JPH0697866B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH0697866B2 JPH0697866B2 JP62265235A JP26523587A JPH0697866B2 JP H0697866 B2 JPH0697866 B2 JP H0697866B2 JP 62265235 A JP62265235 A JP 62265235A JP 26523587 A JP26523587 A JP 26523587A JP H0697866 B2 JPH0697866 B2 JP H0697866B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は誘導電動機の制御装置に関するものである。
第２図は従来の循環電流方式サイクロコンバータの制御
装置の回路構成を示すブロック図であり、図において、
１は速度設定器、２は速度調節器、３は磁束指令演算
器、４は磁束調節器であり、これらにより第２の信号発
生回路52を構成している。
装置の回路構成を示すブロック図であり、図において、
１は速度設定器、２は速度調節器、３は磁束指令演算
器、４は磁束調節器であり、これらにより第２の信号発
生回路52を構成している。
７はベクトル回転器、９は演算増幅器よりなる二相／三
相座標変換器であり、この両者により第３の信号発生回
路53を構成している。11は電機子電流用ゲート制御装置
（以下、ゲート制御装置と略称する）、12は交流電源、
13は三相の循環電流方式正弦波サイクロコンバータ（以
下、三相サイクロコンバータと略称する）、22は比例積
分増幅器で構成されるトルク分電流調節器、23は比例積
分増幅器で構成される励磁分電流調節器、24は一次遅れ
演算器、25,27,28は掛算器、5,26,30,40は固定ゲイン、
29は演算器、31は積分器、33は正弦波および余弦波発生
回路である。34はベクトル回転器、35は三相／二相変換
回路であり、この両者により第１の信号発生回路51を構
成している。36は誘導電動機、37はレゾルバ、32はロー
タの速度検出回路である。
相座標変換器であり、この両者により第３の信号発生回
路53を構成している。11は電機子電流用ゲート制御装置
（以下、ゲート制御装置と略称する）、12は交流電源、
13は三相の循環電流方式正弦波サイクロコンバータ（以
下、三相サイクロコンバータと略称する）、22は比例積
分増幅器で構成されるトルク分電流調節器、23は比例積
分増幅器で構成される励磁分電流調節器、24は一次遅れ
演算器、25,27,28は掛算器、5,26,30,40は固定ゲイン、
29は演算器、31は積分器、33は正弦波および余弦波発生
回路である。34はベクトル回転器、35は三相／二相変換
回路であり、この両者により第１の信号発生回路51を構
成している。36は誘導電動機、37はレゾルバ、32はロー
タの速度検出回路である。
第３図は上記三相サイクロコンバータ13のゲートを制御
するための一相分のゲート制御装置11を示す回路構成図
であり、図において、41,42は交流電圧設定値を入力す
るゲートパルス発生回路、43,44はゲートアンプ回路、4
5はインバータであり、これらにより一相分のゲート制
御装置11を構成している。46は三相サイクロコンバータ
13の正群コンバータ、47は三相サイクロコンバータ13の
負群コンバータ、38は循環電流を制御する循環電流調節
器であり、比例積分増幅器で構成されている。48は前記
正群コンバータ46の電流iFと前記負群コンバータ47の電
流iRの大きさを比較して、小さい方を循環電流iCとして
出力する循環電流検出回路である。
するための一相分のゲート制御装置11を示す回路構成図
であり、図において、41,42は交流電圧設定値を入力す
るゲートパルス発生回路、43,44はゲートアンプ回路、4
5はインバータであり、これらにより一相分のゲート制
御装置11を構成している。46は三相サイクロコンバータ
13の正群コンバータ、47は三相サイクロコンバータ13の
負群コンバータ、38は循環電流を制御する循環電流調節
器であり、比例積分増幅器で構成されている。48は前記
正群コンバータ46の電流iFと前記負群コンバータ47の電
流iRの大きさを比較して、小さい方を循環電流iCとして
出力する循環電流検出回路である。
次に動作について説明する。レゾルバ37および速度検出
回路32により検出されたロータの速度フィードバック量
ωｒは、速度調節器２および磁束指令演算器３に入力さ
れる。速度調節器２ではロータの速度フィードバック値
