JPH07263175A - インバータ式ｘ線高電圧装置 - Google Patents
インバータ式ｘ線高電圧装置Info
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- JPH07263175A JPH07263175A JP6071303A JP7130394A JPH07263175A JP H07263175 A JPH07263175 A JP H07263175A JP 6071303 A JP6071303 A JP 6071303A JP 7130394 A JP7130394 A JP 7130394A JP H07263175 A JPH07263175 A JP H07263175A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】力率改善と交流入力電流に正弦波化により、電
源設備容量を低減し電源設備費及び電力料金の節約と電
源高調波障害の除去を図る。 【構成】交流電源を第１の整流回路１３で直流に変換
し、それをインバータ回路４で高周波交流とし、それを
昇圧し、整流してＸ線管８に印加するインバータ式Ｘ線
高電圧装置において、交流電源と第１の整流回路１３と
の間に交流リアクトル１を設け、第１の整流回路１３
を、自己消弧可能なスイッチング素子１３1〜１３4とそ
れらに逆並列接続されたダイオードＤ1〜Ｄ4とを組み合
わせてフルブリッジ型に構成し、透視時のみこのスイッ
チング素子をパルス幅変調制御して、交流電源の電流位
相を電圧位相に一致させ、かつ第１の整流回路の出力電
圧を設定値に制御する電流，電圧制御回路１７を設け
る。
源設備容量を低減し電源設備費及び電力料金の節約と電
源高調波障害の除去を図る。 【構成】交流電源を第１の整流回路１３で直流に変換
し、それをインバータ回路４で高周波交流とし、それを
昇圧し、整流してＸ線管８に印加するインバータ式Ｘ線
高電圧装置において、交流電源と第１の整流回路１３と
の間に交流リアクトル１を設け、第１の整流回路１３
を、自己消弧可能なスイッチング素子１３1〜１３4とそ
れらに逆並列接続されたダイオードＤ1〜Ｄ4とを組み合
わせてフルブリッジ型に構成し、透視時のみこのスイッ
チング素子をパルス幅変調制御して、交流電源の電流位
相を電圧位相に一致させ、かつ第１の整流回路の出力電
圧を設定値に制御する電流，電圧制御回路１７を設け
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を直流に変換
し、その直流をインバータ回路を用いて高周波の交流に
変換し、その出力電圧を昇圧すると共に整流してＸ線管
に印加しＸ線を発生させるインバータ式Ｘ線高電圧装置
に関し、特に胃の集団検診用Ｘ線装置のようなＡＣ１０
０Ｖ，数ｋＶＡの小さい電源を用いる装置に好適なイン
バータ式Ｘ線高電圧装置に関するものである。
し、その直流をインバータ回路を用いて高周波の交流に
変換し、その出力電圧を昇圧すると共に整流してＸ線管
に印加しＸ線を発生させるインバータ式Ｘ線高電圧装置
に関し、特に胃の集団検診用Ｘ線装置のようなＡＣ１０
０Ｖ，数ｋＶＡの小さい電源を用いる装置に好適なイン
バータ式Ｘ線高電圧装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のインバータ式Ｘ線高電圧
装置は、図４に示すように構成されていた。すなわち、
商用の１００Ｖの単相交流電源３０からの交流電圧を交
流リアクトル１を介してサイリスタで構成された単相全
波整流回路２で直流電圧に変換し、これを平滑コンデン
サ３で平滑してＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトラ
ンジスタ）を用いたフルブリッジ型のインバータ回路４
に入力する。
装置は、図４に示すように構成されていた。すなわち、
商用の１００Ｖの単相交流電源３０からの交流電圧を交
流リアクトル１を介してサイリスタで構成された単相全
波整流回路２で直流電圧に変換し、これを平滑コンデン
サ３で平滑してＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトラ
ンジスタ）を用いたフルブリッジ型のインバータ回路４
に入力する。
【０００３】このインバータ回路４は、特開昭63−1905
56号公報にも記載されているように、共振用コンデンサ
５と高電圧変圧器６の漏れインダクタンス，浮遊容量な
どとの共振現象を利用してインバータ回路４のスイッチ
ング素子の動作の位相差と周波数を制御することによ
り、負荷であるＸ線管８への印加電圧に対応する電圧を
出力するもので、このインバータ回路４から出力される
交流電圧を前記高電圧変圧器６で昇圧し、これを整流回
路７で直流に変換してＸ線管８に印加していた。
56号公報にも記載されているように、共振用コンデンサ
５と高電圧変圧器６の漏れインダクタンス，浮遊容量な
どとの共振現象を利用してインバータ回路４のスイッチ
ング素子の動作の位相差と周波数を制御することによ
り、負荷であるＸ線管８への印加電圧に対応する電圧を
出力するもので、このインバータ回路４から出力される
交流電圧を前記高電圧変圧器６で昇圧し、これを整流回
路７で直流に変換してＸ線管８に印加していた。
【０００４】このＸ線管８に印加する電圧（管電圧）
は、以下のように制御されている。まず、管電圧の設定
値ＶＳ1とＸ線管８に流す電流（管電流）の設定値ＩＳ1
に応じてゲート制御回路１０で単相全波整流回路２の各
サイリスタを駆動するゲート制御位相角を設定し、これ
をゲートドライブ回路９で増幅して単相全波整流回路２
の各サイリスタのゲートに与える。これにより、単相全
