JPH07229928A - 電流検出装置 - Google Patents
電流検出装置Info
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- JPH07229928A JPH07229928A JP1970694A JP1970694A JPH07229928A JP H07229928 A JPH07229928 A JP H07229928A JP 1970694 A JP1970694 A JP 1970694A JP 1970694 A JP1970694 A JP 1970694A JP H07229928 A JPH07229928 A JP H07229928A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】電流検出精度を向上させる。
【構成】駆動トランジスタ１の出力端子の電位をミラー
トランジスタ２のソースに与えるように、演算増幅器２
１でボルテージ・フォロア回路を構成し、電流検出抵抗
５を介してミラートランジスタ２のソースに接続する。
そしてミラー電流を演算増幅器２１のシンク電流として
吸収し、このミラー電流を電流検出用抵抗５の電圧降下
分として検出する。
トランジスタ２のソースに与えるように、演算増幅器２
１でボルテージ・フォロア回路を構成し、電流検出抵抗
５を介してミラートランジスタ２のソースに接続する。
そしてミラー電流を演算増幅器２１のシンク電流として
吸収し、このミラー電流を電流検出用抵抗５の電圧降下
分として検出する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電流検出装置に関し、
特にミラー式電流検出装置の電流検出精度を向上させる
技術に関する。
特にミラー式電流検出装置の電流検出精度を向上させる
技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７及び８は従来のミラー方式電流検出
装置の一例を示す回路図であり、図７はＮ−ＭＯＳハイ
サイド電流駆動回路の電流検出装置を構成した例を、図
８はＮ−ＭＯＳローサイド電流駆動回路の電流検出装置
を構成した例を示す。まず、図７において、負荷駆動用
トランジスタ１、ミラートランジスタ２は、共にＮ−Ｍ
ＯＳトランジスタであり、夫々のドレインは、共に電源
となる信号線３に接続している。また負荷駆動トランジ
スタ１のソースは出力端子４に接続し、ミラートランジ
スタ２のソースは電流検出用抵抗５を介してこの出力端
子４に接続している。
装置の一例を示す回路図であり、図７はＮ−ＭＯＳハイ
サイド電流駆動回路の電流検出装置を構成した例を、図
８はＮ−ＭＯＳローサイド電流駆動回路の電流検出装置
を構成した例を示す。まず、図７において、負荷駆動用
トランジスタ１、ミラートランジスタ２は、共にＮ−Ｍ
ＯＳトランジスタであり、夫々のドレインは、共に電源
となる信号線３に接続している。また負荷駆動トランジ
スタ１のソースは出力端子４に接続し、ミラートランジ
スタ２のソースは電流検出用抵抗５を介してこの出力端
子４に接続している。
【０００３】負荷駆動トランジスタ１，ミラートランジ
スタ２は共通ゲートを有し、共通ゲート端子６は、両ト
ランジスタのゲート端子となっている。出力端子７，８
は、電流検出用抵抗５の電圧降下分を検出するための端
子であり、この回路では、夫々、電流検出用抵抗５の高
電位側，低電位側に接続されている。
スタ２は共通ゲートを有し、共通ゲート端子６は、両ト
ランジスタのゲート端子となっている。出力端子７，８
は、電流検出用抵抗５の電圧降下分を検出するための端
子であり、この回路では、夫々、電流検出用抵抗５の高
電位側，低電位側に接続されている。
【０００４】尚、Ｎ−ＭＯＳローサイド電流駆動回路の
電流検出装置では、図８に示すように負荷電流ＩL を入
力端子１１を介して負荷駆動トランジスタ１，ミラート
ランジスタ２に通電し、電流検出用抵抗５を入力端子１
１とミラートランジスタ２のドレインとの間に接続して
電流検出を行っている。次に従来の図７の電流検出回路
の動作について説明する。
電流検出装置では、図８に示すように負荷電流ＩL を入
力端子１１を介して負荷駆動トランジスタ１，ミラート
ランジスタ２に通電し、電流検出用抵抗５を入力端子１
１とミラートランジスタ２のドレインとの間に接続して
電流検出を行っている。次に従来の図７の電流検出回路
の動作について説明する。
【０００５】負荷電流ＩL を流すために共通ゲート端子
６に所望の電圧ＶG を与えると、負荷駆動トランジスタ
１には駆動電流ＩD が流れ、ミラートランジスタ２に
は、ミラー比に応じたミラー電流ＩM が流れる。ミラー
比は駆動電流ＩD とミラー電流ＩM の比であり、負荷駆