ωｒが目標値ωｒ＊となるような信号をトルク分電流設
定値iq*として出力する。
回路32により検出されたロータの速度フィードバック量
ωｒは、速度調節器２および磁束指令演算器３に入力さ
れる。速度調節器２ではロータの速度フィードバック値
ωｒが目標値ωｒ＊となるような信号をトルク分電流設
定値iq*として出力する。
そして、誘導電動機36の三相出力電流iR，iS，iTは、第
１の信号発生回路51の三相／二相変換回路35により二相
交流電流ｉα,iβに変換された後、ベクトル回転器34に
より二次磁束回転座標系の値として、二次磁束に直角な
直流量として与えられるトルク分電流フィードバック値
iqと励磁分電流フィードバック値idが出力される。そし
て、トルク分電流調節器22には上記トルク分電流フィー
ドバック値iqと前記トルク分電流設定値iq*との偏差ε
ｑが入る。
１の信号発生回路51の三相／二相変換回路35により二相
交流電流ｉα,iβに変換された後、ベクトル回転器34に
より二次磁束回転座標系の値として、二次磁束に直角な
直流量として与えられるトルク分電流フィードバック値
iqと励磁分電流フィードバック値idが出力される。そし
て、トルク分電流調節器22には上記トルク分電流フィー
ドバック値iqと前記トルク分電流設定値iq*との偏差ε
ｑが入る。
次いで、トルク分電流調節器22ではゲインKqと時定数Tq
により、（１）式のように比例積分演算を行なった結果
をVq*として出力する。
により、（１）式のように比例積分演算を行なった結果
をVq*として出力する。
ここで、Ｓはラプラス演算子を示す。
一方、第２の信号発生回路52の磁束調節器４には、磁束
指令演算器３の出力Φ*と、前記励磁分電流フィードバ
ックid-に対する一次遅れ演算器24の出力Φとの偏差が
入力し、励磁分電流設定値id*を出力する。
指令演算器３の出力Φ*と、前記励磁分電流フィードバ
ックid-に対する一次遅れ演算器24の出力Φとの偏差が
入力し、励磁分電流設定値id*を出力する。
前記一次遅れ演算器24は（２）式のように演算したのち
Φを出力する。
Φを出力する。
ここでＭは前記誘導電動機36の相互のインダクタンス、
L2は同じく２次側自己インダクタンス、R2は同じく２次
抵抗を示す。
L2は同じく２次側自己インダクタンス、R2は同じく２次
抵抗を示す。
そして、励磁分電流フィードバック値idと前記励磁分電
流設定値id*との偏差εｄが励磁分電流調節器23に入
る。この励磁分電流調節器23ではゲインKdと時定数Tdに
より、（３）式のように比例積分演算を行なった結果を
Vd*として出力する。
流設定値id*との偏差εｄが励磁分電流調節器23に入
る。この励磁分電流調節器23ではゲインKdと時定数Tdに
より、（３）式のように比例積分演算を行なった結果を
Vd*として出力する。
既知の如く、励磁分電圧Vdとトルク分電圧Vqはそれぞれ
（４）式，（５）式で表わされる。
（４）式，（５）式で表わされる。
ここで、R1はステータ側の抵抗、L1はステータ側インダ
クタンス、σは磁束の漏れ率、ω0はステータが作る回
転磁界の角周波数であり、この角周波数は固定ゲイン30
の出力であるすべり角周波数ωｓと速度検出器32の出力
であるロータの角周波数ωｒの和で与えられる。Ｍはス
テータとロータの相互インダクタンス、R2はロータ側の
抵抗、L2はロータ側のインダクタンスを示す。
クタンス、σは磁束の漏れ率、ω0はステータが作る回
転磁界の角周波数であり、この角周波数は固定ゲイン30
の出力であるすべり角周波数ωｓと速度検出器32の出力
であるロータの角周波数ωｒの和で与えられる。Ｍはス
テータとロータの相互インダクタンス、R2はロータ側の
抵抗、L2はロータ側のインダクタンスを示す。
前記（４）式の第２項および前記（５）式の第２項は干
渉項であり、（５）式の第３項は誘起電圧を示してい
る。前記励磁分電流調節器23の出力Vd*に前記干渉項の
補償を行ないVd*として出力し、また前記トルク分電流
調節器22の出力Vq*に対して、前記干渉項および誘起電
圧項の補償を行ないvq*として出力する。
渉項であり、（５）式の第３項は誘起電圧を示してい
る。前記励磁分電流調節器23の出力Vd*に前記干渉項の
補償を行ないVd*として出力し、また前記トルク分電流
調節器22の出力Vq*に対して、前記干渉項および誘起電
圧項の補償を行ないvq*として出力する。
二次磁束位相θ0は前記回転磁界の角周波数ω0を積分器
31で積分することにより求めることができ、この二次磁
束位相θ0を入力とする正弦波および余弦波発生回路33
により、三相交流電圧設定値を得るために必要な二次磁
