JPH07263175A - インバータ式x線高電圧装置 - Google Patents

インバータ式x線高電圧装置

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JPH07263175A
JPH07263175A JP6071303A JP7130394A JPH07263175A JP H07263175 A JPH07263175 A JP H07263175A JP 6071303 A JP6071303 A JP 6071303A JP 7130394 A JP7130394 A JP 7130394A JP H07263175 A JPH07263175 A JP H07263175A
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Keishin Hatakeyama
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Abstract

(57)【要約】 (修正有) 【目的】力率改善と交流入力電流に正弦波化により、電
源設備容量を低減し電源設備費及び電力料金の節約と電
源高調波障害の除去を図る。 【構成】交流電源を第1の整流回路13で直流に変換
し、それをインバータ回路4で高周波交流とし、それを
昇圧し、整流してX線管8に印加するインバータ式X線
高電圧装置において、交流電源と第1の整流回路13と
の間に交流リアクトル1を設け、第1の整流回路13
を、自己消弧可能なスイッチング素子131〜134とそ
れらに逆並列接続されたダイオードD1〜D4とを組み合
わせてフルブリッジ型に構成し、透視時のみこのスイッ
チング素子をパルス幅変調制御して、交流電源の電流位
相を電圧位相に一致させ、かつ第1の整流回路の出力電
圧を設定値に制御する電流,電圧制御回路17を設け
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を直流に変換
し、その直流をインバータ回路を用いて高周波の交流に
変換し、その出力電圧を昇圧すると共に整流してX線管
に印加しX線を発生させるインバータ式X線高電圧装置
に関し、特に胃の集団検診用X線装置のようなAC10
0V,数kVAの小さい電源を用いる装置に好適なイン
バータ式X線高電圧装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、この種のインバータ式X線高電圧
装置は、図4に示すように構成されていた。すなわち、
商用の100Vの単相交流電源30からの交流電圧を交
流リアクトル1を介してサイリスタで構成された単相全
波整流回路2で直流電圧に変換し、これを平滑コンデン
サ3で平滑してIGBT(絶縁ゲート型バイポーラトラ
ンジスタ)を用いたフルブリッジ型のインバータ回路4
に入力する。
【0003】このインバータ回路4は、特開昭63−1905
56号公報にも記載されているように、共振用コンデンサ
5と高電圧変圧器6の漏れインダクタンス,浮遊容量な
どとの共振現象を利用してインバータ回路4のスイッチ
ング素子の動作の位相差と周波数を制御することによ
り、負荷であるX線管8への印加電圧に対応する電圧を
出力するもので、このインバータ回路4から出力される
交流電圧を前記高電圧変圧器6で昇圧し、これを整流回
路7で直流に変換してX線管8に印加していた。
【0004】このX線管8に印加する電圧(管電圧)
は、以下のように制御されている。まず、管電圧の設定
値VS1とX線管8に流す電流(管電流)の設定値IS1
に応じてゲート制御回路10で単相全波整流回路2の各
サイリスタを駆動するゲート制御位相角を設定し、これ
をゲートドライブ回路9で増幅して単相全波整流回路2
の各サイリスタのゲートに与える。これにより、単相全
波整流回路2の各サイリスタを駆動するゲート位相を制
御し、負荷条件に応じた電圧をインバータ回路4に入力
する。
【0005】インバータ回路4は、単相全波整流回路2
の出力を平滑コンデンサ3で平滑した直流出力を入力
し、管電圧が設定値VS1 になるように制御しつつ高周
波の交流に変換する。すなわち、位相差,周波数制御回
路12は、管電圧,管電流の各検出値VS2,IS2とそ
れらの設定値VS1,IS1が入力され、管電圧について
は、それが設定値になるように、インバータ回路4の周
波数,スイッチング素子41と44及び42と43の位
相差をフィードバック制御する。この位相差,周波数制
御回路12の出力信号がゲートドライブ回路11で増幅
されてインバータ回路4の各IGBTのゲートに与えら
れ、それらが駆動される。これによりインバータ回路4
は、管電圧が設定値VS1になるように制御しつつ、単
相全波整流回路2,平滑コンデンサ3の直流出力を高周