動トランジスタ１，ミラートランジスタ２の電流増幅率
の比を任意に設定することにより決定される。このミラ
ー電流ＩM は電流検出用抵抗５を介して負荷駆動トラン
ジスタ１の出力端子４を介して流出する。この際、ミラ
ー電流ＩM と電流検出用抵抗５との積によって決定され
る電圧が電流検出用抵抗５の両端に発生し、出力端子
７，８を介して当該発生電圧を検出することにより駆動
電流ＩD の通電量が検出される。
６に所望の電圧ＶG を与えると、負荷駆動トランジスタ
１には駆動電流ＩD が流れ、ミラートランジスタ２に
は、ミラー比に応じたミラー電流ＩM が流れる。ミラー
比は駆動電流ＩD とミラー電流ＩM の比であり、負荷駆
動トランジスタ１，ミラートランジスタ２の電流増幅率
の比を任意に設定することにより決定される。このミラ
ー電流ＩM は電流検出用抵抗５を介して負荷駆動トラン
ジスタ１の出力端子４を介して流出する。この際、ミラ
ー電流ＩM と電流検出用抵抗５との積によって決定され
る電圧が電流検出用抵抗５の両端に発生し、出力端子
７，８を介して当該発生電圧を検出することにより駆動
電流ＩD の通電量が検出される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の電流
検出装置では、電流用検出抵抗５に発生した電圧によ
り、ミラートランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSが変調を受けてしまう。例えばＮ−ＭＯＳハイサイド
電流駆動回路の電流検出装置の特性を示す図９において
説明すると、ミラートランジスタ２のドレイン−ソース
間電圧ＶDSは、Ｖ1→Ｖ2 のように減少してしまう。し
たがってミラートランジスタ２を流れるミラー電流ＩM
もＩ1 →Ｉ2 のように減少してしまい、負荷駆動トラン
ジスタ１とミラートランジスタ２の夫々のドレイン−ソ
ース間電圧ＶDS間に生じる差電圧により駆動電流ＩD と
ミラー電流ＩM との比は、設計当初に設定した値から非
線形に変動してしまい、ミラー比ｎを一定にすることが
出来ない為、電流検出精度があまり良くなかった。
検出装置では、電流用検出抵抗５に発生した電圧によ
り、ミラートランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSが変調を受けてしまう。例えばＮ−ＭＯＳハイサイド
電流駆動回路の電流検出装置の特性を示す図９において
説明すると、ミラートランジスタ２のドレイン−ソース
間電圧ＶDSは、Ｖ1→Ｖ2 のように減少してしまう。し
たがってミラートランジスタ２を流れるミラー電流ＩM
もＩ1 →Ｉ2 のように減少してしまい、負荷駆動トラン
ジスタ１とミラートランジスタ２の夫々のドレイン−ソ
ース間電圧ＶDS間に生じる差電圧により駆動電流ＩD と
ミラー電流ＩM との比は、設計当初に設定した値から非
線形に変動してしまい、ミラー比ｎを一定にすることが
出来ない為、電流検出精度があまり良くなかった。
【０００７】また、図７に示すＮ−ＭＯＳハイサイド電
流駆動回路の電流検出装置では、電流検出用抵抗５がミ
ラートランジスタ２のソース端子に接続されていること
から、当該電位差によりミラートランジスタ２のゲート
−ソース間電圧ＶGSも変調を受け、図９に示すように、
当該ゲート電圧ＶGSはＶ11→Ｖ12のように減少してしま
い、負荷駆動トランジスタ１のゲート−ソース間電圧Ｖ
GSとの間に差電圧が生じ、この影響で駆動電流ＩD とミ
ラー電流ＩM との比は非線形に変動してしまう。
流駆動回路の電流検出装置では、電流検出用抵抗５がミ
ラートランジスタ２のソース端子に接続されていること
から、当該電位差によりミラートランジスタ２のゲート
−ソース間電圧ＶGSも変調を受け、図９に示すように、
当該ゲート電圧ＶGSはＶ11→Ｖ12のように減少してしま
い、負荷駆動トランジスタ１のゲート−ソース間電圧Ｖ
GSとの間に差電圧が生じ、この影響で駆動電流ＩD とミ
ラー電流ＩM との比は非線形に変動してしまう。
【０００８】このように前記ドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSの変調を加味すると、ミラートランジスタ２を流れる
ミラー電流ＩM は図９に示すようにＩ1 →Ｉ3 に減少し
てしまい、さらに電流検出精度が低下する。したがっ
て、当該電流検出用抵抗５の両端には、あまり大きな電
圧を発生させることが出来ず、電流検出用抵抗５の抵抗
値を小さくするか、あるいはミラー比を大きな値に設定
して電流検出用抵抗５の両端の電圧を一定電圧以下に抑
える設計をしていた。これでは電流検出用抵抗５には極
めて微小な電圧しか発生しない為、駆動電流ＩD が小さ
い時には、電流検出精度を向上させることがなかなか難
しい。
DSの変調を加味すると、ミラートランジスタ２を流れる
