JPH01110082A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH01110082A JPH01110082A JP62265235A JP26523587A JPH01110082A JP H01110082 A JPH01110082 A JP H01110082A JP 62265235 A JP62265235 A JP 62265235A JP 26523587 A JP26523587 A JP 26523587A JP H01110082 A JPH01110082 A JP H01110082A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は誘導電動機の制御装置に関するものである。
第２図は従来の循環電流方式サイクロコンバータの制御
装置の回路構成を示すブロック図であり。
装置の回路構成を示すブロック図であり。
図において、１は速度設定器、２は速度調節器、３は磁
束指令演算器、４は磁束調節器であり、これらにより第
２の信号発生回路５２を構成している。
束指令演算器、４は磁束調節器であり、これらにより第
２の信号発生回路５２を構成している。
７はベクトル回転器、９は演算増幅器よりなる二相／三
相座標変換器であり、この両者により第３の信号発生回
路５３を構成している。１１は電機子電流用ゲート制御
装置（以下、ゲート制御装置と略称する）、１２は交流
電源、１３は三相の循環電流方式正弦波サイクロコンバ
ータ（以下。
相座標変換器であり、この両者により第３の信号発生回
路５３を構成している。１１は電機子電流用ゲート制御
装置（以下、ゲート制御装置と略称する）、１２は交流
電源、１３は三相の循環電流方式正弦波サイクロコンバ
ータ（以下。
三相サイクロコンバータと略称する）、２２は比例積分
増幅器で構成されるトルク分電流調節器。
増幅器で構成されるトルク分電流調節器。
２３は比例積分増幅器で構成される励磁分電流調節器、
２４は一次遅れ演算器、２５，２７．２８は掛算器、５
，２６，３０．４０は固定ゲイン、２９は割算器、３１
は積分器、３３は正弦波および余弦波発生回路である。
２４は一次遅れ演算器、２５，２７．２８は掛算器、５
，２６，３０．４０は固定ゲイン、２９は割算器、３１
は積分器、３３は正弦波および余弦波発生回路である。
３４はベクトル回転器。
３５は三相／二相変換回路であり、この両者により第１
の信号発生回路５１を構成している。３６は誘導電動機
、３７はレゾルバ、３２はロータの速度検出回路である
。
の信号発生回路５１を構成している。３６は誘導電動機
、３７はレゾルバ、３２はロータの速度検出回路である
。
第３図は上記三相サイクロコンバータ１３のゲートを制
御するための一相分のゲート制御装置１１を示す回路構
成図であり１図において、４１．４２は交流電圧設定値
を入力するゲートパルス発生回路、４３．４４はゲート
アンプ回路、４５はインバータであり、これらにより一
相分のゲート制御装置１１を構成している。４６は三相
サイクロコンバータ１３の正群コンバータ、４７は三相
サイクロコンバータ１３の負群コンバータ、３８は循環
電流を制御する循環電流肩部器であり、比例積分増幅器
で構成されている。４８は前記正群コンバータ４６の電
流ｉｐと前記負群コンバータ４７の電流ＬＲの大きさを
比較して、小さい方を循環電流ｉｃとして出力する循環
電流検出回路である。
御するための一相分のゲート制御装置１１を示す回路構
成図であり１図において、４１．４２は交流電圧設定値
を入力するゲートパルス発生回路、４３．４４はゲート
アンプ回路、４５はインバータであり、これらにより一
相分のゲート制御装置１１を構成している。４６は三相
サイクロコンバータ１３の正群コンバータ、４７は三相
サイクロコンバータ１３の負群コンバータ、３８は循環
電流を制御する循環電流肩部器であり、比例積分増幅器
で構成されている。４８は前記正群コンバータ４６の電
流ｉｐと前記負群コンバータ４７の電流ＬＲの大きさを
比較して、小さい方を循環電流ｉｃとして出力する循環
電流検出回路である。
次に動作について説明する。レゾルバ３７および速度検
出回路３２により検出されたロータの速度フィードバッ
ク量ωｒは、速度調節器２および磁束指令演算Ｉ１３に