波の交流に変換する。管電流の制御は、X線管8のフィ
ラメントの加熱量を制御して行うが、ここではその説明
は省略する。
【0006】このような、インバータ式X線高電圧装置
は、主に商用の100V単相交流電源を電源とする胃の
集団検診装置や外科用X線テレビ装置等に適用されてい
る。なお、インバータ回路4の位相差,周波数の制御で
所定の負荷範囲を制御できる場合には整流回路2のサイ
リスタをダイオードに置き換え、インバータ回路4への
入力電圧を制御不能としてもよい。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ式X
線高電圧装置においては、整流回路2のサイリスタのゲ
ート制御信号の位相が交流電源電圧の位相に対して遅れ
位相で与えられるために、例えば図5に示すように、電
流イは電圧ロよりもφだけ位相が遅れ、力率が低下し
た。したがって、無効電力が多く、交流電源の設備容量
はその分だけ大きくなった。また、電流波形も歪み、高
調波成分が多く、これによって高調波電流の電源系統へ
の流入、延いては同電源系統に接続された他の機器への
障害波及の虞があった。特に、透視時のような場合、X
線管に入力する電力は数百W程度と非常に小さいにもか
かわらず、力率が低いために交流電源に流れる電流は数
十Aにも達し、しかも時間が長く、数kVAの容量の電
源にとっては負担の大きいものであった。 これらの問
題は整流回路2のサイリスタをダイオードに置き換えた
ものでもほぼ同じであった。
【0008】本発明の目的は、交流電源を直流に変換す
る整流回路と、力率改善と交流入力電流の正弦波化が可
能な整流回路に改良することによって、電源設備容量の
低減と高調波電流による障害の除去が図れるインバータ
式X線高電圧装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】前記目的は、交流電源を
整流する第1の整流回路と、この第1の整流回路の出力
電圧を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサ
の出力を高周波の交流に変換するインバータ回路と、こ
のインバータ回路の出力電圧を昇圧する高電圧変換器
と、この高電圧変圧器の出力を整流する第2の整流回路
とを備え、この第2の整流回路の出力電圧をX線管に印
加してX線を発生させるインバータ式X線高電圧装置に
おいて、前記第1の整流回路は自己消弧可能なスイッチ
ング素子とこのスイッチング素子と逆並列に接続された
ダイオードとの接続体を少なくとも2つ以上含む全波ブ
リッジで構成され、この全波ブリッジと前記交流電源と
の間に交流リアクトルを備え、透視時のみ前記交流電源
の電流と電圧の位相差及び前記平滑コンデンサの出力電
圧の設定値との誤差に応じて前記第1の整流回路のスイ
ッチング素子をパルス幅変調制御し、前記交流電源の電
流と電圧の位相を一致させると共に前記平滑コンデンサ
の出力電圧を設定値に制御する電流,電圧制御回路を具
備し、前記平滑コンデンサの出力電圧を前記インバータ
回路に入力し、撮影時には前記スイッチング素子はオフ
のままで前記ダイオードによる整流電圧を前記平滑コン
デンサで平滑した電圧を前記インバータ回路に入力する
ことにより達成される。
【0010】特に、撮影時は出力は大きいが曝射時間が
短いので、この時のパワーは前記平滑コンデンサに充電
されたエネルギを電力源とし、透視時のような出力は小
さいが曝射時間の長い時のみ上記交流電源より電力を供
給するような場合には、上記第1の整流回路の自己消弧
可能なスイッチング素子には透視時に供給するパワーに
合わせて小さい容量の素子を用い、撮影時にはこの素子
をオフのままにすることにより、透視時の力率改善が可
能となり本目的を達成できる。
【0011】
【作用】電流,電圧制御回路は、交流電源の電流と電圧
の位相差及び平滑コンデンサの出力電圧の設定値との誤
差に応じて第1の整流回路のスイッチング素子をパルス
幅変調制御し、交流電源の線電流と相電圧の位相を一致
させると共に平滑コンデンサの出力電圧を設定値に制御
する。
【0012】これにより、交流電源の電流と電圧の位相
が一致し、かつ歪のない正弦波となる。したがって、力
率が改善されて皮相電力が小さくなり、電源設備容量は
低減し、電源高調波も除去される。また、撮影時の電力
は上記平滑コンデンサから供給し、透視時のみ上記交流
電源より電力を供給する場合には、上記自己消弧可能な
スイッチング素子には電流定格の小さい素子の使用が可
能となるので、より経済的になる。
【0013】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図1は、本発明によるインバータ式X線高電圧装
置の一実施例を示す回路図である。この図1において、
