, das die Herabsetzungs- oder Deboosting-Schaltung für die interne Versorgungsspannung zeigt, die in Fig. 1(b) gezeigt ist;
Fig. 18 ein Schaltbild, das die in Fig. 17 gezeigte Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung darstellt;
Fig. 19 ein Schaltbild, das die integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung zeigt, die sich auf die vorliegende Erfindung bezieht;
Fig. 20 ein Kennliniendiagramm, das die Abhängigkeit der von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugten Steuerspannung von der externen Versorgungsspannung in der Einrichtung des Standes der Technik, die in Fig. 19 gezeigt ist, darstellt;
Fig. 21 eine graphsiche Darstellung, die den Zusammenhang zwischen der externen Versorgungsspannung und der Zugriffszeigt zeigt, im Vergleich mit den ersten bis dritten Ausführungsformen der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung und der Einrichtung, die sich auf die vorliegende Erfindung bezieht; und
Fig. 22 ein Schaltbild, das eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung zeigt, die in die gleiche integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung eingebaut ist, die in Fig. 1(a) eingebaut ist.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
Die erste Ausführungsform davon wird unter Bezugnahme auf die Fig. 1(a), 1(b), 2, 17 und 18 erläutert. Fig. 1(a) zeigt eine Ausgabeschaltung der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung und Fig. 1(b) zeigt eine Steuerspannung-Erzeugungsschaltung, die zur Steuerung der Gatespannung eines P-Kanalausgabetransistors der Ausgabeschaltung verwendet wird. Ferner ist Fig. 2 ein Kennliniendiagramm, das die Abhängigkeiten der Steuerspannung φ1 und der Leitfähigkeit des Transistors P1 von der externen Versorgungsspannung zeigt, wobei die externe Versorgungsspannung Vcc auf der Abszisse aufgetragen ist und die interne Versorgungsspannung Vint, die Steuerspannung φ1, und die Leitfähigkeit des P-Kanaltransistor P1 alle auf der Ordinate aufgetragen sind. Wie in Fig. 1(b) gezeigt ist die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 aus einem P-Kanaltransistor P1 mit einer Source, die mit einer externen Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, und einem Gate, das mit der internen Versorgungsspannung Vint verbunden ist, und einem Widerstand R1, der zwischen die Drain des Transistors P1 und das Massepotential geschaltet ist, gebildet. Hierbei kann die interne Versorgungsspannung Vint durch Herabsetzen der Versorgungsspannung Vcc durch eine Deboosting-Schaltung 9 für die interne Versorgungsspannung erzeugt werden. Eine Steuerspannung φ1 wird aus einem Zwischenabgriff zwischen dem Transistor P1 und dem Widerstand R1 herausgeführt. Hierbei wird in einem Bereich, in dem die Gate-Source-Spannung Vgs (Vcc - Vint) des Transistors P1 niedriger als die Schwellspannung Vthp des Transistors P1 ist, die Steuerspannung φ1 auf einem niedrigen Pegel gehalten, da der Transistor P1 ausgeschaltet gehalten wird. Wenn jedoch die Spannung (Vcc - Vint) über die Schwellspannung Vthp des Transistors P1 ansteigt, beginnt der Transistor P1, eingeschaltet zu werden.
In dem Bereich, in dem der Transistor P1 gerade eingeschaltet worden ist, wird die Steuerspannung φ1 durch ein Spannungsteilungsverhältnis des Transistors P1 und des Widerstands R1 bestimmt, da die Leitfähigkeit des P-Kanaltransistors P1 gering ist. Mit anderen Wort kann die Steuerspannung φ1 durch Vcc · R1 / (R1 + R) ausgedrückt werden, wobei R den Widerstand des Transistors P1 bezeichnet und R1 den Widerstandswert des Widerstands R1 bezeichnet. Da demzufolge die Leitfähigkeit des Transistors P1 mit zunehmender Gate-Source-Spannung des Transistors P1 zunimmt, steigt die Steuerspannung φ1 in einer analogen Weise mit einer ansteigenden externen Versorgungsspannung Vcc an. Wenn die externe Versorgungsspannung Vcc weiter ansteigt, wird der Widerstand R des Transistors P1 verringert und kann deshalb im Vergleich mit demjenigen des Widerstands R1 vernachlässigt werden, da die Gate-Source-Spannung (Vcc - Vint) ausreichend hoch ansteigt. Das heißt, da der Spannungsabfall des Transistors P1 ungefähr vernachlässigbar ist, wird der Pegel der Steuerspannung φ1 ungefähr gleich zu der externen Versorgungsspannung Vcc.
Der Source des Transistors P1 kann anstelle der externen Versorgungsspannung Vcc die Referenzspannung Vref eingegeben werden, wie in Fig. 22 gezeigt.
Die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung, die mit den Charakteristiken der Steuerspannung φ1 wie voranstehend beschrieben versehen ist, ist in die Ausgabeschaltung eingebaut, wie in Fig. 1(a) gezeigt. Diese Ausgabeschaltung besteht aus einem P-Kanaltransistor P4 mit einer Source, die mit dem Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) verbunden ist, und einem Gate, das mit der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 verbunden ist, einem P-Kanaltransistor P3 mit einer Source, die mit der Drain des P-Kanaltransistors P4 verbunden ist, und einem Gate, das mit der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 verbunden ist, und einem P-Kanaltransistor P2 mit einer Source, die mit dem Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) verbunden ist, und einem Gate, das mit der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 verbunden ist, gebildet. Ferner sind die Drains der P-Kanaltransistoren P2 und P3 jeweils mit dem Eingabe/Ausgabe-Anschluß (I/O-Anschlußflecken 4 verbunden. In dieser Schaltung bildet der Transistor P2 einen Vollspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 5, der ohne von der externen Versorgungsspannung abzuhängen arbeitet, und die Transistoren P3 und P4 bilden einen Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 6, der nur dann arbeitet, wenn die externe Versorgungsspannung Vcc niedriger als eine vorgegebene Spannung ist. Der Transistor P4 wird nur betrieben, wenn die externe Versorgungsspannung Vcc kleiner als die vorgegebene Spannung ist, und er wird auf Grundlage der von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 ausgegebenen Steuerspannung φ1 gesteuert. Andererseits wird der Transistor P2 zu allen Zeiten auf Grundlage eines von der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 ausgegebenen Signals φH, ohne von der externen Versorgungsspannung abzuhängen, betrieben. Im Gegensatz dazu wird der Transistor P4, der zu dem Transistor P3 in Reihe geschaltet ist, der auf Grundlage des Datensignals φH gesteuert wird, auf Grundlage der Steuerspannung φ1 gesteuert, die von der externen Versorgungsspannung abhängt, wie in Fig. 2 gezeigt. Genauer gesagt wird dann, wenn die externe Versorgungsspannung Vcc kleiner als eine vorgegebene Spannung ist, der Transistor P4 perfekt eingeschaltet, so daß die Leitfähigkeit des Ausgabetransistors erhöht werden kann.
In der Nähe eines Punkts, an dem die niedrige Spannung auf die hohe Spannung oder umgekehrt umgeschaltet wird, kann eine abrupte Änderung in der Leitfähigkeit in der Nähe des Umschaltpunktes verringert werden, da die Steuerspannung φ1 in einer analogen Weise und kontinuierlich ansteigt, mit dem Ergebnis, daß es möglich ist, den schädlichen Einfluß des Ausgangsrauschens auf die Schaltung beträchtlich zu verbessern. Wenn ferner die externe Versorgungsspannung Vcc ansteigt, kann der Transistor P4 perfekt ausgeschaltet werden, da die Steuerspannung φ1 abrupt gleich zu der externen Versorgungsspannung wird, so daß die Leitfähigkeit G des Ausgabetransistors in dem Hochspannungsbetrieb verringert werden kann, was somit ermöglicht, das Ausgangsrauschen zu verringern.