波整流回路２の各サイリスタを駆動するゲート位相を制
御し、負荷条件に応じた電圧をインバータ回路４に入力
する。
は、以下のように制御されている。まず、管電圧の設定
値ＶＳ1とＸ線管８に流す電流（管電流）の設定値ＩＳ1
に応じてゲート制御回路１０で単相全波整流回路２の各
サイリスタを駆動するゲート制御位相角を設定し、これ
をゲートドライブ回路９で増幅して単相全波整流回路２
の各サイリスタのゲートに与える。これにより、単相全
波整流回路２の各サイリスタを駆動するゲート位相を制
御し、負荷条件に応じた電圧をインバータ回路４に入力
する。
【０００５】インバータ回路４は、単相全波整流回路２
の出力を平滑コンデンサ３で平滑した直流出力を入力
し、管電圧が設定値ＶＳ1 になるように制御しつつ高周
波の交流に変換する。すなわち、位相差，周波数制御回
路１２は、管電圧，管電流の各検出値ＶＳ2，ＩＳ2とそ
れらの設定値ＶＳ1，ＩＳ1が入力され、管電圧について
は、それが設定値になるように、インバータ回路４の周
波数，スイッチング素子４１と４４及び４２と４３の位
相差をフィードバック制御する。この位相差，周波数制
御回路１２の出力信号がゲートドライブ回路１１で増幅
されてインバータ回路４の各ＩＧＢＴのゲートに与えら
れ、それらが駆動される。これによりインバータ回路４
は、管電圧が設定値ＶＳ1になるように制御しつつ、単
相全波整流回路２，平滑コンデンサ３の直流出力を高周
波の交流に変換する。管電流の制御は、Ｘ線管８のフィ
ラメントの加熱量を制御して行うが、ここではその説明
は省略する。
の出力を平滑コンデンサ３で平滑した直流出力を入力
し、管電圧が設定値ＶＳ1 になるように制御しつつ高周
波の交流に変換する。すなわち、位相差，周波数制御回
路１２は、管電圧，管電流の各検出値ＶＳ2，ＩＳ2とそ
れらの設定値ＶＳ1，ＩＳ1が入力され、管電圧について
は、それが設定値になるように、インバータ回路４の周
波数，スイッチング素子４１と４４及び４２と４３の位
相差をフィードバック制御する。この位相差，周波数制
御回路１２の出力信号がゲートドライブ回路１１で増幅
されてインバータ回路４の各ＩＧＢＴのゲートに与えら
れ、それらが駆動される。これによりインバータ回路４
は、管電圧が設定値ＶＳ1になるように制御しつつ、単
相全波整流回路２，平滑コンデンサ３の直流出力を高周
波の交流に変換する。管電流の制御は、Ｘ線管８のフィ
ラメントの加熱量を制御して行うが、ここではその説明
は省略する。
【０００６】このような、インバータ式Ｘ線高電圧装置
は、主に商用の１００Ｖ単相交流電源を電源とする胃の
集団検診装置や外科用Ｘ線テレビ装置等に適用されてい
る。なお、インバータ回路４の位相差，周波数の制御で
所定の負荷範囲を制御できる場合には整流回路２のサイ
リスタをダイオードに置き換え、インバータ回路４への
入力電圧を制御不能としてもよい。
は、主に商用の１００Ｖ単相交流電源を電源とする胃の
集団検診装置や外科用Ｘ線テレビ装置等に適用されてい
る。なお、インバータ回路４の位相差，周波数の制御で
所定の負荷範囲を制御できる場合には整流回路２のサイ
リスタをダイオードに置き換え、インバータ回路４への
入力電圧を制御不能としてもよい。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ式Ｘ
線高電圧装置においては、整流回路２のサイリスタのゲ
ート制御信号の位相が交流電源電圧の位相に対して遅れ
位相で与えられるために、例えば図５に示すように、電
流イは電圧ロよりもφだけ位相が遅れ、力率が低下し
た。したがって、無効電力が多く、交流電源の設備容量
はその分だけ大きくなった。また、電流波形も歪み、高
調波成分が多く、これによって高調波電流の電源系統へ
の流入、延いては同電源系統に接続された他の機器への
障害波及の虞があった。特に、透視時のような場合、Ｘ
線管に入力する電力は数百Ｗ程度と非常に小さいにもか
かわらず、力率が低いために交流電源に流れる電流は数
十Ａにも達し、しかも時間が長く、数ｋＶＡの容量の電
源にとっては負担の大きいものであった。 これらの問
題は整流回路２のサイリスタをダイオードに置き換えた
ものでもほぼ同じであった。
線高電圧装置においては、整流回路２のサイリスタのゲ
ート制御信号の位相が交流電源電圧の位相に対して遅れ
位相で与えられるために、例えば図５に示すように、電
流イは電圧ロよりもφだけ位相が遅れ、力率が低下し
た。したがって、無効電力が多く、交流電源の設備容量
はその分だけ大きくなった。また、電流波形も歪み、高
調波成分が多く、これによって高調波電流の電源系統へ
の流入、延いては同電源系統に接続された他の機器への
障害波及の虞があった。特に、透視時のような場合、Ｘ
線管に入力する電力は数百Ｗ程度と非常に小さいにもか
かわらず、力率が低いために交流電源に流れる電流は数
十Ａにも達し、しかも時間が長く、数ｋＶＡの容量の電
源にとっては負担の大きいものであった。 これらの問
題は整流回路２のサイリスタをダイオードに置き換えた
ものでもほぼ同じであった。
【０００８】本発明の目的は、交流電源を直流に変換す
る整流回路と、力率改善と交流入力電流の正弦波化が可
能な整流回路に改良することによって、電源設備容量の
低減と高調波電流による障害の除去が図れるインバータ
式Ｘ線高電圧装置を提供することにある。
る整流回路と、力率改善と交流入力電流の正弦波化が可
能な整流回路に改良することによって、電源設備容量の
低減と高調波電流による障害の除去が図れるインバータ
式Ｘ線高電圧装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】前記目的は、交流電源を
整流する第１の整流回路と、この第１の整流回路の出力