ミラー電流ＩM は図９に示すようにＩ1 →Ｉ3 に減少し
てしまい、さらに電流検出精度が低下する。したがっ
て、当該電流検出用抵抗５の両端には、あまり大きな電
圧を発生させることが出来ず、電流検出用抵抗５の抵抗
値を小さくするか、あるいはミラー比を大きな値に設定
して電流検出用抵抗５の両端の電圧を一定電圧以下に抑
える設計をしていた。これでは電流検出用抵抗５には極
めて微小な電圧しか発生しない為、駆動電流ＩD が小さ
い時には、電流検出精度を向上させることがなかなか難
しい。
【０００９】また、電流検出用抵抗５の両端に発生する
電圧が微小であるため、次段に高精度で高利得の電圧増
幅器を必要とする等の問題点があった。本発明はこのよ
うな従来の課題に鑑みてなされたもので、電流検出精度
が良好な電流検出装置を提供することを目的とする。
電圧が微小であるため、次段に高精度で高利得の電圧増
幅器を必要とする等の問題点があった。本発明はこのよ
うな従来の課題に鑑みてなされたもので、電流検出精度
が良好な電流検出装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このため本発明は、ドレ
イン又はソースのうち一方の端子が、基準電位を与える
電源に接続され、他方の端子が負荷に接続されて負荷駆
動用の駆動電流を通電する負荷駆動トランジスタと、ド
レイン又はソースのうち一方の端子が、前記負荷駆動ト
ランジスタの前記一方の端子に接続され、前記負荷駆動
トランジスタに通電される通電電流の所定倍率のミラー
電流を通電するミラートランジスタと、該ミラートラン
ジスタのドレイン又はソースに接続され、前記ミラー電
流に応じた電位差を発生する電流検出用抵抗と、前記負
荷駆動トランジスタのドレイン又はソースの前記他方に
一方の入力端子が接続され、前記ミラートランジスタと
前記電流検出用抵抗の接続点に他方の入力端子が接続さ
れ、出力端子が電流検出用抵抗を介してミラートランジ
スタに接続され、両入力端子の電位差に基づいた出力端
子の電位に応じて電流検出用抵抗の通電電流を入出力す
る演算増幅器と、を備えるようにした。
イン又はソースのうち一方の端子が、基準電位を与える
電源に接続され、他方の端子が負荷に接続されて負荷駆
動用の駆動電流を通電する負荷駆動トランジスタと、ド
レイン又はソースのうち一方の端子が、前記負荷駆動ト
ランジスタの前記一方の端子に接続され、前記負荷駆動
トランジスタに通電される通電電流の所定倍率のミラー
電流を通電するミラートランジスタと、該ミラートラン
ジスタのドレイン又はソースに接続され、前記ミラー電
流に応じた電位差を発生する電流検出用抵抗と、前記負
荷駆動トランジスタのドレイン又はソースの前記他方に
一方の入力端子が接続され、前記ミラートランジスタと
前記電流検出用抵抗の接続点に他方の入力端子が接続さ
れ、出力端子が電流検出用抵抗を介してミラートランジ
スタに接続され、両入力端子の電位差に基づいた出力端
子の電位に応じて電流検出用抵抗の通電電流を入出力す
る演算増幅器と、を備えるようにした。
【００１１】また、前記負荷駆動トランジスタ、ミラー
トランジスタを、前記ドレイン、ソースが夫々コレク
タ、エミッタに対応するバイポーラトランジスタで構成
してもよい。また、前記電流検出用抵抗の両端に発生し
た電圧を所定増幅率で増幅して出力する電圧増幅手段を
備えるようにしてもよい。
トランジスタを、前記ドレイン、ソースが夫々コレク
タ、エミッタに対応するバイポーラトランジスタで構成
してもよい。また、前記電流検出用抵抗の両端に発生し
た電圧を所定増幅率で増幅して出力する電圧増幅手段を
備えるようにしてもよい。
【００１２】
【作用】上記の構成によれば、演算増幅器はボルテージ
フォロア接続され、負荷駆動トランジスタの負荷接続側
の電位が演算増幅器によってミラートランジスタと電流
検出用抵抗との接続点側に正確に与えられ、負荷駆動ト
ランジスタとミラートランジスタの両方の電位が一致す
る。したがって負荷駆動トランジスタとミラートランジ
スタは、相互に直流動作点が等しくなり、同じ特性を有
することになる。そして負荷駆動トランジスタとミラー
トランジスタとの電流比（ミラー比）は駆動電流によら
ず、常に一定に保たれ、ボルテージフォロア接続された
演算増幅器の負帰還ループの中に電流検出用抵抗が挿入
されているので、ミラートランジスタを流れる電流が電
流検出用抵抗を流れ、演算増幅器のシンク（ソース）電
流となる。そして電流検出用抵抗の両端の電位差を検出
することで通電量が精度良く検出される。
フォロア接続され、負荷駆動トランジスタの負荷接続側
の電位が演算増幅器によってミラートランジスタと電流
検出用抵抗との接続点側に正確に与えられ、負荷駆動ト
ランジスタとミラートランジスタの両方の電位が一致す