束方向信号sinθ0,cosθ0が得られる。この三相交流電
圧設定値は前記で求められた各パラメータからゲート信
号を得るために必要である。
31で積分することにより求めることができ、この二次磁
束位相θ0を入力とする正弦波および余弦波発生回路33
により、三相交流電圧設定値を得るために必要な二次磁
束方向信号sinθ0,cosθ0が得られる。この三相交流電
圧設定値は前記で求められた各パラメータからゲート信
号を得るために必要である。
前記トルク分電流調節器22の出力Vq*に干渉項と誘起電
圧項の補償を行なったvq*および励磁分電流調節器23の
出力Vd*に干渉項の補償を行なったvd*は、前記二次磁束
方向信号sinθ0,cosθ0をパラメータにして、ベクトル
回転器７により二相交流電圧Ｖα＊,Vβ＊に変換され
る。二相／三相変換器９は前記二相交流電圧Ｖα＊,Vβ
＊により三相交流電圧設定値VR *，VS *，VT *を得る。
圧項の補償を行なったvq*および励磁分電流調節器23の
出力Vd*に干渉項の補償を行なったvd*は、前記二次磁束
方向信号sinθ0,cosθ0をパラメータにして、ベクトル
回転器７により二相交流電圧Ｖα＊,Vβ＊に変換され
る。二相／三相変換器９は前記二相交流電圧Ｖα＊,Vβ
＊により三相交流電圧設定値VR *，VS *，VT *を得る。
一方、三相サイクロコンバータ13の前記正群コンバータ
46の電流iFと前記負群コンバータ47の電流iRを循環電流
検出回路48が検出し、両電流の大きさを比較して、小さ
い方を循環電流フィードバックicとして出力する。
46の電流iFと前記負群コンバータ47の電流iRを循環電流
検出回路48が検出し、両電流の大きさを比較して、小さ
い方を循環電流フィードバックicとして出力する。
この循環電流フィードバックicと循環電流設定値ic*と
の偏差εｃが前記循環電流調節器38に入る。循環電流調
節器38では、ゲインKcと時定数Tcにより、（６）式のよ
うに比例積分演算を行なった結果を循環電流制御電圧Vc
*を出力する。
の偏差εｃが前記循環電流調節器38に入る。循環電流調
節器38では、ゲインKcと時定数Tcにより、（６）式のよ
うに比例積分演算を行なった結果を循環電流制御電圧Vc
*を出力する。
前記三相交流電圧設定値VR *，VS *，VT *はR,S,T各相の前
記ゲート制御装置11に供給される。各相のゲート制御装
置11内で交流電圧設定値V*と循環電流制御電圧Vc*との
和を取り、前記正群コンバータ46の出力電圧設定値VF *
として前記ゲートパルス発生回路41に入力する。また、
交流電圧設定値V*を反転したものから循環電流制御電圧
Vc*を引き、前記負群コンバータ47の出力電圧設定値VR *
として前記ゲートパルス発生回路42に入力する。
記ゲート制御装置11に供給される。各相のゲート制御装
置11内で交流電圧設定値V*と循環電流制御電圧Vc*との
和を取り、前記正群コンバータ46の出力電圧設定値VF *
として前記ゲートパルス発生回路41に入力する。また、
交流電圧設定値V*を反転したものから循環電流制御電圧
Vc*を引き、前記負群コンバータ47の出力電圧設定値VR *
として前記ゲートパルス発生回路42に入力する。
そして、R,S,T各相がそれぞれ正群コンバータ46と負群
コンバータ47のゲートをONすることにより、三相サイク
ロコンバータ13はその出力電圧VR，VS，VTが三相交流電
圧設定値VR *，VS *，VT *と一致するように動作し、か
つ、各相の循環電流icも循環電流設定値ic*（一定値）
に一致するように動作する。
コンバータ47のゲートをONすることにより、三相サイク
ロコンバータ13はその出力電圧VR，VS，VTが三相交流電
圧設定値VR *，VS *，VT *と一致するように動作し、か
つ、各相の循環電流icも循環電流設定値ic*（一定値）
に一致するように動作する。
従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、制御定数、電動機定数、ゲイン等は設計デー
タを元に調整されているが、電動機温度が上昇した時の
データとは若干異なる。特に、温度上昇によってロータ
抵抗R2が増加した場合、励磁分電流フィードバック値id
から前記（２）式によって求めている二次励磁フィード
バック値Φに誤差を生じ、さらにすべり角速度ωｓの演
算にも影響を与え、電動機発生トルクの増加、出力電圧
の上昇などの問題点があった。
いるので、制御定数、電動機定数、ゲイン等は設計デー
タを元に調整されているが、電動機温度が上昇した時の
データとは若干異なる。特に、温度上昇によってロータ