電圧を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサ
の出力を高周波の交流に変換するインバータ回路と、こ
のインバータ回路の出力電圧を昇圧する高電圧変換器
と、この高電圧変圧器の出力を整流する第２の整流回路
とを備え、この第２の整流回路の出力電圧をＸ線管に印
加してＸ線を発生させるインバータ式Ｘ線高電圧装置に
おいて、前記第１の整流回路は自己消弧可能なスイッチ
ング素子とこのスイッチング素子と逆並列に接続された
ダイオードとの接続体を少なくとも２つ以上含む全波ブ
リッジで構成され、この全波ブリッジと前記交流電源と
の間に交流リアクトルを備え、透視時のみ前記交流電源
の電流と電圧の位相差及び前記平滑コンデンサの出力電
圧の設定値との誤差に応じて前記第１の整流回路のスイ
ッチング素子をパルス幅変調制御し、前記交流電源の電
流と電圧の位相を一致させると共に前記平滑コンデンサ
の出力電圧を設定値に制御する電流，電圧制御回路を具
備し、前記平滑コンデンサの出力電圧を前記インバータ
回路に入力し、撮影時には前記スイッチング素子はオフ
のままで前記ダイオードによる整流電圧を前記平滑コン
デンサで平滑した電圧を前記インバータ回路に入力する
ことにより達成される。
整流する第１の整流回路と、この第１の整流回路の出力
電圧を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサ
の出力を高周波の交流に変換するインバータ回路と、こ
のインバータ回路の出力電圧を昇圧する高電圧変換器
と、この高電圧変圧器の出力を整流する第２の整流回路
とを備え、この第２の整流回路の出力電圧をＸ線管に印
加してＸ線を発生させるインバータ式Ｘ線高電圧装置に
おいて、前記第１の整流回路は自己消弧可能なスイッチ
ング素子とこのスイッチング素子と逆並列に接続された
ダイオードとの接続体を少なくとも２つ以上含む全波ブ
リッジで構成され、この全波ブリッジと前記交流電源と
の間に交流リアクトルを備え、透視時のみ前記交流電源
の電流と電圧の位相差及び前記平滑コンデンサの出力電
圧の設定値との誤差に応じて前記第１の整流回路のスイ
ッチング素子をパルス幅変調制御し、前記交流電源の電
流と電圧の位相を一致させると共に前記平滑コンデンサ
の出力電圧を設定値に制御する電流，電圧制御回路を具
備し、前記平滑コンデンサの出力電圧を前記インバータ
回路に入力し、撮影時には前記スイッチング素子はオフ
のままで前記ダイオードによる整流電圧を前記平滑コン
デンサで平滑した電圧を前記インバータ回路に入力する
ことにより達成される。
【００１０】特に、撮影時は出力は大きいが曝射時間が
短いので、この時のパワーは前記平滑コンデンサに充電
されたエネルギを電力源とし、透視時のような出力は小
さいが曝射時間の長い時のみ上記交流電源より電力を供
給するような場合には、上記第１の整流回路の自己消弧
可能なスイッチング素子には透視時に供給するパワーに
合わせて小さい容量の素子を用い、撮影時にはこの素子
をオフのままにすることにより、透視時の力率改善が可
能となり本目的を達成できる。
短いので、この時のパワーは前記平滑コンデンサに充電
されたエネルギを電力源とし、透視時のような出力は小
さいが曝射時間の長い時のみ上記交流電源より電力を供
給するような場合には、上記第１の整流回路の自己消弧
可能なスイッチング素子には透視時に供給するパワーに
合わせて小さい容量の素子を用い、撮影時にはこの素子
をオフのままにすることにより、透視時の力率改善が可
能となり本目的を達成できる。
【００１１】
【作用】電流，電圧制御回路は、交流電源の電流と電圧
の位相差及び平滑コンデンサの出力電圧の設定値との誤
差に応じて第１の整流回路のスイッチング素子をパルス
幅変調制御し、交流電源の線電流と相電圧の位相を一致
させると共に平滑コンデンサの出力電圧を設定値に制御
する。
の位相差及び平滑コンデンサの出力電圧の設定値との誤
差に応じて第１の整流回路のスイッチング素子をパルス
幅変調制御し、交流電源の線電流と相電圧の位相を一致
させると共に平滑コンデンサの出力電圧を設定値に制御
する。
【００１２】これにより、交流電源の電流と電圧の位相
が一致し、かつ歪のない正弦波となる。したがって、力
率が改善されて皮相電力が小さくなり、電源設備容量は
低減し、電源高調波も除去される。また、撮影時の電力
は上記平滑コンデンサから供給し、透視時のみ上記交流
電源より電力を供給する場合には、上記自己消弧可能な
スイッチング素子には電流定格の小さい素子の使用が可
能となるので、より経済的になる。
が一致し、かつ歪のない正弦波となる。したがって、力
率が改善されて皮相電力が小さくなり、電源設備容量は
低減し、電源高調波も除去される。また、撮影時の電力
は上記平滑コンデンサから供給し、透視時のみ上記交流
電源より電力を供給する場合には、上記自己消弧可能な
スイッチング素子には電流定格の小さい素子の使用が可
能となるので、より経済的になる。
【００１３】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は、本発明によるインバータ式Ｘ線高電圧装
置の一実施例を示す回路図である。この図１において、
３０は単相交流電源、１は交流リアクトル、３は平滑コ
ンデンサ、４はＩＧＢＴを用いたフルブリッジ型のイン
バータ回路、５は共振用コンデンサ、６は高電圧変圧
器、７は高電圧整流回路（第２の整流回路）、８は負荷
であるＸ線管、１１は第２のゲートドライブ回路、１２
はインバータ回路４の位相差，周波数制御回路、１３は
第１の整流回路（単相全波整流回路）、１４は単相交流
電源３０の電流検出器、１５は単相交流電源の電圧検出
器、１６は第１のゲートドライブ回路、１７は前記単相