Wie bereits unter Bezugnahme auf Fig. 21 erläutert wurde wird dann, wenn die Leitfähigkeit des Datenausgabetransistors oder des Ansteuertransistors für die interne Versorgungsspannung digital geändert wird, die Zugriffszeit in Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung Vcc abrupt geändert, wie mit den gestrichelten Linien L2 dargestellt. Da in diesem Fall die zu messenden Punkte zunehmen, ist der Inspektionsprozeß kompliziert und somit nimmt die Inspektionszeit zu.
Da in der integrierten Schaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung die Leitfähigkeit des Datenausgabetransistors oder des Ansteuertransistors für die interne Versorgungsspannung sich allmählich oder in einer analogen Weise ändert, ändert sich auch die Zugriffszeit gleichmäßig, wie mit den durchgezogenen Linien L3 gezeigt. Im Ergebnis ist es möglich, im Vergleich mit dem Fall des Standes der Technik der strichpunktierten Linien L2 die Meßpunkte zu verringern, wodurch die Inspektionszeit verkürzt wird.
Fig. 17 ist ein ausführlicheres Schaltbild, das die Herabsetzungsschaltung 9 für die interne Versorgungsspannung der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung (die in Fig. 1(b) gezeigt ist), zum Erzeugen der internen Versorgungsspannung Vint zeigt. Wie in Fig. 2 gezeigt wird die interne Versorgungsspannung Vint in dem Niederspannungsbereich ungefähr in der gleichen Weise wie die externe Versorgungsspannung Vcc linear erhöht, unabhängig von der Änderung in der externen Versorgungsspannung Vcc auf einem konstanten Pegel von einem vorgegebenen Wert gehalten und in dem Hochspannungsbereich über den vorgegebenen Wert hinaus in der gleichen Weise wie die externe Versorgungsspannung Vcc wieder linear verkleinert. Obwohl sich in dieser Ausführungsform die interne Versorgungsspannung Vint wie dargestellt ändert, ohne nur darauf beschränkt zu sein, kann die Änderung der internen Versorgungsspannung Vint modifiziert werden. Beispielsweise ist es auch möglich, die internen Versorgungsspannung zu verwenden, deren Änderungsrate gleichförmig, aber kleiner als diejenige der externen Versorgungsspannung ist. In diesem Fall ist es möglich, eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung anstelle der Herabsetzungsschaltung für die interne Versorgungsspannung zu verwenden. Ferner wird in diesem Fall dem Gate des Transistors P1 die Referenzspannung anstelle der internen Versorgungsspannung eingegeben.
Die Herabsetzungsschaltung für die interne Versorgungsspannung, die in Fig. 17 gezeigt ist, besteht aus einer Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 121, einem P-Kanaltransistor P103 zum Ansteuern der internen Spannungsversorgung, einen Differenzverstärker 122 des Stromspiegelschaltungstyps zum Steuern des Schaltbetriebs des P-Kanaltransistors P103 (der zwei P-Kanaltransistoren P101 und P102 und drei N-Kanaltransistoren N101 bis N103 umfaßt), und zwei Widerständen R101 und R102. Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 121 erzeugt eine Referenzspannung Vref auf Grundlage der externen Versorgungsspannung Vcc. Ferner wird eine Differenz zwischen der internen Versorgungsspannung Vint (die von dem P-Kanaltransistor P103 ausgegeben wird) und einer eingestellten Spannung Vss durch die Widerstände R101 und R102 geteilt und als ein Potential VA ausgegeben.
Diese Referenzspannung Vref und das Potential VA werden beide den Gates der N-Kanaltransistoren N101 bzw. N102 des Differenzverstärkers 122 eingegeben. Wenn die externe Versorgungsspannung Vcc niedrig ist, dann ist das Potential VA niedriger als das Differenzreferenzpotential Vref. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung VB des Differenzverstärkers 122 auf einem niedrigen Pegel, so daß der P-Kanaltransistor P103 eingeschaltet wird. Hierbei ist es für den Fall, daß die Dimensionen so bestimmt sind, daß der Widerstand des P-Kanaltransistor P103 bezüglich der Widerstände R101 und R102 ausreichend klein bestimmt ist, möglich, die interne Versorgungsspannung Vint ungefähr gleich zu der externen Versorgungsspannung Vcc zu erhalten. Wenn im Gegensatz dazu die externe Versorgungsspannung Vcc hoch ist, dann wird das Potential Va höher als die Referenzspannung Vref. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung VB des Differenzverstärkers 122 auf einem hohen Pegel, so daß der P-Kanaltransistor P103 ausgeschaltet wird. Demzufolge nimmt der Pegel der internen Versorgungsspannung Vint aufgrund einer Entladung durch die Widerstände R101 und R102 ab. Wenn hierbei das Potential Va unter die Referenzspannung Vref fällt, da der P-Kanaltransistor P103 wieder eingeschaltet wird, dann wird die interne Versorgungsspannung Vint auf einem konstanten Pegel gehalten. Infolgedessen wird zu der Zeit, wenn das Potential VA gleich zu der Referenzspannung Vref wird, die interne Versorgungsspannung Vint konstant gehalten.
Wenn wie voranstehend beschrieben die externe Versorgungsspannung Vcc niedrig ist, dann ist die Referenzspannung Vref höher als das Potential VA, so daß es möglich ist, die interne Versorgungsspannung Vint ungefähr gleich zu der externen Versorgungsspannung Vcc zu halten. Wenn andererseits die externe Versorgungsspannung Vcc hoch ist, an einem Punkt, wenn die Referenzspannung Vref ungefähr gleich zu dem Potential VA wird, dann wird die interne Versorgungsspannung Vint konstant gehalten.
Fig. 18 zeigt eine praktische Schaltungskonstruktion der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 121, die für die Herabsetzungsschaltung für die interne Spannungsversorgung verwendet wird. Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 121 besteht aus zwei Schaltungen 131 und 132. Die Schaltung 131 bestimmt die Charakteristiken der Referenzspannung Vref in dem Bereich zwischen 0 und Vcur der externen Versorgungsspannung (Vcc). Hierbei entspricht die Spannung Vcur der externen Versorgungsspannung, die erhalten wird, wenn die Referenzspannung Vref gleich zu der Spannung VE der Spannung 132 ist (was nachstehend beschrieben wird). Die interne Versorgungsspannung Vint steigt beginnend von dieser Spannung Vcur an, wie in Fig. 2 gezeigt. Ferner bestimmt die Schaltung 132 die Charakteristiken der Referenzspannung Vref, wenn die Versorgungsspannung Vcc höher als die Spannung Vcur ist. In der Schaltung 131 sind zwischen den Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) und den Anschluß für das Massepotential (Vss) Widerstände R103 und R104 und ein P-Kanaltransistor P104 in Reihe geschaltet, und eine Spannung VC kann von einem Verbindungsknoten zwischen den zwei Widerständen R103 und R104 abgenommen werden. Hierbei wird der Widerstand des Widerstands R103 so bestimmt, daß er ausreichend höher als derjenige des Widerstands R104 ist.
Deshalb kann die Spannung VC auf einem konstanten Pegel gehalten werden, und zwar unabhängig von der externen Versorgungsspannung Vcc. Diese Spannung VC wird dem Differenzverstärker 141, der aus den P-Kanaltransistoren P105 und P106 und den N-Kanaltransistoren N104 bis N106 gebildet ist, eingegeben.