抵抗R2が増加した場合、励磁分電流フィードバック値id
から前記（２）式によって求めている二次励磁フィード
バック値Φに誤差を生じ、さらにすべり角速度ωｓの演
算にも影響を与え、電動機発生トルクの増加、出力電圧
の上昇などの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、電動機温度上昇時に電動機定数を自動的に補
正し、温度の上昇にかかわらず電動機発生トルク、出力
電圧を設計値と合致させることのできる誘導電動機の制
御装置を得ることを目的とする。
たもので、電動機温度上昇時に電動機定数を自動的に補
正し、温度の上昇にかかわらず電動機発生トルク、出力
電圧を設計値と合致させることのできる誘導電動機の制
御装置を得ることを目的とする。
この発明に係る誘導電動機の制御出力は、トルク分電流
設定値iq*にあるゲインを掛けた結果と、トルク分電流
調節器の出力Vq*を比較し、ロータ温度上昇によるロー
タ抵抗R2の増加を推定し、補正量ΔR2を出力するロータ
抵抗補正回路を具備したものである。
設定値iq*にあるゲインを掛けた結果と、トルク分電流
調節器の出力Vq*を比較し、ロータ温度上昇によるロー
タ抵抗R2の増加を推定し、補正量ΔR2を出力するロータ
抵抗補正回路を具備したものである。
この発明における誘導電動機の制御装置は、ロータ抵抗
補正回路から出力されるΔR2を（２）式に代入して、一
次遅れ演算器の二次磁束フィードバック値Φを演算する
ことにより、常に正確な二次磁束フィードバック値Φが
得られ、また、常に適正なすべり角周波数ωｓを出力す
るために、電動機発生トルク、出力電圧を設計値に合致
させることを可能とする。
補正回路から出力されるΔR2を（２）式に代入して、一
次遅れ演算器の二次磁束フィードバック値Φを演算する
ことにより、常に正確な二次磁束フィードバック値Φが
得られ、また、常に適正なすべり角周波数ωｓを出力す
るために、電動機発生トルク、出力電圧を設計値に合致
させることを可能とする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。前記
第３図と同一部分に同一符号を付した第１図において、
39はトルク分電流設定値iq*に固定ゲインを乗算する係
数器、60はロータ抵抗R2の変化を推定し、補正量ΔR2を
出力するロータ抵抗補正回路である。
第３図と同一部分に同一符号を付した第１図において、
39はトルク分電流設定値iq*に固定ゲインを乗算する係
数器、60はロータ抵抗R2の変化を推定し、補正量ΔR2を
出力するロータ抵抗補正回路である。
次に動作について説明する。全体の動作は前記第２図の
従来装置と同じであるから、第２図にはないロータ抵抗
補正回路60の動作を中心に説明する。まず、ロータ抵抗
補正回路60の補正原理を第２図に示す誘導電動機のＴ形
等価回路を用いて説明する。第２図において、入力電流
I1は一定に保たれていると仮定する。ここで、ロータ温
度上昇によりr2′が増加した場合を考える。r2′の増加
によりI2は減少し、その分I0が増える。それと同時にV1
が大きくなる。これは、結果として電動機の誘起電圧が
大きくなったことと等しい。r2′が増加しても２次側の
インピーダンスを一定に保つためにはすべりＳを調整す
ればよい。
従来装置と同じであるから、第２図にはないロータ抵抗
補正回路60の動作を中心に説明する。まず、ロータ抵抗
補正回路60の補正原理を第２図に示す誘導電動機のＴ形
等価回路を用いて説明する。第２図において、入力電流
I1は一定に保たれていると仮定する。ここで、ロータ温
度上昇によりr2′が増加した場合を考える。r2′の増加
によりI2は減少し、その分I0が増える。それと同時にV1
が大きくなる。これは、結果として電動機の誘起電圧が
大きくなったことと等しい。r2′が増加しても２次側の
インピーダンスを一定に保つためにはすべりＳを調整す
ればよい。
制御系は前記（５）式の第３項で誘起電圧を補償してい
るが、r2′の増加に共なう誘起電圧の上昇は補償しきれ
ず、不足分をトルク分電流調節器22が出力する。本来ト
ルク分電流調節器22は（５）式の第１項の（R1＋SL
1σ）iqのみ負担しているので、このトルク分電流調節
器22の出力が（（R1＋SL1σ）iqより大きいか、小さい
かによって制御系内のロータ抵抗R2の値を補正する。
るが、r2′の増加に共なう誘起電圧の上昇は補償しきれ
ず、不足分をトルク分電流調節器22が出力する。本来ト
ルク分電流調節器22は（５）式の第１項の（R1＋SL
1σ）iqのみ負担しているので、このトルク分電流調節