る。したがって負荷駆動トランジスタとミラートランジ
スタは、相互に直流動作点が等しくなり、同じ特性を有
することになる。そして負荷駆動トランジスタとミラー
トランジスタとの電流比（ミラー比）は駆動電流によら
ず、常に一定に保たれ、ボルテージフォロア接続された
演算増幅器の負帰還ループの中に電流検出用抵抗が挿入
されているので、ミラートランジスタを流れる電流が電
流検出用抵抗を流れ、演算増幅器のシンク（ソース）電
流となる。そして電流検出用抵抗の両端の電位差を検出
することで通電量が精度良く検出される。
【００１３】また、バイポーラトランジスタを用いて電
流検出装置を構成することが可能であり、バイポーラト
ランジスタを用いた場合、負荷駆動トランジスタ、ミラ
ートランジスタにおいて、ドレイン、ソースは、夫々、
コレクタ、エミッタに対応する。また電圧増幅手段を備
えたものでは、電流検出用抵抗の両端に発生した電圧が
所定増幅率で増幅されて出力されるので、電流検出用抵
抗に流れる電流が微小であっても通電量を正確に検出す
ることが可能となる。
流検出装置を構成することが可能であり、バイポーラト
ランジスタを用いた場合、負荷駆動トランジスタ、ミラ
ートランジスタにおいて、ドレイン、ソースは、夫々、
コレクタ、エミッタに対応する。また電圧増幅手段を備
えたものでは、電流検出用抵抗の両端に発生した電圧が
所定増幅率で増幅されて出力されるので、電流検出用抵
抗に流れる電流が微小であっても通電量を正確に検出す
ることが可能となる。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１〜６に基づいて
説明する。尚、図７及び８と同一要素のものについては
同一符号を付して説明は省略する。図１は、本実施例の
Ｎ−ＭＯＳハイサイド電流駆動回路の電流検出装置を示
す図である。図１において、負荷駆動トランジスタ１、
ミラートランジスタ２は電界効果トランジスタの１つで
あるＮ−ＭＯＳトランジスタからなる。
説明する。尚、図７及び８と同一要素のものについては
同一符号を付して説明は省略する。図１は、本実施例の
Ｎ−ＭＯＳハイサイド電流駆動回路の電流検出装置を示
す図である。図１において、負荷駆動トランジスタ１、
ミラートランジスタ２は電界効果トランジスタの１つで
あるＮ−ＭＯＳトランジスタからなる。
【００１５】演算増幅器２１は、ボルテージフォロワ接
続されている。即ち、演算増幅器２１の一方の入力端子
である非反転入力端子は負荷駆動トランジスタ１のソー
スに接続し、他方の入力端子である反転入力端子は、負
帰還ループとなるようにミラートランジスタ２のソース
に接続しており、演算増幅器２１の出力端子は電流検出
用抵抗５を介してミラートランジスタ２のソースに接続
している。
続されている。即ち、演算増幅器２１の一方の入力端子
である非反転入力端子は負荷駆動トランジスタ１のソー
スに接続し、他方の入力端子である反転入力端子は、負
帰還ループとなるようにミラートランジスタ２のソース
に接続しており、演算増幅器２１の出力端子は電流検出
用抵抗５を介してミラートランジスタ２のソースに接続
している。
【００１６】次に動作を説明する。図１において、共通
ゲート端子６に所望のゲート−ソース電圧ＶGSが印加さ
れると、負荷駆動トランジスタ１に駆動電流ＩD が流
れ、ミラートランジスタ２にはミラー比に応じたミラー
電流ＩM が流れる。このミラー電流は、さらに電流検出
用抵抗５を介して演算増幅器２１に、シンク電流として
吸収される。
ゲート端子６に所望のゲート−ソース電圧ＶGSが印加さ
れると、負荷駆動トランジスタ１に駆動電流ＩD が流
れ、ミラートランジスタ２にはミラー比に応じたミラー
電流ＩM が流れる。このミラー電流は、さらに電流検出
用抵抗５を介して演算増幅器２１に、シンク電流として
吸収される。
【００１７】また、ボルテージフォロア接続された演算
増幅器２１の作用により、ミラートランジスタ２の出力
端子７に負荷駆動トランジスタ１の電位が正確に伝達さ
れる。これによりミラートランジスタ２のドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSは、電流検出用抵抗５に発生した電圧に
よって変調を受けることもなく、負荷駆動トランジスタ
１のドレイン−ソース間電圧ＶDSと正確に一致する。さ
らにミラートランジスタ２のゲート−ソース間電圧ＶGS
も電流検出用抵抗５に発生した電圧によって変調を受け
ることがないので、負荷駆動トランジスタ１とミラート
ランジスタ２とは、ドレイン、ゲート、ソースの全ての
端子の電位が等しくなり、両トランジスタ１，２の直流
動作点は正確に一致する。したがって図２に示すよう
に、ミラートランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSを設定すれば、ミラー電流ＩM は一義的に決まる。