30は単相交流電源、1は交流リアクトル、3は平滑コ
ンデンサ、4はIGBTを用いたフルブリッジ型のイン
バータ回路、5は共振用コンデンサ、6は高電圧変圧
器、7は高電圧整流回路(第2の整流回路)、8は負荷
であるX線管、11は第2のゲートドライブ回路、12
はインバータ回路4の位相差,周波数制御回路、13は
第1の整流回路(単相全波整流回路)、14は単相交流
電源30の電流検出器、15は単相交流電源の電圧検出
器、16は第1のゲートドライブ回路、17は前記単相
交流電源30の電流と前記第1の整流回路13の出力電
圧を制御する電流,電圧制御回路、32は各条件を設定
する操作卓である。
【0014】ここで、前記第1の整流回路13は、交流
リアクトル1を介して入力された単相交流電源30から
の交流電圧を直流電圧に整流するもので、自己消弧可能
なスイッチング素子、ここではIGBT(絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタ)からなる4つのスイッチング
素子131〜134を組み合わせてフルブリッジ型に構成
すると共に、それら各スイッチング素子131〜134
ダイオードD1〜D4を逆並列接続してなるものである。
これらのスイッチング素子131〜134は透視時のみ動
作して次のように制御される。すなわち電流,電圧制御
回路17は、単相交流電源30の電流の位相を電圧の位
相に一致させ、かつ第1の整流回路13の出力電圧を設
定値に制御すべくパルス幅変調制御パルスを作成し、こ
れが第1のゲートドライブ回路16で増幅されてスイッ
チング素子131〜134の各ゲートに与えられ、スイッ
チング素子131〜134がスイッチング制御される。
【0015】図2は前記電流,電圧制御回路17の具体
例をその周辺回路部分と共に示す図で、ここでは、電
流,電圧制御回路17は単相正弦波発生器20,誤差増
幅器21,乗算器22,誤差増幅器23,鋸歯状波発生
器24,比較器25とを備えてなり、以下のように動作
する。まず、第1の整流回路13の出力電圧、すなわち
平滑コンデンサ3の電圧VS4 を検出し、これと設定値
VS3(管電圧,管電流に応じて設定される)とを、電圧
フィードバック制御を行うための誤差増幅器21で比
較,増幅する。
【0016】一方、単相交流電源30の電圧を電圧検出
器15により検出し、これを単相正弦波発生器20に入
力して電源電圧に同期した単相正弦波基準信号を作成す
る。この単相正弦波基準信号と前記誤差増幅器21から
の信号を乗算器22で掛算し、単相交流電源30の電流
を制御するための電流基準信号(交流電源30の電圧波
形に同期した正弦波状の交流電源の電流指令波形)を作
成し、これと電流検出器14からの電流信号(実際の電
流波形)とを誤差増幅器23に入力して電流フィードバ
ック制御偏差(前記電流指令波形と実際の電流波形との
誤差信号)を生成する。
【0017】この制御偏差と鋸歯状波発生器24からの
鋸歯状波を比較器25で比較して変調波信号を作成し、
これを、第1の整流回路13のスイッチング素子131
〜134 のスイッチングのタイミングを決定する信号と
して出力する。この変調波信号を第1のゲートドライブ
回路16で増幅してスイッチング素子(IGBT)13
1〜134のゲートに与え、前記第1の整流回路13の出
力電圧(平滑コンデンサ3の電圧)VS4が設定値VS3
と等しく、かつ単相交流電源30の電流と電圧の位相が
一致するようにスイッチング素子131〜134をスイッ
チング制御する。
【0018】図3は単相交流電源30の電流ハと、パル
ス幅変調信号(第1のゲートドライブ回路16への電
流,電圧制御回路17の出力パルス。この信号の基本波
は電源電圧と同相である。)ニの波形図である。
【0019】電流ハの波形は、インバータ回路4が動作
してX線管8に電力を供給し、インバータ回路入力電圧
(平滑コンデンサ3の電圧)がその設定値よりも降下し
た場合は電源電圧と同相となり、電力は交流電源30か
ら平滑コンデンサ3側に供給する。インバータ回路入力
電圧がその設定値よりも上昇した場合は、前記交流電流
ハの波形は電源電圧と逆相となり、平滑コンデンサ3側
から交流電源30に電力の回生が行われる。正弘波のパ
ルス幅変調(PWM)制御においてもPWM周波数に相
当するリップル成分が含まれるが、交流電源30側にフ
ィルタ(図示せず)を挿入したり、PWM周波数を高く
することなどにより滑らかな正弦波電流が得られる。
【0020】図1に説明を戻すと、インバータ回路4
は、このようにして得られた直流電圧を受電して交流電
圧に変換すると共に、共振現象を利用してX線管8に供
給する電力を制御するもので、ここではIGBTからな
る4つのスイッチング素子41,42,43,44を組
み合わせてフルブリッジ型に構成すると共に、それら各