器22の出力が（（R1＋SL1σ）iqより大きいか、小さい
かによって制御系内のロータ抵抗R2の値を補正する。
すべり角周波数ωｓの算出式は（７）式によって示され
る。（７）式のロータ抵抗R2の値を大きくすれば、すべ
り周波数が大きくなり、２次側インピーダンスを調整す
ることが可能となる。
る。（７）式のロータ抵抗R2の値を大きくすれば、すべ
り周波数が大きくなり、２次側インピーダンスを調整す
ることが可能となる。
第１図において、トルク分電流設置値iq*は係数器39の
固定ゲインを掛けられて（５）式の第１項に相当する値
になり、ロータ抵抗補正回路60に入る。このロータ抵抗
補正回路60は係数器39の出力とトルク分電流調節器22の
出力を比較し、このトルク分電流調節器22の出力が大き
い場合、（５）式、（７）式のロータ抵抗R2の値を１補
正周期に0.024％増加し、出力が小さい場合、ロータ抵
抗R2の値を0.024％減少するように補正量ΔR2を出力す
る。
固定ゲインを掛けられて（５）式の第１項に相当する値
になり、ロータ抵抗補正回路60に入る。このロータ抵抗
補正回路60は係数器39の出力とトルク分電流調節器22の
出力を比較し、このトルク分電流調節器22の出力が大き
い場合、（５）式、（７）式のロータ抵抗R2の値を１補
正周期に0.024％増加し、出力が小さい場合、ロータ抵
抗R2の値を0.024％減少するように補正量ΔR2を出力す
る。
上記のロータ抵抗R2の補正の結果、常に適正なすべり角
周波数ωｓの演算が行なわれ、このすべり角周波数ωｓ
とロータの角周波数ωｒの和として得られる角周波数ω
0も適正に補正されることから、ロータ温度に無関係に
電動機発生トルク、出力電圧を設計値に保ち続けること
ができる。なお、上記実施例では循環電流方式サイクロ
コンバータの場合について説明したが、非循環方式サイ
クロコンバータであってもよく、さらにベクトル制御を
行なうトランジスタおよびGTOインバータであってもよ
く、上記実施例と同様の効果を奏する。
周波数ωｓの演算が行なわれ、このすべり角周波数ωｓ
とロータの角周波数ωｒの和として得られる角周波数ω
0も適正に補正されることから、ロータ温度に無関係に
電動機発生トルク、出力電圧を設計値に保ち続けること
ができる。なお、上記実施例では循環電流方式サイクロ
コンバータの場合について説明したが、非循環方式サイ
クロコンバータであってもよく、さらにベクトル制御を
行なうトランジスタおよびGTOインバータであってもよ
く、上記実施例と同様の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、電動機の温度上昇に
よる定数の変化を、トルク分電流設定値iq*にあるゲイ
ンを掛けた結果とトルク分電流調節器出力Vq*を比較す
ることで感知するように構成したので、電動機定数の補
正処理は全て制御系の内部で行なわれるため、検出器の
追加および装置の改善を必要とせず、またマイクロコン
ピュータ等を使えば容易に精度の高い補正処理ができ、
温度上昇にかかわらず、電動機発生トルク、出力電圧を
設計値と合致させることができるという効果がある。
よる定数の変化を、トルク分電流設定値iq*にあるゲイ
ンを掛けた結果とトルク分電流調節器出力Vq*を比較す
ることで感知するように構成したので、電動機定数の補
正処理は全て制御系の内部で行なわれるため、検出器の
追加および装置の改善を必要とせず、またマイクロコン
ピュータ等を使えば容易に精度の高い補正処理ができ、
温度上昇にかかわらず、電動機発生トルク、出力電圧を
設計値と合致させることができるという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による循環電流方式サイク
ロコンバータを適用した誘導電動機の制御装置を示す回
路構成図、第２図は誘導電動機Ｔ形等価回路図、第３図
は従来の循環電流方式サイクロコンバータを適用した誘
導電動機の制御装置を示す回路構成図、第４図は第３図
の循環電流方式サイクロコンバータのゲート制御装置の
一相分を示す回路構成図である。 11はゲート制御装置、22はトルク分電流調節器、23は励
磁分電流調節器、24は一次遅れ演算器、29は割算器、30
はすべり周波数演算回路、31は積分器、32は速度検出
器、33は正弦波、余弦波発生回路、36は誘導電動機、38
は循環電流調節器、51〜53は第１〜３の信号発生回路。 なお、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
ロコンバータを適用した誘導電動機の制御装置を示す回
路構成図、第２図は誘導電動機Ｔ形等価回路図、第３図