増幅器２１の作用により、ミラートランジスタ２の出力
端子７に負荷駆動トランジスタ１の電位が正確に伝達さ
れる。これによりミラートランジスタ２のドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSは、電流検出用抵抗５に発生した電圧に
よって変調を受けることもなく、負荷駆動トランジスタ
１のドレイン−ソース間電圧ＶDSと正確に一致する。さ
らにミラートランジスタ２のゲート−ソース間電圧ＶGS
も電流検出用抵抗５に発生した電圧によって変調を受け
ることがないので、負荷駆動トランジスタ１とミラート
ランジスタ２とは、ドレイン、ゲート、ソースの全ての
端子の電位が等しくなり、両トランジスタ１，２の直流
動作点は正確に一致する。したがって図２に示すよう
に、ミラートランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSを設定すれば、ミラー電流ＩM は一義的に決まる。
【００１８】一方、電流検出用抵抗５はボルテージフォ
ロア接続された演算増幅器２１の負帰還ループ中に挿入
され、ミラートランジスタ２を流れるミラー電流ＩM は
電流検出用抵抗５を介して演算増幅器２１のシンク電流
として吸収されるので、負荷駆動トランジスタ１とミラ
ートランジスタ２との電流増幅率の比で決まるミラー比
を任意のｎに設定すれば、ミラー比ｎは流れる電流によ
らず、常に一定に保たれ、電流検出用抵抗５の両端に
は、ミラー電流に線形に比例した電圧が発生する。この
電圧を出力端子７，８で検出することにより負荷駆動ト
ランジスタ１を流れる電流を正確に検出することができ
る。
ロア接続された演算増幅器２１の負帰還ループ中に挿入
され、ミラートランジスタ２を流れるミラー電流ＩM は
電流検出用抵抗５を介して演算増幅器２１のシンク電流
として吸収されるので、負荷駆動トランジスタ１とミラ
ートランジスタ２との電流増幅率の比で決まるミラー比
を任意のｎに設定すれば、ミラー比ｎは流れる電流によ
らず、常に一定に保たれ、電流検出用抵抗５の両端に
は、ミラー電流に線形に比例した電圧が発生する。この
電圧を出力端子７，８で検出することにより負荷駆動ト
ランジスタ１を流れる電流を正確に検出することができ
る。
【００１９】かかる構成によれば、ボルテージフォロア
接続された演算増幅器２１により、負荷駆動トランジス
タ１とミラートランジスタ２の出力端子の電位が同電位
になり、ミラー電流ＩM は電流検出用抵抗５を流れ、演
算増幅器１１のシンク電流となるので、ミラートランジ
スタ２のドレイン−ソース電圧ＶDS、ゲート−ソース電
圧ＶGSは変調を受けず、ミラー電流ＩM は一義的に決ま
る。したがってミラー比は一定に保たれるので、検出精
度が向上し、負荷駆動トランジスタ１を流れる駆動電流
ＩD の通電量を精度良く検出することができる。
接続された演算増幅器２１により、負荷駆動トランジス
タ１とミラートランジスタ２の出力端子の電位が同電位
になり、ミラー電流ＩM は電流検出用抵抗５を流れ、演
算増幅器１１のシンク電流となるので、ミラートランジ
スタ２のドレイン−ソース電圧ＶDS、ゲート−ソース電
圧ＶGSは変調を受けず、ミラー電流ＩM は一義的に決ま
る。したがってミラー比は一定に保たれるので、検出精
度が向上し、負荷駆動トランジスタ１を流れる駆動電流
ＩD の通電量を精度良く検出することができる。
【００２０】また、電流検出用抵抗５の両端に発生する
電圧降下によるミラートランジスタ２のドレイン−ソー
ス電圧ＶDSが減少しないので、ミラー比ｎを小さくする
か、若しくは電流検出用抵抗５の抵抗値を大きくするこ
とで、検出電圧値を大きくすることが出来、微小な電流
でも精度良く検出することができる。さらに、駆動電流
ＩD とミラー電流ＩM とを演算増幅器５を用いて完全に
分離しているため、ミラー電流ＩM が駆動電流ＩD に重
畳して、負荷電流ＩL として流出しないため、駆動電流
ＩD と負荷電流ＩL とを正確に一致させることができ
る。
電圧降下によるミラートランジスタ２のドレイン−ソー
ス電圧ＶDSが減少しないので、ミラー比ｎを小さくする
か、若しくは電流検出用抵抗５の抵抗値を大きくするこ
とで、検出電圧値を大きくすることが出来、微小な電流
でも精度良く検出することができる。さらに、駆動電流
ＩD とミラー電流ＩM とを演算増幅器５を用いて完全に
分離しているため、ミラー電流ＩM が駆動電流ＩD に重
畳して、負荷電流ＩL として流出しないため、駆動電流
ＩD と負荷電流ＩL とを正確に一致させることができ
る。
【００２１】尚、本実施例では、Ｎ−ＭＯＳハイサイド
電流駆動回路で構成された電流検出装置について説明し
たが、これに限らず、電流検出装置を他の構成としても