交流電源３０の電流と前記第１の整流回路１３の出力電
圧を制御する電流，電圧制御回路、３２は各条件を設定
する操作卓である。
する。図１は、本発明によるインバータ式Ｘ線高電圧装
置の一実施例を示す回路図である。この図１において、
３０は単相交流電源、１は交流リアクトル、３は平滑コ
ンデンサ、４はＩＧＢＴを用いたフルブリッジ型のイン
バータ回路、５は共振用コンデンサ、６は高電圧変圧
器、７は高電圧整流回路（第２の整流回路）、８は負荷
であるＸ線管、１１は第２のゲートドライブ回路、１２
はインバータ回路４の位相差，周波数制御回路、１３は
第１の整流回路（単相全波整流回路）、１４は単相交流
電源３０の電流検出器、１５は単相交流電源の電圧検出
器、１６は第１のゲートドライブ回路、１７は前記単相
交流電源３０の電流と前記第１の整流回路１３の出力電
圧を制御する電流，電圧制御回路、３２は各条件を設定
する操作卓である。
【００１４】ここで、前記第１の整流回路１３は、交流
リアクトル１を介して入力された単相交流電源３０から
の交流電圧を直流電圧に整流するもので、自己消弧可能
なスイッチング素子、ここではＩＧＢＴ（絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタ）からなる４つのスイッチング
素子１３1〜１３4を組み合わせてフルブリッジ型に構成
すると共に、それら各スイッチング素子１３1〜１３4に
ダイオードＤ1〜Ｄ4を逆並列接続してなるものである。
これらのスイッチング素子１３1〜１３4は透視時のみ動
作して次のように制御される。すなわち電流，電圧制御
回路１７は、単相交流電源３０の電流の位相を電圧の位
相に一致させ、かつ第１の整流回路１３の出力電圧を設
定値に制御すべくパルス幅変調制御パルスを作成し、こ
れが第１のゲートドライブ回路１６で増幅されてスイッ
チング素子１３1〜１３4の各ゲートに与えられ、スイッ
チング素子１３1〜１３4がスイッチング制御される。
リアクトル１を介して入力された単相交流電源３０から
の交流電圧を直流電圧に整流するもので、自己消弧可能
なスイッチング素子、ここではＩＧＢＴ（絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタ）からなる４つのスイッチング
素子１３1〜１３4を組み合わせてフルブリッジ型に構成
すると共に、それら各スイッチング素子１３1〜１３4に
ダイオードＤ1〜Ｄ4を逆並列接続してなるものである。
これらのスイッチング素子１３1〜１３4は透視時のみ動
作して次のように制御される。すなわち電流，電圧制御
回路１７は、単相交流電源３０の電流の位相を電圧の位
相に一致させ、かつ第１の整流回路１３の出力電圧を設
定値に制御すべくパルス幅変調制御パルスを作成し、こ
れが第１のゲートドライブ回路１６で増幅されてスイッ
チング素子１３1〜１３4の各ゲートに与えられ、スイッ
チング素子１３1〜１３4がスイッチング制御される。
【００１５】図２は前記電流，電圧制御回路１７の具体
例をその周辺回路部分と共に示す図で、ここでは、電
流，電圧制御回路１７は単相正弦波発生器２０，誤差増
幅器２１，乗算器２２，誤差増幅器２３，鋸歯状波発生
器２４，比較器２５とを備えてなり、以下のように動作
する。まず、第１の整流回路１３の出力電圧、すなわち
平滑コンデンサ３の電圧ＶＳ4 を検出し、これと設定値
ＶＳ3(管電圧，管電流に応じて設定される）とを、電圧
フィードバック制御を行うための誤差増幅器２１で比
較，増幅する。
例をその周辺回路部分と共に示す図で、ここでは、電
流，電圧制御回路１７は単相正弦波発生器２０，誤差増
幅器２１，乗算器２２，誤差増幅器２３，鋸歯状波発生
器２４，比較器２５とを備えてなり、以下のように動作
する。まず、第１の整流回路１３の出力電圧、すなわち
平滑コンデンサ３の電圧ＶＳ4 を検出し、これと設定値
ＶＳ3(管電圧，管電流に応じて設定される）とを、電圧
フィードバック制御を行うための誤差増幅器２１で比
較，増幅する。
【００１６】一方、単相交流電源３０の電圧を電圧検出
器１５により検出し、これを単相正弦波発生器２０に入
力して電源電圧に同期した単相正弦波基準信号を作成す
る。この単相正弦波基準信号と前記誤差増幅器２１から
の信号を乗算器２２で掛算し、単相交流電源３０の電流
を制御するための電流基準信号（交流電源３０の電圧波
形に同期した正弦波状の交流電源の電流指令波形）を作
成し、これと電流検出器１４からの電流信号（実際の電
流波形）とを誤差増幅器２３に入力して電流フィードバ
ック制御偏差（前記電流指令波形と実際の電流波形との
誤差信号）を生成する。
器１５により検出し、これを単相正弦波発生器２０に入
力して電源電圧に同期した単相正弦波基準信号を作成す
る。この単相正弦波基準信号と前記誤差増幅器２１から
の信号を乗算器２２で掛算し、単相交流電源３０の電流
を制御するための電流基準信号（交流電源３０の電圧波
形に同期した正弦波状の交流電源の電流指令波形）を作
成し、これと電流検出器１４からの電流信号（実際の電
流波形）とを誤差増幅器２３に入力して電流フィードバ
ック制御偏差（前記電流指令波形と実際の電流波形との
誤差信号）を生成する。
【００１７】この制御偏差と鋸歯状波発生器２４からの
鋸歯状波を比較器２５で比較して変調波信号を作成し、
これを、第１の整流回路１３のスイッチング素子１３1
〜１３4 のスイッチングのタイミングを決定する信号と
して出力する。この変調波信号を第１のゲートドライブ
回路１６で増幅してスイッチング素子（ＩＧＢＴ）１３
1〜１３4のゲートに与え、前記第１の整流回路１３の出
力電圧（平滑コンデンサ３の電圧）ＶＳ4が設定値ＶＳ3
と等しく、かつ単相交流電源３０の電流と電圧の位相が