スイッチング素子41〜44にダイオードD7〜D10
逆並列接続してなるものである。
【0021】コンデンサ5は、インバータ回路4の出力
電圧によって共振電流を生じさせる共振素子の1つであ
る。高電圧変圧器6は、その1次巻線が前記コンデンサ
5と直列に接続され、コンデンサ5と漏れインダクタン
スとで共振を起こさせ、その共振出力を昇圧するもので
ある。
【0022】第2の整流回路7は、前記高電圧変圧器6
の2次巻線に接続され、その出力の交流電圧を直流に変
換するものである。X線管8は、本発明装置の負荷とな
るもので、前記第2の整流回路7の出力電圧が印加され
てX線を発生するものである。
【0023】次に、上述本発明装置の動作について説明
する。操作卓32で透視,撮影,管電圧,管電流等の条
件が設定されて、これらが本装置に入力される。先ず、
透視の時は透視ON信号により、第1の整流回路13の
電流,電圧制御回路17とインバータ回路4の位相差,
周波数制御回路12に透視時の管電圧,管電流等の設定
信号が入力される。電圧,電流制御回路17は管電圧,
管電流の各設定値VS1,IS1に対応したインバータ回
路4の入力電圧VS3を設定し、これと実際のインバー
タ回路4の入力電圧VS4を比較してフィードバック制
御を行い、前述したように単相交流電源30の電圧と電
流の位相を一致させ、インバータ回路4の入力電圧VS
4が設定値VS3になるように、第1の整流回路13のス
イッチング素子131〜134をスイッチング制御する。
【0024】インバータ回路4は、この第1の整流回路
13(平滑コンデンサ3)の直流出力を、管電圧が設定
値VS1 になるように制御しつつ高周波の交流に変換す
る。すなわち、位相差,周波数制御回路12は、管電
圧,管電流の各検出値VS2,IS2とそれらの設定値V
1,IS1が入力され、管電圧については、それが設定
値VS1 になるように、インバータ回路4の周波数,ス
イッチング素子41と44及び42と43の位相差をフ
ィードバック制御する。この位相差,周波数制御回路1
2の出力信号が第2のゲートドライブ回路11で増幅さ
れてインバータ回路4のスイッチング素子41〜44の
ゲートに与えられ、それらが駆動される。これらよりイ
ンバータ回路4は、管電圧が設定値VS1 になるように
制御しつつ、第1の整流回路13(平滑コンデンサ3)
の直流出力を高周波の交流に変換する。管電流の制御
は、X線管8のフィラメントの加熱量を制御して行う。
【0025】次に、撮影時は、操作卓32で撮影条件が
設定されると、透視ON信号は電流,電圧制御回路17
に入力されず、これによってゲートドライブ回路16の
出力はオフとなり、第1の整流回路13のスイッチング
素子131〜134はオフのままとする。すなわち、撮影
時は第1の整流回路13はダイオードD1〜D4の単相全
波整流回路を形成し、交流電源30の全波整流電圧を平
滑コンデンサ3で平滑した電圧をインバータ回路4の入
力電圧とするものである。そして、撮影条件に応じた管
電圧,管電流になるように、上記と同様にインバータ回
路4の位相,周波数を制御するものである。したがっ
て、撮影時は撮影時間が非常に短いので(0.1秒程
度)、透視時のようにスイッチング素子131〜134
パルス幅変調制御をせずとも電源に与える影響は透視時
よりは小さい。
【0026】以上のように本発明装置においては、交流
電源30の電圧と、電流は同相で力率は1となり、かつ
電流を正弦波に制御できるので、電源設備容量低減によ
る電源設備費の節約ができると共に電源高調波障害も除
去できる。特に、胃の集団検診装置のように単相100
V,数kVAの小さい容量の電源から透視時のような長
い時間曝射するような場合に本発明を適用することによ
って、大幅な力率改善と電源高調波低減が可能となり、
電源への負担を著しく軽減できる。
【0027】更に、管電圧が低く、管電流の小さい負荷
の場合、従来は図4の単相全波整流回路2のサイリスタ
によりインバータ回路4の入力電圧を電源電圧の波高値
以下に制御し、インバータ回路4を位相差のみで制御し
ていたが、本発明ではインバータ回路4の位相差のみな
らず周波数も制御してインバータ回路4の制御範囲を拡
大することにより、従来と同様に広範囲の負荷に対応で
きる。
【0028】図1の実施例では、第1の整流回路のスイ
ッチング素子131〜134とダイオードD1〜D4をそれ
ぞれ個別に用いる例について説明したが、これらが一体
となったパワーモジュールを使用する場合は、図6のよ
うにモジュールと直列にダイオードD11〜D14を、並列
にD15〜D18を接続するようにしても良い。すなわち、
本発明のスイッチング素子131〜134とこれに内蔵さ
れた逆並列のダイオードD1〜D4は透視時のみ使用する
ので、撮影時にこのダイオードD1〜D4が導通しないよ