よい。例えば、図３は、電流検出装置をＮ−ＭＯＳロー
サイド電流駆動回路で構成した例を示す。図３におい
て、負荷駆動トランジスタ１，ミラートランジスタ２
は、ともにソースで信号線３に接続している。演算増幅
器２１の非反転入力端子は、負荷駆動トランジスタ１の
ドレインに接続し、反転入力端子は、負帰還ループとな
るようにミラートランジスタ２のドレインに接続し、演
算増幅器２１の出力端子は電流検出用抵抗５を介してミ
ラートランジスタ２のドレインに接続している。
電流駆動回路で構成された電流検出装置について説明し
たが、これに限らず、電流検出装置を他の構成としても
よい。例えば、図３は、電流検出装置をＮ−ＭＯＳロー
サイド電流駆動回路で構成した例を示す。図３におい
て、負荷駆動トランジスタ１，ミラートランジスタ２
は、ともにソースで信号線３に接続している。演算増幅
器２１の非反転入力端子は、負荷駆動トランジスタ１の
ドレインに接続し、反転入力端子は、負帰還ループとな
るようにミラートランジスタ２のドレインに接続し、演
算増幅器２１の出力端子は電流検出用抵抗５を介してミ
ラートランジスタ２のドレインに接続している。
【００２２】また、図４は、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ３
１，３２を用いて電流検出装置を構成した例を示す。図
４において、負荷駆動トランジスタ３１、ミラートラン
ジスタ３２は電界効果トランジスタの１つであるＰ−Ｍ
ＯＳトランジスタからなり、ともにソースで信号線３に
接続している。演算増幅器２１の非反転入力端子は、負
荷駆動トランジスタ３１のドレインに接続し、反転入力
端子は、負帰還ループとなるようにミラートランジスタ
３２のドレインに接続し、演算増幅器２１の出力端子は
電流検出用抵抗５を介してミラートランジスタ３２のド
レインに接続している。
１，３２を用いて電流検出装置を構成した例を示す。図
４において、負荷駆動トランジスタ３１、ミラートラン
ジスタ３２は電界効果トランジスタの１つであるＰ−Ｍ
ＯＳトランジスタからなり、ともにソースで信号線３に
接続している。演算増幅器２１の非反転入力端子は、負
荷駆動トランジスタ３１のドレインに接続し、反転入力
端子は、負帰還ループとなるようにミラートランジスタ
３２のドレインに接続し、演算増幅器２１の出力端子は
電流検出用抵抗５を介してミラートランジスタ３２のド
レインに接続している。
【００２３】また、図５は、ＮＰＮバイポーラトランジ
スタ４１，４２を用いて電流検出装置を構成した例を示
す。図５において、負荷駆動トランジスタ４１，ミラー
トランジスタ４２はともにエミッタで信号線３に接続
し、負荷駆動トランジスタ４１，ミラートランジスタ４
２のベースはともに共通ベース端子４３に接続してい
る。演算増幅器２１の非反転入力端子は、負荷駆動トラ
ンジスタ４１のコレクタに接続し、反転入力端子は、負
帰還ループとなるようにミラートランジスタ４２のコレ
クタに接続し、演算増幅器２１の出力端子は電流検出用
抵抗５を介してミラートランジスタ４２のコレクタに接
続している。
スタ４１，４２を用いて電流検出装置を構成した例を示
す。図５において、負荷駆動トランジスタ４１，ミラー
トランジスタ４２はともにエミッタで信号線３に接続
し、負荷駆動トランジスタ４１，ミラートランジスタ４
２のベースはともに共通ベース端子４３に接続してい
る。演算増幅器２１の非反転入力端子は、負荷駆動トラ
ンジスタ４１のコレクタに接続し、反転入力端子は、負
帰還ループとなるようにミラートランジスタ４２のコレ
クタに接続し、演算増幅器２１の出力端子は電流検出用
抵抗５を介してミラートランジスタ４２のコレクタに接
続している。
【００２４】次に、電流検出装置に、電流検出用抵抗の
両端に発生した電圧を所定増幅率で増幅して出力する電
圧増幅手段を備えた実施例について説明する。図６は、
電流検出用抵抗５の電圧降下分を増幅する電圧増幅手段
としての増幅回路を備えたものである。図６において、
増幅回路５２は、オペアンプ５３により構成されたボル
テージフォロア回路、オペアンプ５４，抵抗５５，５６
からなる増幅器、オペアンプ５７，抵抗５８，５９から
なる増幅器により構成されている。尚、負荷駆動トラン
ジスタ３１のソースとアースとの間には、負荷５１が接
続されている。
両端に発生した電圧を所定増幅率で増幅して出力する電
圧増幅手段を備えた実施例について説明する。図６は、
電流検出用抵抗５の電圧降下分を増幅する電圧増幅手段
としての増幅回路を備えたものである。図６において、
増幅回路５２は、オペアンプ５３により構成されたボル
テージフォロア回路、オペアンプ５４，抵抗５５，５６
からなる増幅器、オペアンプ５７，抵抗５８，５９から
なる増幅器により構成されている。尚、負荷駆動トラン
ジスタ３１のソースとアースとの間には、負荷５１が接