一致するようにスイッチング素子１３1〜１３4をスイッ
チング制御する。
鋸歯状波を比較器２５で比較して変調波信号を作成し、
これを、第１の整流回路１３のスイッチング素子１３1
〜１３4 のスイッチングのタイミングを決定する信号と
して出力する。この変調波信号を第１のゲートドライブ
回路１６で増幅してスイッチング素子（ＩＧＢＴ）１３
1〜１３4のゲートに与え、前記第１の整流回路１３の出
力電圧（平滑コンデンサ３の電圧）ＶＳ4が設定値ＶＳ3
と等しく、かつ単相交流電源３０の電流と電圧の位相が
一致するようにスイッチング素子１３1〜１３4をスイッ
チング制御する。
【００１８】図３は単相交流電源３０の電流ハと、パル
ス幅変調信号（第１のゲートドライブ回路１６への電
流，電圧制御回路１７の出力パルス。この信号の基本波
は電源電圧と同相である。）ニの波形図である。
ス幅変調信号（第１のゲートドライブ回路１６への電
流，電圧制御回路１７の出力パルス。この信号の基本波
は電源電圧と同相である。）ニの波形図である。
【００１９】電流ハの波形は、インバータ回路４が動作
してＸ線管８に電力を供給し、インバータ回路入力電圧
（平滑コンデンサ３の電圧）がその設定値よりも降下し
た場合は電源電圧と同相となり、電力は交流電源３０か
ら平滑コンデンサ３側に供給する。インバータ回路入力
電圧がその設定値よりも上昇した場合は、前記交流電流
ハの波形は電源電圧と逆相となり、平滑コンデンサ３側
から交流電源３０に電力の回生が行われる。正弘波のパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）制御においてもＰＷＭ周波数に相
当するリップル成分が含まれるが、交流電源３０側にフ
ィルタ（図示せず）を挿入したり、ＰＷＭ周波数を高く
することなどにより滑らかな正弦波電流が得られる。
してＸ線管８に電力を供給し、インバータ回路入力電圧
（平滑コンデンサ３の電圧）がその設定値よりも降下し
た場合は電源電圧と同相となり、電力は交流電源３０か
ら平滑コンデンサ３側に供給する。インバータ回路入力
電圧がその設定値よりも上昇した場合は、前記交流電流
ハの波形は電源電圧と逆相となり、平滑コンデンサ３側
から交流電源３０に電力の回生が行われる。正弘波のパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）制御においてもＰＷＭ周波数に相
当するリップル成分が含まれるが、交流電源３０側にフ
ィルタ（図示せず）を挿入したり、ＰＷＭ周波数を高く
することなどにより滑らかな正弦波電流が得られる。
【００２０】図１に説明を戻すと、インバータ回路４
は、このようにして得られた直流電圧を受電して交流電
圧に変換すると共に、共振現象を利用してＸ線管８に供
給する電力を制御するもので、ここではＩＧＢＴからな
る４つのスイッチング素子４１，４２，４３，４４を組
み合わせてフルブリッジ型に構成すると共に、それら各
スイッチング素子４１〜４４にダイオードＤ7〜Ｄ10 を
逆並列接続してなるものである。
は、このようにして得られた直流電圧を受電して交流電
圧に変換すると共に、共振現象を利用してＸ線管８に供
給する電力を制御するもので、ここではＩＧＢＴからな
る４つのスイッチング素子４１，４２，４３，４４を組
み合わせてフルブリッジ型に構成すると共に、それら各
スイッチング素子４１〜４４にダイオードＤ7〜Ｄ10 を
逆並列接続してなるものである。
【００２１】コンデンサ５は、インバータ回路４の出力
電圧によって共振電流を生じさせる共振素子の１つであ
る。高電圧変圧器６は、その１次巻線が前記コンデンサ
５と直列に接続され、コンデンサ５と漏れインダクタン
スとで共振を起こさせ、その共振出力を昇圧するもので
ある。
電圧によって共振電流を生じさせる共振素子の１つであ
る。高電圧変圧器６は、その１次巻線が前記コンデンサ
５と直列に接続され、コンデンサ５と漏れインダクタン
スとで共振を起こさせ、その共振出力を昇圧するもので
ある。
【００２２】第２の整流回路７は、前記高電圧変圧器６
の２次巻線に接続され、その出力の交流電圧を直流に変
換するものである。Ｘ線管８は、本発明装置の負荷とな
るもので、前記第２の整流回路７の出力電圧が印加され
てＸ線を発生するものである。
の２次巻線に接続され、その出力の交流電圧を直流に変
換するものである。Ｘ線管８は、本発明装置の負荷とな
るもので、前記第２の整流回路７の出力電圧が印加され
てＸ線を発生するものである。
【００２３】次に、上述本発明装置の動作について説明
する。操作卓３２で透視，撮影，管電圧，管電流等の条
件が設定されて、これらが本装置に入力される。先ず、
透視の時は透視ＯＮ信号により、第１の整流回路１３の
電流，電圧制御回路１７とインバータ回路４の位相差，
周波数制御回路１２に透視時の管電圧，管電流等の設定
信号が入力される。電圧，電流制御回路１７は管電圧，
管電流の各設定値ＶＳ1，ＩＳ1に対応したインバータ回
路４の入力電圧ＶＳ3を設定し、これと実際のインバー
タ回路４の入力電圧ＶＳ4を比較してフィードバック制
御を行い、前述したように単相交流電源３０の電圧と電
流の位相を一致させ、インバータ回路４の入力電圧ＶＳ
4が設定値ＶＳ3になるように、第１の整流回路１３のス
イッチング素子１３1〜１３4をスイッチング制御する。
する。操作卓３２で透視，撮影，管電圧，管電流等の条
件が設定されて、これらが本装置に入力される。先ず、
透視の時は透視ＯＮ信号により、第１の整流回路１３の
電流，電圧制御回路１７とインバータ回路４の位相差，
周波数制御回路１２に透視時の管電圧，管電流等の設定
信号が入力される。電圧，電流制御回路１７は管電圧，
管電流の各設定値ＶＳ1，ＩＳ1に対応したインバータ回
路４の入力電圧ＶＳ3を設定し、これと実際のインバー