うに、これと逆方向にダイオードD11〜D14を接続し、
撮影時にはダイオードD15〜D18により交流電源電圧の
全波整流電圧をインバータ回路に入力する。このように
することによって、上記スイッチング素子131〜134
とダイオードD1〜D4のパワーモジュールには透視時の
パワーに合わせて電流定格の小さい素子の使用が可能と
なるので、より経済的な装置を実現できる。
【0029】なお、図1,図6の実施例の第1の整流回
路にはフルブリッジの全アームに自己消弧のスイッチン
グ素子を用いる例について説明したが、これらには図7
あるいは図8のように交流側の2アーム又は直流側の2
アームのみに用いても良い。このようにすることによっ
て、前記の実施例とほぼ同様の効果が得られる他に、さ
らに経済的な装置を提供することができる。
【0030】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、交
流電源の電圧と電流が同位相で力率が1になり、皮相電
力が小さくなって電源設備容量が低減し、電源設備費及
び電力料金の節約ができる。また、電源電流の波形も正
弦波になるので電源高調波障害が除去される。特に、胃
の集団検診装置のような交流100V,数kVAの電源
を使用する場合に、これらのメリットはより発揮され
る。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明装置の一実施例を示す回路図である。
【図2】図1中の電流,電圧制御回路の具体例をその周
辺回路部分と共に示す図である。
【図3】図2における単相交流電源の電流とパルス幅変
調信号の波形図である。
【図4】従来装置の回路図である。
【図5】従来装置における単相交流電源の電流と電圧の
波形図である。
【図6】本発明装置の他の実施例を示す回路図である。
【図7】本発明装置の他の実施例を示す回路図である。
【図8】本発明装置の他の実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
1 交流リアクトル 2 サイリスタによる単相 3 平滑コンデンサ 4 IGBTを用いたフルブリッジ型のインバータ回路 5 共振用コンデンサ 6 高電圧変圧器 7 高電圧整流回路 8 X線管 11 ゲートドライブ回路(第2のゲートドライブ回
路) 12 インバータ回路の位相差,周波数制御回路 13 第1の整流回路(IGBTによる単相全波整流回
路) 14 単相交流電源の電流検出器 15 単相交流電源の電圧検出器 16 第1のゲートドライブ回路 17 交流電源の電流と第1の整流回路の出力電圧を制
御する電流,電圧制御回路 20 単相正弦波発生器 21 誤差増幅器 22 乗算器 23 誤差増幅器 24 鋸歯状波発生器 25 比較器 30 単相交流電源 32 操作卓

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】交流電源を整流する第1の整流回路と、こ
    の第1の整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ
    と、この平滑コンデンサの出力を高周波の交流に変換す
    るインバータ回路と、このインバータ回路の出力電圧を
    昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力を整
    流する第2の整流回路とを備え、この第2の整流回路の
    出力電圧をX線管に印加してX線を発生させるインバー
    タ式X線高電圧装置において、 前記第1の整流回路は自己消弧可能なスイッチング素子
    とこのスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオー
    ドとの接続体を少なくとも2つ以上含む全波ブリッジで
    構成され、この全波ブリッジと前記交流電源との間に交
    流リアクトルを備え、透視時のみ前記交流電源の電流と
    電圧の位相差及び前記平滑コンデンサの出力電圧の設定
    値との誤差に応じて前記第1の整流回路のスイッチング
    素子をパルス幅変調制御し、前記交流電源の電流と電圧
    の位相を一致させると共に前記平滑コンデンサの出力電
    圧を設定値に制御する電流,電圧制御回路を具備し、前
    記平滑コンデンサの出力電圧を前記インバータ回路に入
    力し、撮影時には前記スイッチング素子はオフのままで
    前記ダイオードによる整流電圧を前記平滑コンデンサで
    平滑した電圧を前記インバータ回路に入力することを特
    徴とするインバータ式X線高電圧装置。
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