Ferner sind zwischen dem Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) und den Anschluß für die Massespannung (Vss) ein P-Kanaltransistor P107 und Widerstände R105 und R106 in Reihe geschaltet. Eine Spannung VD wird von einem Verbindungsknoten zwischen den Widerständen R105 und R106 ausgegeben. Die Spannung VD und die Spannung VC werden beide dem Differenzverstärker 141 eingegeben. Wenn in der Schaltung 131 die externe Versorgungsspannung Vcc hoch ist, in der gleichen Weise wie in Fig. 17, dann wird die Referenzspannung Vref, die von einem Verbindungsknoten zwischen dem P-Kanaltransistor P107 und dem Widerstand R105 ausgegeben wird, auf einem konstanten Pegel gehalten. In der Schaltung, die in Fig. 17 gezeigt ist, wird der Widerstand des P-Kanaltransistors P103 so bestimmt, daß er ausreichend kleiner als derjenige der Widerstände R101 und R102 ist. Im Gegensatz dazu wird in dieser Schaltung 131 der Widerstand des P-Kanaltransistors P107 so bestimmt, daß er größer als diejenigen der Widerstände R105 und R106 ist. Dies ist deshalb so, weil die Schaltung so ausgelegt ist, daß die Spannung VD durch Teilung des P-Kanaltransistor P107 und des Widerstands R105 durch den Widerstand R106 bestimmt werden kann. Die Schaltung 132 ist aus zwei Widerständen R107 und P108, einem Differenzverstärker 142 und einem P-Kanaltransistor P108 als einen Ansteuertransistor gebildet. Der Differenzverstärker 142 vergleicht ein Potential VE, das durch Teilen der externen Versorgungsspannung Vcc durch die zwei Widerstände R107 und R108 erhalten wird, mit der Referenzspannung Vref. Wenn die externe Versorgungsspannung Vcc in einem Bereich zwischen 0 bis Vcur liegt, dann ist die Referenzspannung Vref höher als das Potential VE.
In diesem Fall ist die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 142 auf dem hohen Pegel, so daß der P-Kanaltransistor P108 ausgeschaltet wird. Deshalb kann die Referenzspannung Vref nur durch die Schaltung 131 bestimmt werden. Wenn die externe Versorgungsspannung Vref höher als die Spannung Vcur wird, dann wird die Referenzspannung Vref niedriger als das Potential VE. Deshalb wird die Ausgangsspannung VG des Differenzverstärkers 142 der niedrige Pegel, so daß der P-Kanaltransistor P108 eingeschaltet wird. Wenn der P-Kanaltransistor P108 eingeschaltet wird, dann wird die Spannung VF des Differenzverstärkers 141 der Schaltung 131 der hohe Pegel, so daß der P-Kanaltransistor P107 ausgeschaltet wird. Infolgedessen kann die Referenzspannung Vref durch die Schaltung 132 bestimmt werden. Wenn die externe Versorgungsspannung Vcc weiter ansteigt, dann steigt auch die Referenzspannung Vref an. Ferner steigt die interne Versorgungsspannung Vint in dem Bereich, in dem die externe Versorgungsspannung Vcc höher als die Spannung Vcur ist, an. Der Grund ist wie folgt: für den Fall von Produkten, die die externe Versorgungsspannung Vcc von 5 V verwenden, wird, obwohl der zu verwendende Spannungsbereich zwischen 4,5 V und 5,5 V ist, der Einbrenntest bei einer Spannung durchgeführt, die höher als dieser Spannungsbereich ist.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 3(a) und (b) wird die zweite Ausführungsform nachstehend beschrieben. Fig. 3(a) zeigt die integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung mit einer Ausgabeschaltung, die sowohl mit einem Hochpegelausgang als auch einem Niederpegelausgang versehen ist; und Fig. 3(b) zeigt eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Steuerspannung φ2, die für diese Ausgabeschaltung verwendet wird. Diese Ausgabeschaltung verwendet sowohl die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung wie in Fig. 1(b) gezeigt als auch die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 2 wie in Fig. 3(b)gezeigt. Die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 2 besteht aus einem Widerstand R2, der mit dem Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) verbunden ist, und einem N-Kanaltransistor N4, der zu dem Widerstand R2 in Reihe geschaltet ist. Die Steuerspannung φ1, die von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 ausgegeben wird, wird dem Gate des Transistors N4 eingegeben. Ferner wird die Steuerspannung φ2 von einem Zwischenabgriff zwischen dem Transistor N4 und dem Widerstand R2 abgenommen. Da die Steuerspannung φ1, die von der Steuerspannung-Erzeugungsschaltung 1 ausgegeben wird, kontinuierlich in einer analogen Weise mit einer ansteigenden externen Versorgungsspannung Vcc ansteigt, wie bereits in der ersten Ausführungsform beschrieben, ändert sich die Steuerspannung φ2 in der Phase entgegengesetzt zu derjenigen der Steuerspannung φ1. Diese Ausgabeschaltung besteht aus einem P-Kanaltransistor P2, einem P-Kanaltransistor P3 und einem P-Kanaltransistor P4 (in der gleichen Weise wie in Fig. 1) und zusätzlich einem N-Kanaltransistor N1, der zu dem Transistor P2 in Reihe geschaltet ist, einem N Kanaltranistor N3, der zu dem Transistor N1 parallel und zu dem Transistor P2 in Reihe geschaltet ist, und einem N-Kanaltransistor N2, der zu dem Transistor N3 in Reihe geschaltet ist.
Die Drains der Transistoren P2, P3, N1 und N3 sind alle mit einem Eingabe/Ausgabe-Anschluß (I/O-Anschlußflecken) 4 verbunden. Der Transistor P2 bildet einen Vollspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 5 zum Ausgeben eines Signals mit einem hohen Pegel ("1") und die Transistoren P3 und P4 bilden einen Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 6 zum Ausgeben eines Signals mit einem hohen Pegel ("1"). Ferner bildet der Transistor N1 einen Vollspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 51 zum Ausgeben eines Signals mit einem niedrigen Pegel ("0"), und die Transistoren N2 und N3 bilden einen Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 61 zum Ausgeben eines Signals mit einem niedrigen Pegel ("0"). Der einen hohen Pegel ausgebende Transistor P2 und der einen niedrigen Pegel ausgebende Transistor N1 arbeiten beide immer auf der Basis des Hochpegel-Datensignals φH und des Niederpegel-Datensiganls φL der Datenausgabe-Steuerschaltung 3, ohne von der externen Versorgungsspannung abzuhängen. Um den Transistor P4 zu steuern, der zu dem Transistor P3 in Reihe geschaltet ist, der auf Grundlage des Datensignals φH gesteuert wird, wenn das von der externen Versorgungsspannung Vcc abhängige Steuersignal φ1 wie in Fig. 2 gezeigt verwendet wird, ist es möglich, die Leitfähigkeit des Ausgabetransistors zu erhöhen, da der Transistor P4 vollständig eingeschaltet wird, wenn die externe Versorgungsspannung unter einer vorgegebenen Spannung ist. Deshalb ist es in der Nähe des Umschaltpunkts zwischen der niedrigen Spannung und der hohen Spannung möglich, eine abrupte Änderung der Leitfähigkeit dort herabzusetzen, weil die Steuerspannung φ1 sich in einer analogen Weise kontinuierlich ändert. Infolgedessen ist es möglich, den schädlichen Einfluß des Ausgaberauschens in einer bemerkenswerten Weise zu beseitigen.