タ回路４の入力電圧ＶＳ4を比較してフィードバック制
御を行い、前述したように単相交流電源３０の電圧と電
流の位相を一致させ、インバータ回路４の入力電圧ＶＳ
4が設定値ＶＳ3になるように、第１の整流回路１３のス
イッチング素子１３1〜１３4をスイッチング制御する。
【００２４】インバータ回路４は、この第１の整流回路
１３（平滑コンデンサ３）の直流出力を、管電圧が設定
値ＶＳ1 になるように制御しつつ高周波の交流に変換す
る。すなわち、位相差，周波数制御回路１２は、管電
圧，管電流の各検出値ＶＳ2，ＩＳ2とそれらの設定値Ｖ
Ｓ1，ＩＳ1が入力され、管電圧については、それが設定
値ＶＳ1 になるように、インバータ回路４の周波数，ス
イッチング素子４１と４４及び４２と４３の位相差をフ
ィードバック制御する。この位相差，周波数制御回路１
２の出力信号が第２のゲートドライブ回路１１で増幅さ
れてインバータ回路４のスイッチング素子４１〜４４の
ゲートに与えられ、それらが駆動される。これらよりイ
ンバータ回路４は、管電圧が設定値ＶＳ1 になるように
制御しつつ、第１の整流回路１３（平滑コンデンサ３）
の直流出力を高周波の交流に変換する。管電流の制御
は、Ｘ線管８のフィラメントの加熱量を制御して行う。
１３（平滑コンデンサ３）の直流出力を、管電圧が設定
値ＶＳ1 になるように制御しつつ高周波の交流に変換す
る。すなわち、位相差，周波数制御回路１２は、管電
圧，管電流の各検出値ＶＳ2，ＩＳ2とそれらの設定値Ｖ
Ｓ1，ＩＳ1が入力され、管電圧については、それが設定
値ＶＳ1 になるように、インバータ回路４の周波数，ス
イッチング素子４１と４４及び４２と４３の位相差をフ
ィードバック制御する。この位相差，周波数制御回路１
２の出力信号が第２のゲートドライブ回路１１で増幅さ
れてインバータ回路４のスイッチング素子４１〜４４の
ゲートに与えられ、それらが駆動される。これらよりイ
ンバータ回路４は、管電圧が設定値ＶＳ1 になるように
制御しつつ、第１の整流回路１３（平滑コンデンサ３）
の直流出力を高周波の交流に変換する。管電流の制御
は、Ｘ線管８のフィラメントの加熱量を制御して行う。
【００２５】次に、撮影時は、操作卓３２で撮影条件が
設定されると、透視ＯＮ信号は電流，電圧制御回路１７
に入力されず、これによってゲートドライブ回路１６の
出力はオフとなり、第１の整流回路１３のスイッチング
素子１３1〜１３4はオフのままとする。すなわち、撮影
時は第１の整流回路１３はダイオードＤ1〜Ｄ4の単相全
波整流回路を形成し、交流電源３０の全波整流電圧を平
滑コンデンサ３で平滑した電圧をインバータ回路４の入
力電圧とするものである。そして、撮影条件に応じた管
電圧，管電流になるように、上記と同様にインバータ回
路４の位相，周波数を制御するものである。したがっ
て、撮影時は撮影時間が非常に短いので(０.１秒程
度）、透視時のようにスイッチング素子１３1〜１３4の
パルス幅変調制御をせずとも電源に与える影響は透視時
よりは小さい。
設定されると、透視ＯＮ信号は電流，電圧制御回路１７
に入力されず、これによってゲートドライブ回路１６の
出力はオフとなり、第１の整流回路１３のスイッチング
素子１３1〜１３4はオフのままとする。すなわち、撮影
時は第１の整流回路１３はダイオードＤ1〜Ｄ4の単相全
波整流回路を形成し、交流電源３０の全波整流電圧を平
滑コンデンサ３で平滑した電圧をインバータ回路４の入
力電圧とするものである。そして、撮影条件に応じた管
電圧，管電流になるように、上記と同様にインバータ回
路４の位相，周波数を制御するものである。したがっ
て、撮影時は撮影時間が非常に短いので(０.１秒程
度）、透視時のようにスイッチング素子１３1〜１３4の
パルス幅変調制御をせずとも電源に与える影響は透視時
よりは小さい。
【００２６】以上のように本発明装置においては、交流
電源３０の電圧と、電流は同相で力率は１となり、かつ
電流を正弦波に制御できるので、電源設備容量低減によ
る電源設備費の節約ができると共に電源高調波障害も除
去できる。特に、胃の集団検診装置のように単相１００
Ｖ，数ｋＶＡの小さい容量の電源から透視時のような長
い時間曝射するような場合に本発明を適用することによ
って、大幅な力率改善と電源高調波低減が可能となり、
電源への負担を著しく軽減できる。
電源３０の電圧と、電流は同相で力率は１となり、かつ
電流を正弦波に制御できるので、電源設備容量低減によ
る電源設備費の節約ができると共に電源高調波障害も除
去できる。特に、胃の集団検診装置のように単相１００
Ｖ，数ｋＶＡの小さい容量の電源から透視時のような長
い時間曝射するような場合に本発明を適用することによ
って、大幅な力率改善と電源高調波低減が可能となり、
電源への負担を著しく軽減できる。
【００２７】更に、管電圧が低く、管電流の小さい負荷
の場合、従来は図４の単相全波整流回路２のサイリスタ
によりインバータ回路４の入力電圧を電源電圧の波高値
以下に制御し、インバータ回路４を位相差のみで制御し
ていたが、本発明ではインバータ回路４の位相差のみな
らず周波数も制御してインバータ回路４の制御範囲を拡
大することにより、従来と同様に広範囲の負荷に対応で
きる。
の場合、従来は図４の単相全波整流回路２のサイリスタ
によりインバータ回路４の入力電圧を電源電圧の波高値
以下に制御し、インバータ回路４を位相差のみで制御し
ていたが、本発明ではインバータ回路４の位相差のみな
らず周波数も制御してインバータ回路４の制御範囲を拡
大することにより、従来と同様に広範囲の負荷に対応で
きる。
【００２８】図１の実施例では、第１の整流回路のスイ
ッチング素子１３1〜１３4とダイオードＤ1〜Ｄ4をそれ
ぞれ個別に用いる例について説明したが、これらが一体