は従来の循環電流方式サイクロコンバータを適用した誘
導電動機の制御装置を示す回路構成図、第４図は第３図
の循環電流方式サイクロコンバータのゲート制御装置の
一相分を示す回路構成図である。 11はゲート制御装置、22はトルク分電流調節器、23は励
磁分電流調節器、24は一次遅れ演算器、29は割算器、30
はすべり周波数演算回路、31は積分器、32は速度検出
器、33は正弦波、余弦波発生回路、36は誘導電動機、38
は循環電流調節器、51〜53は第１〜３の信号発生回路。 なお、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機の出力電流よりトルク分電流フ
ィードバック値と励磁分電流フィードバック値を得る第
１の信号発生回路と、前記励磁分電流フィードバック値
の一次遅れ演算を行う一次遅れ演算器と、前記一次遅れ
演算器の出力である二次磁束フィードバック値と前記ト
ルク分電流フィードバック値とからすべり周波数を得る
すべり周波数演算回路と、前記すべり周波数と前記誘導
電動機のロータの速度フィードバック値を加算し積分し
て二次磁束位相を得る積分器と、前記積分器の出力に基
づいて二次磁束方向信号を出力する正弦波・余弦波発生
回路と、前記速度フィードバック値に基づいてトルク分
電流設定値および励磁分電流設定値を出力する第２の信
号発生回路と、前記トルク分電流設定値と前記トルク分
電流フィードバック値との偏差を入力とするトルク分電
流調節器と、前記励磁分電流設定値と前記励磁分電流フ
ィードバック値との偏差を入力とする励磁分電流調節器
と、前記二次磁束方向信号をパラメータとして前記トル
ク分電流調節器の出力および前記励磁分電流調節器の出
力を制御し三相交流電圧設定値を得る第３の信号発生回
路と、循環電流設定値と循環電流フィードバック値との
偏差を入力とする循環電流調節器と、前記第３の信号発
生回路からの三相交流電圧設定値と前記循環電流調節器
の出力とからゲート信号を得るゲート制御装置と、前記
トルク分電流設定値に固定ゲインを乗算する係数器と、
前記トルク分電流調節器の出力と前記係数器の乗算結果
を比較して、前記誘導電動機のロータ温度上昇によるロ
ータ抵抗の増加を推定補正し、補正ゲインを前記すべり
周波数演算回路に送給して該ロータ抵抗の増加による影
響をすべり周波数を制御することで回避するロータ抵抗
補正回路とを備えた誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265235A JPH0697866B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265235A JPH0697866B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01110082A JPH01110082A (ja) | 1989-04-26 |
| JPH0697866B2 true JPH0697866B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=17414397
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62265235A Expired - Fee Related JPH0697866B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697866B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010016982A (ja) * | 2008-07-03 | 2010-01-21 | Mitsubishi Electric Corp | モータ制御装置およびモータ地絡検出方法 |
-
1987
- 1987-10-22 JP JP62265235A patent/JPH0697866B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010016982A (ja) * | 2008-07-03 | 2010-01-21 | Mitsubishi Electric Corp | モータ制御装置およびモータ地絡検出方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01110082A (ja) | 1989-04-26 |
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