続されている。
【００２５】かかる構成によれば、電流検出用抵抗５の
両端電圧が小さくなるように電流検出用抵抗５の抵抗値
を設定した場合でも、電圧を増幅して出力することが出
来る。
両端電圧が小さくなるように電流検出用抵抗５の抵抗値
を設定した場合でも、電圧を増幅して出力することが出
来る。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、負
荷駆動トランジスタとミラートランジスタとの間に、ボ
ルテージフォロア回路で構成された演算増幅器を接続
し、ボルテージフォロア回路の負帰還ループ中にミラー
電流を通電する電流検出用抵抗を挿入し、演算増幅器が
ミラー電流を入出力するように構成したことにより、負
荷駆動トランジスタの負荷接続側の電位がミラートラン
ジスタと電流検出用抵抗との接続点側に正確に与えら
れ、負荷駆動トランジスタとミラートランジスタの両方
の電位を正確に一致させることが出来る。このため、駆
動電流の通電量に係わらずミラー比を一定に保つことが
出来、負荷駆動トランジスタを流れる駆動電流とミラー
トランジスタを流れるミラー電流を常に一定比とするこ
とが出来、駆動電流の大小に係わらず、駆動電流の通電
量を当該通電量に正確に比例した電圧値として検出する
ことが出来る。
荷駆動トランジスタとミラートランジスタとの間に、ボ
ルテージフォロア回路で構成された演算増幅器を接続
し、ボルテージフォロア回路の負帰還ループ中にミラー
電流を通電する電流検出用抵抗を挿入し、演算増幅器が
ミラー電流を入出力するように構成したことにより、負
荷駆動トランジスタの負荷接続側の電位がミラートラン
ジスタと電流検出用抵抗との接続点側に正確に与えら
れ、負荷駆動トランジスタとミラートランジスタの両方
の電位を正確に一致させることが出来る。このため、駆
動電流の通電量に係わらずミラー比を一定に保つことが
出来、負荷駆動トランジスタを流れる駆動電流とミラー
トランジスタを流れるミラー電流を常に一定比とするこ
とが出来、駆動電流の大小に係わらず、駆動電流の通電
量を当該通電量に正確に比例した電圧値として検出する
ことが出来る。
【００２７】また、電流検出用抵抗の両端に発生する電
圧降下によるミラートランジスタのドレイン−ソース間
電圧の減少が起こらないため、ミラー比を小さくする
か、電流検出用抵抗の抵抗値を大きくすることで、検出
電圧値を大きくとることが出来、より微小な電流値をよ
り高精度に検出することが出来る。さらに、駆動電流と
ミラー電流とを演算増幅器を用いて完全に分離している
ため、ミラー電流が駆動電流に重畳して、負荷電流とし
て流出しないため、駆動電流と負荷電流とを正確に一致
させることができる。
圧降下によるミラートランジスタのドレイン−ソース間
電圧の減少が起こらないため、ミラー比を小さくする
か、電流検出用抵抗の抵抗値を大きくすることで、検出
電圧値を大きくとることが出来、より微小な電流値をよ
り高精度に検出することが出来る。さらに、駆動電流と
ミラー電流とを演算増幅器を用いて完全に分離している
ため、ミラー電流が駆動電流に重畳して、負荷電流とし
て流出しないため、駆動電流と負荷電流とを正確に一致
させることができる。
【００２８】そして、前記電流検出用抵抗の両端に発生
した電圧を増幅する電圧増幅手段を備えることにより、
電流検出用抵抗の抵抗値を小さくしても、電圧が増幅し
て出力されるので、微小電流でも正確に通電量を検出す
ることが出来る。
した電圧を増幅する電圧増幅手段を備えることにより、
電流検出用抵抗の抵抗値を小さくしても、電圧が増幅し
て出力されるので、微小電流でも正確に通電量を検出す
ることが出来る。
【図１】本発明の実施例を示す回路図。
【図２】図１のミラートランジスタの電流特性を示す説
明図。
明図。
【図３】本発明の別の実施例を示す回路図。
【図４】同上実施例を示す回路図。
【図５】同上実施例を示す回路図。
【図６】同上実施例を示す回路図。
【図７】従来の電流検出装置を示す回路図。
【図８】図７のミラートランジスタの電流特性を示す説
明図。
明図。
【図９】従来の別の電流検出装置を示す回路図。
１ 電流駆動トランジスタ ２ ミラートランジスタ ５ 電流検出用抵抗 ２１ 演算増幅器
Claims (3)
- 【請求項１】ドレイン又はソースのうち一方の端子が、
基準電位を与える電源に接続され、他方の端子が負荷に
接続されて負荷駆動用の駆動電流を通電する負荷駆動ト
ランジスタと、 ドレイン又はソースのうち一方の端子が、前記負荷駆動
トランジスタの前記一方の端子に接続され、前記負荷駆
動トランジスタに通電される通電電流の所定倍率のミラ
ー電流を通電するミラートランジスタと、 該ミラートランジスタのドレイン又はソースに接続さ
れ、前記ミラー電流に応じた電位差を発生する電流検出