となったパワーモジュールを使用する場合は、図６のよ
うにモジュールと直列にダイオードＤ11〜Ｄ14を、並列
にＤ15〜Ｄ18を接続するようにしても良い。すなわち、
本発明のスイッチング素子１３1〜１３4とこれに内蔵さ
れた逆並列のダイオードＤ1〜Ｄ4は透視時のみ使用する
ので、撮影時にこのダイオードＤ1〜Ｄ4が導通しないよ
うに、これと逆方向にダイオードＤ11〜Ｄ14を接続し、
撮影時にはダイオードＤ15〜Ｄ18により交流電源電圧の
全波整流電圧をインバータ回路に入力する。このように
することによって、上記スイッチング素子１３1〜１３4
とダイオードＤ1〜Ｄ4のパワーモジュールには透視時の
パワーに合わせて電流定格の小さい素子の使用が可能と
なるので、より経済的な装置を実現できる。
ッチング素子１３1〜１３4とダイオードＤ1〜Ｄ4をそれ
ぞれ個別に用いる例について説明したが、これらが一体
となったパワーモジュールを使用する場合は、図６のよ
うにモジュールと直列にダイオードＤ11〜Ｄ14を、並列
にＤ15〜Ｄ18を接続するようにしても良い。すなわち、
本発明のスイッチング素子１３1〜１３4とこれに内蔵さ
れた逆並列のダイオードＤ1〜Ｄ4は透視時のみ使用する
ので、撮影時にこのダイオードＤ1〜Ｄ4が導通しないよ
うに、これと逆方向にダイオードＤ11〜Ｄ14を接続し、
撮影時にはダイオードＤ15〜Ｄ18により交流電源電圧の
全波整流電圧をインバータ回路に入力する。このように
することによって、上記スイッチング素子１３1〜１３4
とダイオードＤ1〜Ｄ4のパワーモジュールには透視時の
パワーに合わせて電流定格の小さい素子の使用が可能と
なるので、より経済的な装置を実現できる。
【００２９】なお、図１，図６の実施例の第１の整流回
路にはフルブリッジの全アームに自己消弧のスイッチン
グ素子を用いる例について説明したが、これらには図７
あるいは図８のように交流側の２アーム又は直流側の２
アームのみに用いても良い。このようにすることによっ
て、前記の実施例とほぼ同様の効果が得られる他に、さ
らに経済的な装置を提供することができる。
路にはフルブリッジの全アームに自己消弧のスイッチン
グ素子を用いる例について説明したが、これらには図７
あるいは図８のように交流側の２アーム又は直流側の２
アームのみに用いても良い。このようにすることによっ
て、前記の実施例とほぼ同様の効果が得られる他に、さ
らに経済的な装置を提供することができる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、交
流電源の電圧と電流が同位相で力率が１になり、皮相電
力が小さくなって電源設備容量が低減し、電源設備費及
び電力料金の節約ができる。また、電源電流の波形も正
弦波になるので電源高調波障害が除去される。特に、胃
の集団検診装置のような交流１００Ｖ，数ｋＶＡの電源
を使用する場合に、これらのメリットはより発揮され
る。
流電源の電圧と電流が同位相で力率が１になり、皮相電
力が小さくなって電源設備容量が低減し、電源設備費及
び電力料金の節約ができる。また、電源電流の波形も正
弦波になるので電源高調波障害が除去される。特に、胃
の集団検診装置のような交流１００Ｖ，数ｋＶＡの電源
を使用する場合に、これらのメリットはより発揮され
る。
【図１】本発明装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１中の電流，電圧制御回路の具体例をその周
辺回路部分と共に示す図である。
辺回路部分と共に示す図である。
【図３】図２における単相交流電源の電流とパルス幅変
調信号の波形図である。
調信号の波形図である。
【図４】従来装置の回路図である。
【図５】従来装置における単相交流電源の電流と電圧の
波形図である。
波形図である。
【図６】本発明装置の他の実施例を示す回路図である。
【図７】本発明装置の他の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明装置の他の実施例を示す回路図である。
１ 交流リアクトル ２ サイリスタによる単相 ３ 平滑コンデンサ ４ ＩＧＢＴを用いたフルブリッジ型のインバータ回路 ５ 共振用コンデンサ ６ 高電圧変圧器 ７ 高電圧整流回路 ８ Ｘ線管 １１ ゲートドライブ回路（第２のゲートドライブ回
路） １２ インバータ回路の位相差，周波数制御回路 １３ 第１の整流回路（ＩＧＢＴによる単相全波整流回
路） １４ 単相交流電源の電流検出器 １５ 単相交流電源の電圧検出器 １６ 第１のゲートドライブ回路 １７ 交流電源の電流と第１の整流回路の出力電圧を制
御する電流，電圧制御回路 ２０ 単相正弦波発生器 ２１ 誤差増幅器 ２２ 乗算器 ２３ 誤差増幅器 ２４ 鋸歯状波発生器 ２５ 比較器 ３０ 単相交流電源 ３２ 操作卓
路） １２ インバータ回路の位相差，周波数制御回路 １３ 第１の整流回路（ＩＧＢＴによる単相全波整流回
路） １４ 単相交流電源の電流検出器 １５ 単相交流電源の電圧検出器 １６ 第１のゲートドライブ回路 １７ 交流電源の電流と第１の整流回路の出力電圧を制
御する電流，電圧制御回路 ２０ 単相正弦波発生器 ２１ 誤差増幅器 ２２ 乗算器 ２３ 誤差増幅器 ２４ 鋸歯状波発生器 ２５ 比較器 ３０ 単相交流電源 ３２ 操作卓
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源を整流する第１の整流回路と、こ
の第１の整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ
と、この平滑コンデンサの出力を高周波の交流に変換す
るインバータ回路と、このインバータ回路の出力電圧を
昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力を整
流する第２の整流回路とを備え、この第２の整流回路の
出力電圧をＸ線管に印加してＸ線を発生させるインバー
タ式Ｘ線高電圧装置において、 前記第１の整流回路は自己消弧可能なスイッチング素子
とこのスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオー
ドとの接続体を少なくとも２つ以上含む全波ブリッジで
構成され、この全波ブリッジと前記交流電源との間に交
流リアクトルを備え、透視時のみ前記交流電源の電流と
電圧の位相差及び前記平滑コンデンサの出力電圧の設定
値との誤差に応じて前記第１の整流回路のスイッチング
素子をパルス幅変調制御し、前記交流電源の電流と電圧
の位相を一致させると共に前記平滑コンデンサの出力電
圧を設定値に制御する電流，電圧制御回路を具備し、前
記平滑コンデンサの出力電圧を前記インバータ回路に入
力し、撮影時には前記スイッチング素子はオフのままで
前記ダイオードによる整流電圧を前記平滑コンデンサで
平滑した電圧を前記インバータ回路に入力することを特
徴とするインバータ式Ｘ線高電圧装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07130394A JP3431985B2 (ja) | 1994-03-17 | 1994-03-17 | インバータ式ｘ線高電圧装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07130394A JP3431985B2 (ja) | 1994-03-17 | 1994-03-17 | インバータ式ｘ線高電圧装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07263175A true JPH07263175A (ja) | 1995-10-13 |
| JP3431985B2 JP3431985B2 (ja) | 2003-07-28 |
Family
ID=13456749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07130394A Expired - Fee Related JP3431985B2 (ja) | 1994-03-17 | 1994-03-17 | インバータ式ｘ線高電圧装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3431985B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2138548A1 (es) * | 1997-12-18 | 2000-01-01 | Iberdrola Sa | Rectificador con factor de potencia proximo a la unidad. |
| JP2003502814A (ja) * | 1999-06-22 | 2003-01-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｘ線検査装置 |
| WO2016194860A1 (ja) * | 2015-06-01 | 2016-12-08 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2017088333A1 (zh) * | 2015-11-27 | 2017-06-01 | 刘洋 | 一种基于物联网的采用直流逆变技术的x线机 |
| US11056979B2 (en) | 2017-12-25 | 2021-07-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion apparatus |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102706912A (zh) * | 2012-06-21 | 2012-10-03 | 丹东奥龙射线仪器有限公司 | X射线晶体定向仪高压发生器 |
-
1994
- 1994-03-17 JP JP07130394A patent/JP3431985B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2138548A1 (es) * | 1997-12-18 | 2000-01-01 | Iberdrola Sa | Rectificador con factor de potencia proximo a la unidad. |
| JP2003502814A (ja) * | 1999-06-22 | 2003-01-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｘ線検査装置 |
| WO2016194860A1 (ja) * | 2015-06-01 | 2016-12-08 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2017088333A1 (zh) * | 2015-11-27 | 2017-06-01 | 刘洋 | 一种基于物联网的采用直流逆变技术的x线机 |
| US11056979B2 (en) | 2017-12-25 | 2021-07-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3431985B2 (ja) | 2003-07-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |