JPH0744832B2 - 非循環電流方式サイクロコンバ−タの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は非循環電流方式サイクロコンバータの制御装
置に関するものである。

〔従来の技術〕

周知のように非循環電流方式サイクロコンバータは交互
に負荷電流の半サイクルの間だけ導通し、他の半サイク
ルの間は完全にブロックして循環電流の通流を阻止する
もので、その出力電流波形は例えば「サイクロコンバー
タ」電気書院P81〜85（昭和51年11月20日発行）に示さ
れるとおりである。

しかして、前記出力電流を得るためには制御装置が必要
である。

第３図は例えば特願昭61−108252号に示された従来の非
循環電流方式サイクロコンバータの制御装置の一構成例
を示す図である。

図において、１は速度設定器、２は速度調節器、３は磁
束指令演算器、４は磁束調節器、７はベクトル回転器、
９は演算増幅器よりなる二相／三相座標変換器、11は電
機子電流用ゲート制御装置、12は交流電源、13は三相の
非循環電流方式正弦波サイクロコンバータ（以下三相サ
イクロコンバータという）、22は比例積分増幅器で構成
されるトルク分電流調節器、23は比例積分増幅器で構成
される励磁分電流調節器、24は一次遅れ演算器、25,27,
28は掛算器、26,30,40は固定ゲイン、29は割算器、31は
積分器、32は誘導電動機36のロータの速度−位相検出回
路にして、ロータの速度ω_rおよび位相θ_rはレゾルバ37
を介して得られる。33は正弦波および余弦波発生回路、
34,38はベクトル回転器、35は三相／二相座標変換器、3
9は二相／三相座標変換器である。

また、第４図は三相サイクロコンバータ13のゲートを制
御する為のゲート制御装置11を示す回路構成図で、図で
は一相分のみのゲート制御装置11を示す。

図において、41は交流電流設定値i_R ^*を入力する比較
器、42は交流電圧設定値V_R ^*を入力とするゲートパルス
発生回路、43,44はアンド回路、45はインバータ、46,47
はゲートアンプ回路、48は三相サイクロコンバータ13の
正群コンバータ、49は三相サイクロコンバータ13の負群
コンバータである。

次に動作について説明する。

レゾルバ37およびロータの速度−位相検出回路32により
検出されたロータの速度フィードバック量ω_rが速度調
節器２および磁束指令演算器３に入る。速度調節器２で
はロータの速度が目標値ω_r ^*となるような信号をトルク
分電流設定値i_g ^*として出力する。このトルク分電流設
定値i_g ^*と、誘導電動機36の三相出力電流i_R，i_S，i_Tを
三相／二相座標変換器35により二相交流電流ｉ_α,i_βに
変換後、ベクトル回転器34により二次磁束回転座標系の
値として二次磁束に平行な直流量として与えられるトル
ク分電流フィードバック値i_g ^-との偏差ε_gがトルク分電
流調節器22に入る。

次いで、このトルク分電流調節器22では、ゲインK_gと時
定数T_gとにより（１）式のように比例積分演算を行なっ
た結果をV_g ^*として出力する。

このV_g ^*に誘起電圧補償および非干渉化を行なった結果
をv_g ^*として出力する。

また、磁束調節器４には磁束指令演算器３の出力Φ
^*と、励磁分電流フィードバック値i_d ^-に対する一次遅れ
演算器24の出力Φ^-との偏差が入力し、励磁分電流設定
値i_d ^*を出力する。

この励磁分電流設定値i_d ^*と、誘導電動機36の三相出力
電流i_R，i_S，i_Tを三相／二相座標変換器35により二次磁
束回転座標系の値として二次磁束に直角な直流量として
与えられる励磁分電流フィードバック値i_d ^-との偏差ε_d
が励磁分電流調節器23に入る。

次いで、この励磁分電流調節器23ではゲインK_dと時定数
T_dにより（２）式のように比例積分演算を行なった結果
をV_d ^*として出力する。

このV_d ^*に非干渉化を行なったものをv_d ^*として出力す
る。

さて、このようにして求められた各パラメータからゲー
ト信号を得る為に必要な三相交流電圧設定値v_R ^*，v_S ^*，
v_T ^*および三相交流電流設定値i_R ^*，i_S ^*，i_T ^*を得る為に
は、二次磁束方向信号sinθ_o,cosθ_oを求める必要があ
る。

先ず、誘導電動機36のロータ位相θ_rはレゾルバ37およ
びロータの速度−位相検出回路32により電気角として検
出され、またすべり位相θ_sはトルク分電流フィードバ
ック値i_g ^-を磁束フィードバック値Φ^-で割った割算器29
の出力として得られるすべり周波数ω_sを積分器31によ
り積分して得られる。そして、ロータ位相θ_rとすべり
位相θ_sとを加算する事により、次磁束位相θ_oを得る。
この二次磁束位相θ_oは正弦波および余弦波発生回路33
に入力される二次磁束方向信号sinθ_o,cosθ_oが得られ
る。

さて、トルク分電流調節器22の出力に誘起電圧補償およ
び非干渉化を行なったv_g ^*および励磁分電流調節器23の
出力に非干渉を行なったv_d ^*は二次磁束方向信号sinθ_o,
cosθ_oをバラメータにしてベクトル回転器７により
（３）式のように二相交流電圧Ｖ_α ^*,V_β ^*に変換され、 さらに二相／三相座標変換器９により（４）式の変換を
行ない、 三相交流電圧設定値v_R ^*，v_S ^*，v_T ^*を得る。

一方、トルク分電流設定値i_g ^*および励磁分電流設定値i
_d ^*は二次磁束方向信号sinθ_o,cosθ_oをパラメータにし
てベクトル回転器38により（５）式のように二相交流電
流ｉ_α ^*,i_β ^*に変換され、 さらに、二相／三相座標変換器39により（６）式の変換
を行ない、 三相交流電流設定値i_R ^*，i_S ^*，i_T ^*を得る。

しかして、（５），（６）式より（７）式が得られる。

さて、ゲート制御装置11にはゲートパルス発生回路42へ
の操作量である交流電圧設定値V_R ^*が供給され、交流電
流設定値i_R ^*の正負を比較器41が判断し、正の場合は正
群コンバータ48のゲートをONし、負の場合は負群コンバ
ータ49のゲートをONする。同様の操作が他の二相で行わ
れる事により三相サイクロコンバータ13はその出力電圧
V_R，V_S，V_Tが三相交流電圧設定値v_R ^*，v_S ^*，v_T ^*と一致
するように動作する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の非循環電流方式サイクロコンバータの制御装置は
以上のように構成されているので、三相交流電圧設定値
v_R ^*，v_S ^*，v_T ^*および三相交流電流設定値i_R ^*，i_S ^*，i_T ^*
を得るための制御演算回路およびゲートの切替え回路を
マイクロプロセッサなどを用いて実現した場合は正群コ
ンバータから負群コンバータへの、又はその逆の切替え
に時間的な遅れが発生し、トルクリップルが増えたり、
制御系が不安定な動作となるなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、正群コンバータから負群コンバータへの、又
はその逆の切替えの遅れをなくしトルクリップルを抑制
し、制御系を安定かつ高速に動作させる事が出来る非循
環電流方式サイクロコンバータの制御装置を得ることを
目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る非循環電流方式サイクロコンバータの制
御装置はトルク分電流設定値および励磁分電流設定値を
二次磁束方向信号をパラメータとして二相交流電流に変
換し、この二相交流電流を三相交流電流設定値に変換す
ると共に、トルク分電流調節器の出力および励磁分電流
調節器の出力を二次磁束方向信号をパラメータとして二
相交流電圧に変換し、この二相交流電圧を三相交流電圧
設定値に変換し、さらにこれら三相交流設定値と三相交
流電圧設定値とより得られるゲート信号で正群コンバー
タおよび負群コンバータのゲートを制御するようにした
ものであって、三相交流電流設定値の位相を進ませる位
相進み回路を三相交流電流設定値発生回路に付加したも
のである。

〔作用〕

この発明における、三相交流電流設定値の位相進みは二
次磁束位相θ_oに位相進み量のΔθを加算する事によ
り、出力周波数に関わらず正群コンバータから負群コン
バータへの切替え、又は負群コンバータから正群コンバ
ータへの切替えを簡単な演算により高速に行なう事が出
来る。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。

第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第２図
はこの発明の要部を抽出して示す回路構成図であって、
第１図において第３図と同一構成部分には同一符号を付
してその説明を省略する。第１図において、50は移相進
み内蔵三相交流電流設定値発生回路で、これはベクトル
回転器38および二相／三相変換器39により構成される三
相交流電流設定値発生回路に位相進み回路を付加したも
ので、二次磁束位相θ_oに進ませたい位相の位相進み量
Δθを加算し、二次磁束方向信号の位相角をその加算結
果で置換して三相交流電流設定値を得る。第２図は上記
位相進み内蔵三相交流電流設定値発生回路50を示すもの
で、同図において51は位相進み手段としての掛算器で、
これは二次磁束位相θ_oに対して進ませたい位相の位相
進み量Δθを得るものである。52は二次磁束位相補償手
段としての加算器で、これは二次磁束位相θ_oに位相進
み量Δθを加算するものである。