Da der Pegel der Steuerspannung φ1 ungefähr gleich zu der externen Versorgungsspannung Vcc wird, kann dann, wenn die externe Versorgungsspannung ansteigt, der Transistor P4 weiter vollständig ausgeschaltet werden, mit dem Ergebnis, daß die Leitfähigkeit des Ausgabetransistors bei der hohen Spannung verkleinert werden kann, was somit das Ausgangsrauschen reduziert. Ferner kann die gleiche Vorgehensweise wie voranstehend beschrieben auf den Fall des Ausgangs mit dem niedrigen Pegel angewendet werden. In diesem Fall wird der Transistor N2, der zu dem Transistor N3 in Reihe geschaltet ist, der auf Grundlage des Datensignals φL gesteuert wird, durch die Steuerspannung φ2, die in Fig. 3(b) gezeigt ist und deren Phase entgegengesetzt zu dem in Fig. 1(b) gezeigten Steuersignal φ1 ist, gesteuert.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5 wird nachstehend eine dritte Ausführungsform beschrieben. Fig. 4 zeigt eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung, die für diese Ausführungsform verwendet wird, und Fig. 5 zeigt die Kennlinien, bei denen die Abhängigkeit der durch die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugten Steuerspannung von der externen Versorgungsspannung gezeigt ist. Die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung besteht aus einem P-Kanaltransistor P8 mit einer Source, die mit einem Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) verbunden ist, und einem Gate, das mit einem Anschluß für die interne Versorgungsspannung (Vint) verbunden ist, und einem P-Kanaltransistor P1 mit einer Source, die mit einem Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) verbunden ist, und einem Gate, das mit einem Anschluß für die interne Versorgungsspannung (Vint) verbunden ist, und einem Widerstand R1 mit einem Ende, das zu der Drain der Transistoren P1 und P8 in Reihe geschaltet ist, und einem anderen Ende, das mit einem Anschluß für die Massespannung (vss) verbunden ist. Die Steuerspannung φ1 wird von einem Zwischenabgriff zwischen den Transistoren P1 und P8 und dem Widerstand R1 abgenommen. Wie voranstehend erläutert ist in dem Bereich, in dem die Gate-Source-Spannung Vgs (Vcc-Vint) des Transistors niedriger als die Schwellspannung des Transistors ist, die Steuerspannung φ1 auf einem niedrigen Pegel, da der Transistor ausgeschaltet ist. Wenn die Spannung Vgs (Vcc-Vint) höher als die Schwellspannung wird, beginnt der Transistor, eingeschaltet zu werden. In diesem Einschalt-Startbereich kann die Steuerspannung φ1 auf Grundlage des Spannungsteilungsverhältnisses des Transistors und des Widerstands bestimmt werden, da die Leitfähigkeit des Transistors gering ist.
Da demzufolge die Leitfähigkeit des Transistors mit zunehmender Gatespannung des Transistors ansteigt, steigt die Steuerspannung φ1 in einer analogen Weise mit einer ansteigenden externen Versorgungsspannung Vcc an. Wenn die externe Versorgungsspannung Vcc weiter ansteigt, kann der Widerstand des Transistors im Vergleich mit dem Widerstand R1 vernachlässigbar sein, da die Gatespannung des Transistors ausreichend hoch ist. Da hierbei der Spannungsabfall des Transistors ungefähr Null wird, wird die Steuerspannung φ1 ungefähr gleich zu der externen Versorgungsspannung Vcc. In dieser Ausführungsform werden die zwei Transistoren P1 und P8 verwendet, deren Schwellspannungen Vt1 und Vt2 sich voneinander unterscheiden. Wenn beispielsweise Vt1 (die Schwellspannung des Transistors P1) kleiner als Vt2 (die Schwellspannung des Transistors P8) ist, dann ist die Steuerspannung φ1 auf dem niedrigen Pegel, da die zwei Transistoren beide in dem Bereich ausgeschaltet werden, in dem die Gate-Source-Spannung (Vcc-Vint) des Transistors kleiner als die Schwellspannungen Vt1 und Vt2 der Transistoren P1 und P8 ist. In dem Bereich, in dem die Gate-Source-Spannung (Vcc-Vint) des Transistors jedoch höher als die Schwellspannung Vt1 des Transistors P1, aber kleiner als die Schwellspannung Vt2 des Transistors P8 ist, steigt die Steuerspannung φ1 allmählich an, wie in Fig. 5 gezeigt, da nur der Transistor P1 beginnt, eingeschaltet zu werden.
Wenn ferner die Gate-Source-Spannung (Vcc-Vint) über beide Schwellspannungen ansteigt, da der Transistor P8 zusätzlich eingeschaltet wird, wenn die externe Versorgungsspannung Vcc ausreichend hoch ansteigt, dann steigen die Gatespannungen beider Transistoren P1 und P8 ausreichend hoch an. Deshalb wird die Teilungsspannung des Transistors ungefähr Null, so daß die Steuerspannung φ1 ungefähr gleich zu der externen Versorgungsspannung Vcc wird. Demzufolge wird die Anstiegstendenz der Steuerspannung φ1 im Vergleich mit dem letzteren Bereich abrupter. Obwohl in dieser Ausführungsform die zwei Transistoren verwendet werden, ist es auch möglich, drei oder mehrere Transistoren zu verwenden. Wenn die Anzahl der Transistoren zunimmt, ist es möglich, die Anstiegsrate der Steuerspannung φ1 feiner zu modifizieren, und zwar in solcher Weise, daß die Steuerspannung zu Beginn allmählich, aber in der Nähe der externen Versorgungsspannung Vcc gemäß einer gekrümmten Linie abrupt ansteigt. Das heißt, wenn eine Vielzahl von Transistoren verwendet wird, ist es möglich, die Transistoren in dem Hochspannungs-Betriebsbereich vollständig auszuschalten, da sich die Leitfähigkeiten der Transistoren ohne Erzeugung von diskontinuierlichen Punkten ändern. Die Steuerspannung kann für den Ansteuertransistor der internen Versorgungsspannung und den Datenausgabetransistor verwendet werden.
Unter Bezugnahme auf Fig. 6 wird eine vierte Ausführungsform nachstehend beschrieben. Fig. 6 zeigt eine integrierte Halbleiterspeichereinrichtung, die mit einer Niederpegel-Ausgabeschaltung versehen ist. In dieser Ausgabeschaltung wird die Steuerspannung φ2 durch die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugt, wie in Fig. 3(b) gezeigt, und die Steuerspannung φ1 wird durch die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugt, wie in Fig. 1(b) gezeigt (die die Charakteristiken aufweist, wie in Fig. 2 oder 5 gezeigt). Die Ausgabeschaltung besteht aus einem N-Kanaltransistor N1, einem N-Kanaltransistor N3, der zu dem Transistor N1 parallel geschaltet ist, und einem N-Kanaltransistor N2, der zu dem Transistor N3 in Reihe geschaltet ist. Die Drains der zwei Transistoren N1 und N3 sind mit einem Eingabe/Ausgabe-Anschluß 4 verbunden. Ferner bildet der Transistor N4 den Vollspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 51 zum Ausgeben des Niederpegel-Ausgabesignals, und die Transistoren N2 und N3 bilden den Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 61 zum Ausgeben des Niederpegel-Ausgabesignals. Der Niederpegel-Ausgabetransistor N1 arbeitet immer auf Grundlage des Niederpegel-Datensignals φL, ohne von der externen Versorgungsspannung abzuhängen. Andererseits wird der Transistor N2, der zu dem Transistor N3 in Reihe geschaltet ist, der auf Grundlage des Datensignals φL gesteuert wird, auf Grundlage des Steuersignals φ2 gesteuert, das zu der Steuerspannung φ1 in der Phase entgegengesetzt ist. In der Nähe des Umschaltpunkts, an dem die externe Versorgungsspannung zwischen der niedrigen Spannung und der hohen Spannung umgeschaltet wird, ist es möglich, eine abrupte Änderung der Leitfähigkeit dort zu verringern, da sich die Steuerspannung φ2 kontinuierlich in einer analogen Weise ändert. Infolgedessen ist es möglich, den schädlichen Einfluß des Ausgaberauschens in einer bemerkenswerten Weise zu beseiten. Wenn die externe Versorgungsspannung ansteigt, wird der Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt der Ausgabeschaltung ferner nicht betrieben, da der Transistor N2 vollständig ausgeschaltet werden kann.
Eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung nicht gemäß der vorliegenden Erfindung wird nachstehend beschrieben. In der ersten Ausführungsform, wie in Fig. 1 gezeigt, ist die Ausgabeschaltung mit dem Vollspannungsbetrieb-Ausgabeabschnitt 5 mit dem P-Kanaltransistor P2 und dem Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt 6 mit den P-Kanaltransistoren P3 und PS versehen. Da die Dimensionen dieser Transistoren relativ groß sind, ist auch die Elementfläche, die von diesen drei Transistoren bewegt wird, relativ groß.
In dieser integrierten Schaltungseinrichtung, die in Fig. 7 gezeigt ist, ist die Ausgabeschaltungg mit einem einzelnen P-Kanaltransistor P2 versehen. Ein Steuersignal φ4, das dem Gate des P-Kanaltransistors P2 eingegeben wird, muß eine derartige Charakteristik aufweisen, daß das Datensignal φH (von der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 ausgegeben) und das Steuersignal Vint (zum Steuern der Leitfähigkeit des P-Kanaltransistors P2, um so auf die niedrige Spannung erhöht zu werden) miteinander kombiniert werden. Das Steuersignal φ4, wie voranstehend beschrieben, kann von der Steuerschaltung 13 erzeugt werden, wie in Fig. 7 gezeigt.
Diese Steuerschaltung 13 besteht aus einem Inverter IN1 mit einem P-Kanaltransistor P31 und einem N-Kanaltransistor N31, die beide auf das von der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 ausgegebene Datensignal φH ansprechen, einem Inverter IN2 mit einem P-Kanaltransistor P32 und einem N-Kanaltransistor N32, die beide zwischen einen Ausgangsanschluß des Inverters IN1 und das Gate des P-Kanaltransistors P2 geschaltet sind, und einer Herabsetzungs- oder Deboosting-Schaltung 9 für die interne Spannungsversorgung zum Eingeben eines Steuersignals φ3 an die Source des N-Kanaltransistor N32 in Zusammenwirkung mit einem P-Kanaltransistor P1 und einem Widerstand R1. Hierbei sind die Herabsetzungsschaltung 9 für die interne Versorgungsspannung zum Erzeugen des Steuersignals Vint und die Schaltung, die aus dem P-Kanaltransistor P1 und dem Widerstand R1 gebildet ist, die gleichen wie die in Fig. 1(b) gezeigte Herabsetzungsschaltung für die interne Versorgungsspannung.
Fig. 11 zeigt die Änderung der internen Versorgungsspannung Vint und des Steuersignals φ3 in Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung Vcc. Wie bereits unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert wurde, ändert sich die interne Versorgungsspannung Vint grob in der gleichen Weise wie die externe Versorgungsspannung Vcc in dem Niederspannungsbereich. Jedoch wird die interne Versorgungsspannung Vint über einen vorgegebenen Wert hinaus konstant gehalten und ändert sich ferner grob in der gleichen Weise wie die externe Versorgungsspannung Vcc in dem Hochspannungsbereich (in dem die externe Versorgungsspannung Vcc einen vorgegebenen Wert überschreitet). Ferner ist das Steuersignal φ3, das von dem Knoten zwischen dem P-Kanaltransistor P1 (der ein Gate aufweist, dem die interne Versorgungsspannung Vint eingegeben wird) und dem Widerstand R1 ausgegeben wird, ungefähr Null Volt in dem Niederspannungsbereich, wird aber mit derartigen Charakteristiken versehen, so daß es mit ansteigender externer Versorgungsspannung Vcc in dem Hochspannungsbereich linear ansteigt. Wenn die Steuerspannung φ3 wie voranstehend beschrieben der Source des N-Kanaltransistor N32 des Inverters IN2 eingegeben wird, arbeitet der Inverter IN2 in der gleichen Weise wie für den Fall des gewöhnlichen Inverters, so daß das Datensignal φ4, das ungefähr das gleiche wie das Datensignal φH ist, das von der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 ausgegeben wird, an das Gate des P-Kanaltransistor P2 angelegt wird. Da jedoch in dem Hochspannungsbereich das Sourcepotential des N-Kanaltransistors N32 des Inverters IN2 allmählich ansteigt, steigt die Spannung des Datensignals φ4, das von dem Inverter IN2 ausgegeben wird, geringfügig höher an als das Datensignal φH, das ursprünglich von der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 ausgegeben wird. Deshalb ist die Ansteuerungsfähigkeit des P-Kanaltransistors P2 (der das Gate aufweist, dem das Datensignal φ4 eingegeben wird) hoch, wenn die externe Versorgungsspannung Vcc niedrig ist, fällt aber allmählich ab, wenn Vcc ansteigt. Infolgedessen ist es möglich, die Ausgabeschaltung durch Verwendung nur eines P-Kanaltransistors P2 zu konstruieren, was somit ermöglicht, daß die Elementfläche verringert wird.
Wenn hierbei in Fig. 11 das Steuersignal φ3 mit ansteigender externer Versorgungsspannung Vcc zu einem derartigen Ausmaß, daß der Pegel des Steuersignals φ3 mit demjenigen der externen Versorgungsspannung Vcc übereinstimmt, ansteigt, dann arbeitet der Inverter IN2 nicht mehr als ein Inverter. Infolgedessen wird dem P-Kanaltransistor P2 kein Datensignal φ4 eingegeben. Um dieses Phänomen zu vermeiden, ist es erforderlich, den Pegel des Steuersignals φ3 kleiner als denjenigen der externen Versorgungsspannung Vcc zu halten.
Fig. 8 zeigt eine andere integrierte Schaltungseinrichtung nicht gemäß der Erfindung. In dieser Einrichtung ist ein Widerstand R3 zwischen die Source des P-Kanaltransistors P1 und den Widerstand R1 hinzugefügt, und das Steuersignal φ3 wird von einem Verbindungsknoten zwischen den zwei Widerständen R1 und R3 abgenommen. Die Hinzufügung des Widerstands R3 ermöglicht, daß das Steuersignal φ3 niedriger als die externe Versorgungsspannung Vcc gehalten wird, so daß der Betrieb des Inverters IN2 sichergestellt werden kann, um zu ermöglichen, daß das Datensignal φ4 dem Transistor P2 sogar in dem Hochspannungsbereich eingegeben wird.
Fig. 9 zeigt eine andere integrierte Schaltungseinrichtung nicht gemäß der Erfindung. Diese Einrichtung unterscheidet sich von der voranstehend beschriebenen Einrichtung darin, daß ein anderer P-Kanaltransistor P33 anstelle des Widerstands R3 verwendet wird. Dieser P-Kanaltransistor P3 wird nur als ein Widerstandselement verwendet und die Steuerspannung Vint wird dem Gate dieses Transistors P3 eingegeben, in der gleichen Weise wie für den Fall des Transistors P1.
Fig. 10 zeigt noch eine weitere Einrichtung nicht gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der eine Schaltung, die aus P-Kanaltransistoren P34 und P35 gebildet ist, ein Inverter IN3 und N-Kanaltransistoren N33 und N34 anstelle der Inverter IN1 und IN2, die in den ersten bis siebten Ausführungsformen verwendet werden, verwendet wird. Das von der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 ausgegebene Datensignal φH wird dem Gate des P-Kanaltransistor P34 eingegeben und ferner durch den Inverter IN3 invertiert. Das invertierte Datensignal /φH wird dem Gate des P-Kanaltransistors P35 eingegeben. Ein Steuersignal φ3, das zwischen einem Verbindungsknoten zwischen den Widerständen R3 und R4 erzeugt wird, wird den Sourcen der N-Kanaltransistoren N33 und N34 eingegeben. Ein Steuersignal φ4 wird von einem Verbindungsknoten zwischen den Drains des P-Kanaltransistors P35 und des N-Kanaltransistors N34, und dem Gate des N-Kanaltransistors N33 ausgegeben, und dann dem Gate des P-Kanaltransistors P2 eingegeben. Deshalb ist es in der gleichen Weise wie in den vorangehenden drei integrierten Schaltungseinrichtungen möglich, Daten auszugeben, indem die Ansteuerungsfähigkeit des P-Kanaltransistors P2 bei der niedrigen Spannung im Vergleich mit dem Fall bei der hohen Spannung erhöht wird.
In den letzten vier Einrichtungen, die in den Fig. 7 bis 10 offenbart sind, wird ein einzelner P-Kanaltransistor P2 als die Ausgabeschaltung verwendet. Im Gegensatz mit diesem Einrichtungen werden in einer fünften Ausführungsform der Erfindung, die in Fig. 12 gezeigt ist, zwei P-Kanaltransistoren P2 und P36 verwendet. Diese zwei Transistoren P2 und P36 sind zwischen den Anschluß für die externe Versorgungsspannung (Vcc) und den Eingabe/Ausgabe-Anschluß 4 parallel geschaltet.
Das von der Datenausgabe-Steuerschaltung ausgegebene Datensignal φH wird der Steuerschaltung 13 eingegeben, wie bereits unter Bezugnahme auf Fig. 7 erläutert wurde, und das erzeugte Steuersignal φH wird dem Gate des P-Kanaltransistor P2 eingegeben. Deshalb gibt der P-Kanaltransistor P2 das Datensignal von der Source davon unter der Bedingung aus, daß die Ansteuerungsfähigkeit des P-Kanaltransistors P2 hoch gesteuert wird, wenn die externe Versorgungsspannung Vcc niedrig ist, im Vergleich dazu, wenn sie hoch ist. Ferner wird das von der Datenausgabe-Steuerschaltung 3 ausgegebene Datensignal φH auch dem Gate des P-Kanaltransistors P36 eingegeben. Deshalb wird der Eingabe/Ausgabe-Anschluß 4 durch zwei Ströme geladen, die von den Sourcen der zwei P-Kanaltransistoren P2 und P36 ausgegeben werden, so daß das Datensignal ausgegeben werden kann.
Unter Bezugnahme auf Fig. 13 wird eine sechste Ausführungsform beschrieben. Fig. 13 zeigt eine Herabsetzungs- oder Deboosting-Schaltung für die interne Versorgungsspannung, die die Steuerspannung φ1 verwendet, die mit den Charakteristiken versehen ist, wie in Fig. 2 oder 5 gezeigt. Die Schaltung umfaßt einen Ansteuertransistor für die interne herabgesetzte Versorgungsspannung, der mit der externen Versorgungsspannung Vcc und einer internen Herabsetzungs-Steuerschaltung verbunden ist. Diese Schaltung besteht aus einem P-Kanaltransistor P7 mit einer Source, die mit der externen Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, und einem Gate, das mit der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 verbunden ist, einem P-Kanaltransistor P6 mit einer Source, die mit der Drain des Transistors P7 verbunden ist, und einem Gate, das mit einer internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 verbunden ist, und einem P-Kanaltransistor PS mit einer Source, die mit der externen Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, und einem Gate, das mit der internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 verbunden ist. Die interne Versorgungsspannung Vint wird von der Drain der Transistoren PS und P6 ausgegeben. Der Transistor PS arbeitet ohne von der externen Versorgungsspannung abzuhängen. Der Transistor P7 arbeitet nur, wenn die externe Versorgungsspannung niedriger als eine vorgegebene Spannung ist, und wird auf Grundlage des von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 ausgegebenen Gatesignals φ1 gesteuert. Ferner ist diese Schaltung mit einem Hochspannungs-Betriebsbereich 3 mit dem Transistor PS und einem Niederspannungs-Betriebsbereich 6 mit den Transistoren P6 und P7 versehen. Der Ansteuertransistor PS für die interne Versorgungsspannung wird auf Grundlage nur des Steuersignals φD der internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 gesteuert.
Indem die Steuerspannung φ1 dem Gate Transistors P7, der von dem Steuersignal φD gesteuert wird, eingegeben wird, ist es möglich, den Betrieb mit einem ausreichenden Spielraum zu realisieren, während eine abrupte Änderung der internen herabgesetzten Versorgungsspannung aufgrund einer abrupten Änderung der Leitfähigkeit des Ansteuertransistors für die interne herabgesetzte Versorgungsspannung an dem Umschaltpunkt zwischen den niedrigen und hohen Spannungen ohne die Erzeugung irgendwelcher Umschaltrauschkomponenten verhindert wird, in der gleichen Weise wie für den Fall der ersten Ausführungsform. Ferner kann diese Herabsetzungsschaltung für die interne Versorgungsspannung auf die Ausgabeschaltung angewendet werden, die N-Kanaltransistoren verwendet, wie in Fig. 6 gezeigt.
Unter Bezugnahme auf Fig. 14 wird eine siebte Ausführungsform beschrieben. Fig. 14 zeigt eine Herabsetzungsschaltung für die interne Versorgungsspannung, die die Steuerspannung φ1 verwendet, die mit den Charakteristiken versehen ist, wie in Fig. 2 oder 5 gezeigt. Die Schaltung umfaßt einen Ansteuertransistor für die interne herabgesetzte Versorgungsspannung, der mit der externen Versorgungsspannung Vcc und einer internen Herabsetzungs-Steuerschaltung verbunden ist. Diese Schaltung besteht aus einem P-Kanaltransistor P7 mit einer Source, die mit der externen Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, und einem Gate, das mit der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 verbunden ist, einem P-Kanaltransistor P6 mit einer Source, die mit der Drain des Transistors P7 verbunden ist, und einem Gate, das mit einer internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 verbunden ist, und einem P-Kanaltransistor PS mit einer Source, die mit der externen Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, und einem Gate, das mit der internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 verbunden ist. Die interne Versorgungsspannung Vint wird von der Drain der Transistoren PS und P6 ausgegeben.
Die voranstehend erwähnte Konstruktion ist die gleiche wie die in Fig. 6 gezeigte. In dieser Ausführungsform ist jedoch ein Differenzverstärker 8 zwischen die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 und das Gate des Transistors P7 geschaltet. Der Ausgangsanschluß dieses Differenzverstärkers 8 ist mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß davon verbunden. Der Ausgangsanschluß der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 ist mit einem invertierenden Eingangsanschluß dieses Verstärkers 8 verbunden und das Gate des Transistors P7 ist mit dem Ausgangsanschluß dieses Verstärkers 8 verbunden. Durch Verwendung dieses Verstärkers 8 ist es möglich, die Ansteuerungsfähigkeit des Transistors zu verbessern. Der Transistor PS arbeitet ohne von der externen Versorgungsspannung abzuhängen. Der Transistor P7 arbeitet nur, wenn die externe Versorgungsspannung niedriger als die vorgegebene Spannung ist, und wird auf Grundlage der Steuerspannung φ1 gesteuert, die von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 1 ausgegeben wird. Der Ansteuertransistor PS für die interne Versorgungsspannung wird auf Grundlage nur des Steuersignals φD gesteuert, das von der internen Herabsetzungs-Steuerschaltung 7 ausgegeben wird.