用抵抗と、 前記負荷駆動トランジスタのドレイン又はソースの前記
他方に一方の入力端子が接続され、前記ミラートランジ
スタと前記電流検出用抵抗の接続点に他方の入力端子が
接続され、出力端子が電流検出用抵抗を介してミラート
ランジスタに接続され、両入力端子の電位差に基づいた
出力端子の電位に応じて電流検出用抵抗の通電電流を入
出力する演算増幅器と、を備えたことを特徴とする電流
検出装置。 - 【請求項２】前記負荷駆動トランジスタ、ミラートラン
ジスタを、前記ドレイン、ソースが夫々コレクタ、エミ
ッタに対応するバイポーラトランジスタで構成したこと
を特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。 - 【請求項３】前記電流検出用抵抗の両端に発生した電圧
を所定増幅率で増幅して出力する電圧増幅手段を備えた
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電流検
出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1970694A JPH07229928A (ja) | 1994-02-17 | 1994-02-17 | 電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1970694A JPH07229928A (ja) | 1994-02-17 | 1994-02-17 | 電流検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07229928A true JPH07229928A (ja) | 1995-08-29 |
Family
ID=12006731
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1970694A Pending JPH07229928A (ja) | 1994-02-17 | 1994-02-17 | 電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07229928A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009103722A (ja) * | 2009-02-12 | 2009-05-14 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 双方向スイッチの電流検出回路 |
| US9853456B2 (en) | 2013-12-24 | 2017-12-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Wireless power transmission apparatus and energy charging apparatus |
| WO2018037769A1 (ja) * | 2016-08-25 | 2018-03-01 | 株式会社デンソー | 半導体装置 |
| CN113740589A (zh) * | 2021-09-03 | 2021-12-03 | 北京迪赛奇正科技有限公司 | 一种模块电源高端电流检测放大电路 |
-
1994
- 1994-02-17 JP JP1970694A patent/JPH07229928A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009103722A (ja) * | 2009-02-12 | 2009-05-14 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 双方向スイッチの電流検出回路 |
| US9853456B2 (en) | 2013-12-24 | 2017-12-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Wireless power transmission apparatus and energy charging apparatus |
| WO2018037769A1 (ja) * | 2016-08-25 | 2018-03-01 | 株式会社デンソー | 半導体装置 |
| JP2018031705A (ja) * | 2016-08-25 | 2018-03-01 | 株式会社デンソー | 半導体装置 |
| CN113740589A (zh) * | 2021-09-03 | 2021-12-03 | 北京迪赛奇正科技有限公司 | 一种模块电源高端电流检测放大电路 |
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