次に位相進み内蔵三相交流電流設定値発生回路50を中心
に制御装置の動作について説明する。

先ず、二次磁束位相θ_oに対して進ませたい位相の位相
進み量Δθを加算した結果をθ_o′とする。この位相進
み量Δθは第２図から明らかなように（８）式で与えら
れる。

すなわち、Δθ＝ω_o・Δｔ …（８） で、ω_oはすべり周波数ω_sとロータ速度ω_rとを加算し
た値である。また、Δｔは制御演算回路の遅れ時間であ
る。

しかして、上述のようにトルク分電流設定値i_g ^*および
励磁分電流設定値i_d ^*と三相交流電流設定値i_R ^*，i_S ^*，i
_T ^*との関係は（７）式で与えられる。

よって、トルク分電流設定値i_g ^*および励磁分電流設定
値i_d ^*に位相進み量Δθを加えた二次磁束位相θ_o′をパ
ラメータとして上記（７）式の二次磁束位相θ_oを位相
進み量を加えた二次磁束位相θ_o′に置換した演算を行
なう事により三相交流電流設定値i_R ^*，i_S ^*，i_T ^*の位相
を簡単に進ませる事が出来、制御演算回路の遅れを補償
することが可能となる。そして、遅れが補償された三相
交流電流設定値i_R ^*，i_S ^*，i_T ^*がゲート制御装置11に供
給され、正群コンバータから負群コンバータへの切替
え、又は負群コンバータから正群コンバータへの切替え
が指令に遅れずに行なえる。つまり、位相進み手段とし
ての掛算器を付加したことにより、非循環電流方式のサ
イクロコンバータの正群コンバータから負群コンバータ
への切り替えまたはその逆の切り替え時間の速さを制御
することができる。

また上記（８）式から明らかなように制御演算回路の遅
れ時間Δｔを外部から固定値として与えることにより、
位相進み量Δθは出力周波数に関わらず希望の量を得る
事が出来る。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、すべり周波数とロー
タ速度との加算値に制御演算回路の遅れ時間を乗算して
位相進み量を得て、この位相進み量と二次磁束位相を加
算して得た補償二次磁束位相を入力して三相交流電流設
定値の位相を進ませるように構成したので、制御演算回
路の遅れを補償してトルクリップルを減少させ、正群コ
ンバータから負群コンバータへの切替え、又はその逆の
切替えを高速に行うことが出来、制御を安定にする効果
があり、マイクロコンピュータ等を使えば容易に精度の
高いものが得られる。

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例による非循環電流方式サイ
クロコンバータの制御装置を示す回路構成図、第２図は
第１図の要部を抽出して示す回路構成図、第３図は従来
の非循環電流方式サイクロコンバータの制御装置の一例
を示す回路構成図、第４図は第３図のゲート制御装置の
一相分を示す回路構成図である。 図中２は速度調節器、４は磁束調節器、11はゲート制御
装置、12は交流電源、13は非循環電流方式正弦波サイク
ロコンバータ、22はトルク電流調節器、23は励磁分電流
調節器、33は正弦波・余弦波発生器、48は正群コンバー
タ、49は負群コンバータ。 なお図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】トルク分電流設定値および励磁分電流設定
   値を二次磁束方向信号をパラメータとして二相交流電流
   に変換するベクトル回転器およびこのベクトル回転器よ
   りの二相交流電流を変換して三相交流電流設定値を得る
   二相／三相変換器により三相交流電流設定値発生回路を
   構成すると共に、トルク分電流調節器の出力および励磁
   分電流調節器の出力を二次磁束方向信号をパラメータと
   してベクトル回転器により二相交流電圧に変換し、この
   二相交流電圧を二相／三相変換器により三相交流電圧設
   定値に変換し、上記三相交流電流設定値と三相交流電圧
   設定値とより得られたゲート信号を正群コンバータと負
   群コンバータとに供給するようにした非循環電流方式サ
   イクロコンバータの制御装置において、すべり周波数と
   ロータ速度との加算値に制御演算回路の遅れ時間を乗算
   して位相進み量を得る位相進み手段と、この位相進み手
   段で得た位相進み量と二次磁束位相を加算して得た補償
   二次磁束位相を前記三相交流電流設定値発生回路に入力
   して前記三相交流電流設定値の位相を進ませる二次磁束
   位相補償手段とを具備したことを特徴とする非循環電流
   方式サイクロコンバータの制御装置。