Unter Bezugnahme auf Fig. 15 wird eine achte Ausführungsform beschrieben. Fig. 15 zeigt einen Transistorausgabeabschnitt, der auf der Basis der vorgegebenen Versorgungsspannung arbeitet. Ein mit einer vollen Spannung arbeitender Ausgabeabschnitt 5 und ein mit einer niedrigen Spannung arbeitender Ausgabeabschnitt 6 des Ausgabeabschnitts sind beide auf dem Halbleitersubstrat gebildet. Ferner werden auf dem gleichen Halbleitersubstrat die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 11 zum Erzeugen der Steuerspannung φ1 und die Steuersignal-Erzeugungsschaltung 12 zum Erzeugen des Steuersignals φ ebenfalls gebildet. Wenn in dieser integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung die externe Versorgungsspannung Vcc höher als die vorgegebene Spannung ist, dann arbeitet der mit der vollen Spannung arbeitende Ausgabeabschnitt 5 unter der Steuerung des Ausgabesignals φ, das von der Steuersignal-Erzeugungsschaltung 12 ausgegeben wird, und gibt die Ausgangsspannung Vout aus. Wenn die externe Versorgungsspannung Vcc niedriger als die vorgegebene Spannung ist, dann arbeitet der mit der niedrigen Spannung arbeitende Ausgabeabschnitt 6 unter der Steuerung des Ausgangssignals φ und gibt die Ausgangsspannung Vout aus. Dabei wird jedoch der arbeitende Transistor (nicht gezeigt), der in dem Ausgabeabschnitt 6 enthalten ist, von dem Steuersignal φ1 der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 11 gesteuert. Wenn der arbeitende Transistor ein Ansteuertransistor für die interne Versorgungsspannung ist, dann wird die interne Versorgungsspannung Vint als die Ausgabespannung Vout ausgegeben, und wenn der arbeitende Transistor der Datenausgabetransistor ist, dann wird die Ausgangsspannung durch den Ausgabeanschluß (nicht gezeigt), der auf dem Halbleitersubstrat gebildet ist, ausgegeben. Die Steuerspannung φ1, die dem mit niedriger Spannung arbeitenden Ausgabeabschnitt 6 eingegeben wird, ist mit der Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung versehen, wie in Fig. 2 oder 5 gezeigt, und wird von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 11 ausgegeben. Diese Steuerspannung φ1 wird an das Gate des arbeitenden Transistors angelegt, um den gleichen Transistor zu steuern. Da diese Steuerspannung φ1 verwendet wird, ist es möglich, eine abrupte Änderung der Leitfähigkeit des arbeitenden Transistors in dem Bereich, in dem die hohe Versorgungsspannung auf die niedrige Versorgungsspannung oder umgekehrt umgeschaltet wird, und ferner das Umschaltrauschen zu verhindern, so daß der Betrieb mit einem ausreichenden Spielraum sichergestellt wird.
Unter Bezugnahme auf Fig. 16 wird eine neunte Ausführungsform nachstehend beschrieben. Fig. 16 zeigt die Ausgabeschaltung der integrierten Halbleiterspeichereinrichtung. Die Ausgabeschaltung besteht aus einem mit einer niedrigen Spannung arbeitenden Ausgabeabschnitt 21, der nur in einem Bereich betreibbar ist, in dem die externe Versorgungsspannung Vcc niedriger als die vorgegebene Spannung ist, einem mit einer vollen Spannung arbeitenden Ausgabeabschnitt 20, der in dem gesamten Spannungsbereich der externen Versorgungsspannung Vcc betreibbar ist, einem Eingabe/Ausgabe-Anschluß 4, der mit der Ausgabeseite des Ausgabeabschnitts verbunden ist, und zusätzlich einer Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung 22 zum Erzeugen von Steuerspannungen φ1 und φ2, die an die Gates der Transistoren P4 und N2 des Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitts 21 angelegt werden. Ausgabetransistoren P2 und N1 des mit der vollen Spannung arbeitenden Ausgabeabschnitts 20 werden auf Grundlage von Steuersignalen φH und φL gesteuert, die von einer Ausgabesteuerschaltung (nicht gezeigt) ausgegeben und den Gates dieser Transistoren eingegeben werden. Die Steuerspannungen φ1 und φ2 werden an die Gates der Transistoren 4 und N2 über Transfergatter C20 bzw. C21 angelegt. Für den Fall des Ausgangs mit einem hohen Pegel wird das Hochpegelausgangs-Steuersignal (das Gatesignal φH) an das Gate eines P-Kanaltransistors zum Bilden des Transfergatters C20 und ferner an das Gate des N-Kanaltransistors zum Bilden des gleichen über einen Inverter IN20 angelegt. Wenn das Gatesignal φH auf dem niedrigen Pegel ist, wird deshalb das Transfergatter C20 eingeschaltet (ein Transfer-Aktivierungszustand), so daß die Steuerspannung φ1 an das Gate des Ausgabetransistors P4 des mit der niedrigen Spannung arbeitenden Ausgabeabschnitts 21 angelegt wird.
Infolgedessen ist es auf der Grundlage der Steuerspannung φ1, die mit der Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung versehen ist, wie in Fig. 2 gezeigt, möglich, die Leitfähigkeit des Ausgabetransistors P4 im wesentlichen in einer analogen Weise und kontinuierlich in dem Umschaltbereich zwischen den niedrigen und hohen Spannungen der externen Versorgungsspannung Vcc zu ändern. Wenn ferne r die Spannung mit dem hohen Pegel nicht ausgegeben wird, legt der P-Kanaltransistor P22 das Gate des Ausgabetransistors P4 auf den hohen Pegel, um diesen Transistor ausgeschaltet zu halten.
Für den Fall der Ausgabe mit dem niedrigen Pegel wird, in der gleichen Weise wie für den Fall der Ausgabe mit dem hohen Pegel, das Ausgabesteuersignal mit dem niedrigen Pegel (das Gatesignal φL) an das Gate eines N-Kanaltransistors zum Bilden des Transfergatters C21 und ferner an das Gate eines P-Kanaltransistors zum Bilden des gleichen über einen Inverter IN21 angelegt. Wenn deshalb in der Ausgabe mit dem niedrigen Pegel das Gatesignal φL sich auf den hohen Pegel ändert, dann wird das Transfergatter C21 ausgeschaltet, so daß die Steuerspannung φ2 an das Gate des Ausgabetransistors N2 des mit einer niedrigen Spannung arbeitenden Ausgabeabschnitts 21 angelegt wird. Infolgedessen wird der Ausgabetransistor N2 auf Grundlage der Steuerspannung φ2 gesteuert, die in der Phase entgegengesetzt zu dem Steuersignal φ1 ist. Wenn die Spannung mit dem niedrigen Pegel nicht ausgegeben wird, dann legt der N-Kanaltransistor N22 die Gatespannung des Ausgabetransistors N2 auf den niedrigen Pegel, so daß der Ausgabetransistor N2 ausgeschaltet gehalten wird. Aufgrund der Steuerung wie voranstehend beschrieben ist es möglich, die abrupte Änderung der Transistorleitfähigkeit in dem Umschaltbereich zwischen hohen und niedrigen Spannungen zu verhindern, wodurch der Betriebsspielraum sichergestellt wird.
Wie voranstehend beschrieben wird in den integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, die hier offenbart sind, die Spannung, die sich im wesentlichen in einer analogen Weise proportional zu der externen Versorgungsspannung und gemäß der Differenz zwischen der Referenzspannung mit dem vorgegebenen Pegel und der externen Versorgungsspannung ändert, an die Gates des Ansteuertransistors für die interne Versorgungsspannung und den Ausgabetransistor angelegt. Deshalb ist es möglich, eine abrupte Änderung in der internen herabgesetzten Versorgungsspannung aufgrund einer abrupten Änderung der Leitfähigkeit dieser Transistoren an dem Umschaltpunkt zwischen den hohen und niedrigen Spannungen zu vermeiden, und ferner ist es möglich, die Erzeugung des Umschaltrauschens zu verhindern, so daß ein zuverlässiger Betrieb mit einem ausreichenden Spielraum realisiert werden kann. Da ferner die Gatespannungen, die an den Ansteuertransistor für die interne Versorgungsspannung und den Ausgabetransistor angelegt werden, sich in einer analogen Weise ändern, ändert sich die Zugriffszeit allmählich in einer analogen Weise in Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung, mit dem Ergebnis, daß die Inspektionspunkte verringert werden können und dadurch die Inspektionszeit für eine Verringerung der Inspektionskosten davon verkürzt werden können.

Claims

1. Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, umfassend:

eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung (9) zum Erzeugen einer Referenzspannung (Vint) im Ansprechen darauf, daß eine Versorgungsspannung (Vcc) zugeführt wird;

eine Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung (1) zum Ausgeben einer Steuerspannung (φ1), die sich in Abhängigkeit von der Differenz zwischen der Referenzspannung, die von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugt wird, und der Versorgungsspannung (Vcc) im wesentlichen in einer analogen Weise ändert; und

eine Datenausgabe-Steuerschaltung (3) zum Ausgeben eines Datensignals, das zum Ausgeben von Daten verwendet wird;

gekennzeichnet durch eine abschließende Ausgabeschaltung (5, 6) zum Empfangen der Steuerspannung (φ1), die von der Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung (1) ausgegeben wird, und des Datensignals (φH), das von der Datenausgabe-Steuerschaltung (3) ausgegeben wird, und zum Ausgeben von abschließenden Daten in Abhängigkeit von dem Datensignal in solcher Weise, daß eine Ansteuerungsfähigkeit der abschließenden Ausgabeschaltung auf Grundlage der Steuerspannung in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung in einer analogen Weise gesteuert wird, wobei die Ausgabeschaltung einen Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt (6) und einen Vollspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt (5), die zueinander zwischen einem Versorgungsspannungsanschluß (Vcc) und einem Ausgabeanschluß (4) parallel geschaltet sind, umfaßt; wobei der Niederspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt (6) angeordnet ist, um die Steuerspannung (φ1) und das Datensignal (φH) zu empfangen, und um Daten in Abhängigkeit von dem empfangenen Datensignal in solcher Weise auszugeben, daß die Ansteuerungsfähigkeit hoch ist, wenn die Versorgungsspannung niedriger als ein vorgegebener Wert ist, aber allmählich abnimmt, wenn die Versorgungsspannung höher als der vorgegebene Wert ist; und wobei der Vollspannungsbetriebs-Ausgabeabschnitt (5) angeordnet ist, um das Datensignal zu empfangen und um Daten in Abhängigkeit von dem empfangenen Datensignal auszugeben.

2. Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung (1) umfaßt:

eine Vielzahl von parallel geschalteten P-Kanaltransistoren (P1, P8) mit unterschiedlichen Schwellspannungen, wobei jeder eine Source zum Empfangen der externen Versorgungsspannung und ein Gate zum Empfangen der von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugten Referenzspannung aufweist; und

einen Widerstand (R1), der zwischen die Drains der P-Kanaltransistoren und einem Massespannungsanschluß geschaltet ist, wobei die Steuerspannung von einem Verbindungsknoten zwischen den Drains der P-Kanaltransistoren und dem Widerstand ausgegeben wird.

3. Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung (1) umfaßt:

einen P-Kanaltransistor (P1) mit einer Source zum Empfangen der Versorgungsspannung (Vcc) und einem Gate zum Empfangen der von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugten Referenzspannung (Vint); und

einen Widerstand (R1), der zwischen eine Drain des P-Kanaltransistors und einen Massespannungsanschluß geschaltet ist, wobei ein Verbindungsknoten zwischen der Drain des P-Kanaltransistors und dem Widerstand angeordnet ist, um die Steuerspannung auszugeben.

4. Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, umfassend:

eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung (9), die mit einem Energieversorgungsanschluß (Vcc) verbunden ist, um eine konstante Referenzspannung (Vint) innerhalb eines vorgegebenen Energieversorgungsspannungsbereichs zu erzeugen;

eine erste Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung (1), die mit der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung (9) und dem Energieversorgungsanschluß (Vcc) verbunden ist, zum Empfangen der Energieversorgungsspannung (Vcc) und der Referenzspannung (Vint) und zum Ausgeben einer Steuerspannung (φ1); und

eine Datenausgabe-Steuerschaltung (3);

gekennzeichnet durch:

eine erste Ausgabeschaltung (6) mit ersten und zweiten P-Kanaltransistoren (P3, P4), die zwischen einen Ausgabeanschluß (4) und den Energieversorgungsanschluß (Vcc) in Reihe geschaltet sind;

eine zweite Ausgabeschaltung (5) mit einem dritten P-Kanaltransistor (P2), der zwischen den Ausgabeanschluß (4) und den Energieversorgungsanschluß (Vcc) geschaltet ist;

wobei die Datenausgabe-Steuerschaltung (3) zum Steuern der ersten und der dritten P-Kanaltransistoren (P3, P2) in Abhängigkeit von einem Ausgabe-Datenwert gesteuert werden;

wobei die erste Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung (1) zum Steuern des zweiten P-Kanaltransistors (P4) in Abhängigkeit von der Energieversorgungsspannung und der Referenzspannung vorgesehen ist;

eine dritte Ausgabeschaltung (61) mit ersten und zweiten N-Kanaltransistoren (N3, N2), die zwischen den Ausgabeanschluß (4) und einen Massepotentialanschluß in Reihe geschaltet sind;

eine vierte Ausgabeschaltung (51) mit einem dritten N-Kanaltransistor (N1), der zwischen den Ausgabeanschluß (4) und den Massepotentialanschluß geschaltet ist;

eine zweite Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung, die mit dem Massepotentialanschluß verbunden ist, zum Erzeugen einer zweiten konstanten Referenzspannung (φ1) innerhalb eines vorgegebenen Energieversorgungsspannungsbereichs; und

eine zweite Steuerspannungs-Erzeugungsschaltung (2), die mit der zweiten Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung und dem Energieversorgungsanschluß verbunden ist, zum Empfangen der Energieversorgungsspannung (Vcc) und der zweiten Referenzspannung (φ1) und zum Ausgeben einer zweiten Steuerspannung (φ2) zum Steuern des zweiten N-Kanaltransistors (N2) in Abhängigkeit von der Energieversorgungsspannung und der zweiten Referenzspannung, wobei die Datenausgabe-Steuerschaltung (3) angeordnet ist, um die ersten und dritten P-Kanaltransistoren (P3, P2) zu steuern, und angeordnet ist, um weiter den ersten und den dritten N-Kanaltransistor (N3, N1) in Abhängigkeit von einem Ausgabe-Datenwert zu steuern.