入力される。速度調節器２ではロータの速度フィードバ
ック値ωｒが目標値ωｒ８となるような信号をトルク分
電流設定値ｉｑＸとして出力する。
出回路３２により検出されたロータの速度フィードバッ
ク量ωｒは、速度調節器２および磁束指令演算Ｉ１３に
入力される。速度調節器２ではロータの速度フィードバ
ック値ωｒが目標値ωｒ８となるような信号をトルク分
電流設定値ｉｑＸとして出力する。
そして、誘導電動機３６の三相出力電流ｉＱ。
ｆｌ、ｉ〒は、第１の信号発生回路５１の三相／二相変
換回路３５により二相交流電流Ａｍｓ １４に変換され
た後、ベクトル回転器３４により二次磁束回転座標系の
値として、二次磁束に直角な直流量として与えられるト
ルク分電流フィードバック値ｉｑと励磁分電流フィード
バック値ｉｄが出力される。そして、トルク分電流調節
器２２には上記トルク分電流フィードバック値ｉｑと前
記トルク分電流設定値ｉｑｘとの偏差ｓｑが入る。
換回路３５により二相交流電流Ａｍｓ １４に変換され
た後、ベクトル回転器３４により二次磁束回転座標系の
値として、二次磁束に直角な直流量として与えられるト
ルク分電流フィードバック値ｉｑと励磁分電流フィード
バック値ｉｄが出力される。そして、トルク分電流調節
器２２には上記トルク分電流フィードバック値ｉｑと前
記トルク分電流設定値ｉｑｘとの偏差ｓｑが入る。
次いで、トルク分電流調節器２２ではゲインＫＱと時定
数Ｔｑにより、（１）式のように比例積分演算を行なっ
た結果をｖｑ８として出力する。
数Ｔｑにより、（１）式のように比例積分演算を行なっ
た結果をｖｑ８として出力する。
ここで、Ｓはラプラス演算子を示す。
一方、第２の信号発生回路５２の磁束調節ＩＩ４には、
磁束指令演算Ｉ１３の出力Φ８と、前記励磁分電流フィ
ードバックｉｄ−に対する一次遅れ演算器２４の出力Φ
との偏差が入力し、励磁分電流設定値ｉｄ８を出力する
。
磁束指令演算Ｉ１３の出力Φ８と、前記励磁分電流フィ
ードバックｉｄ−に対する一次遅れ演算器２４の出力Φ
との偏差が入力し、励磁分電流設定値ｉｄ８を出力する
。
前記一次遅れ演算器２４は（２）式のように演算したの
ちΦを出力する。
ちΦを出力する。
ここでＭは前記誘導電動機３６の相互インダクタンス、
Ｌ２は同じく２次側自己インダクタンス。
Ｌ２は同じく２次側自己インダクタンス。
Ｒ２は同じく２次抵抗を示す。
そして、励磁分電流フィードバック値ｉｄと前記励磁分
電流設定値ｉｄｘとの偏差εｄが励磁分電流調節器２３
に入る。この励磁分電流調節器２３ではゲインＫｄと時
定数Ｔｄにより、（３）式のように比例積分演算を行な
った結果をＶｄ”として出力する。
電流設定値ｉｄｘとの偏差εｄが励磁分電流調節器２３
に入る。この励磁分電流調節器２３ではゲインＫｄと時
定数Ｔｄにより、（３）式のように比例積分演算を行な
った結果をＶｄ”として出力する。
既知の如く、励磁分電圧Ｖｄとトルク分電圧Ｖｑはそれ
ぞれ（４）式、（５）式で表わされる。
ぞれ（４）式、（５）式で表わされる。
Ｖｑ＝（Ｒ，＋ＳＩ４σ）ｉｑ＋ω、Ｌ１σｉｄ＋ω、
−Φ ・（５）ここで、Ｒ１はステータ側の
抵抗、Ｌ、はステータ側インダクタンス、σは磁束の漏
れ率、ω。はステータが作る回転磁界の角周波数であり
、この角周波数は固定ゲイン３０の出力であるすベリ角
周波数ωＳと速度検出器３２の出力であるロータの角周
波数ωｒの和で与えられる。Ｍはステータとロータの相
互インダクタンス、Ｒ２はロータ側の抵抗、Ｌ８はロー
タ側のインダクタンスを示す。
−Φ ・（５）ここで、Ｒ１はステータ側の
抵抗、Ｌ、はステータ側インダクタンス、σは磁束の漏
れ率、ω。はステータが作る回転磁界の角周波数であり
、この角周波数は固定ゲイン３０の出力であるすベリ角
周波数ωＳと速度検出器３２の出力であるロータの角周
波数ωｒの和で与えられる。Ｍはステータとロータの相
互インダクタンス、Ｒ２はロータ側の抵抗、Ｌ８はロー
タ側のインダクタンスを示す。
前記（４）式の第２項および前記（５）式の第２項は干
渉項であり、（５）式の第３項は誘起電圧を示している
。前記励磁分電流調節器２３の出力Ｖｄ”に前記干渉項
の補償を行ないｖｄ”として出力し、また前記トルク分
電流調節器２２の出力ｖｑ８に対して、前記干渉項およ
び誘起電圧項の補償を行ないｖ ｑＮとして出力する。
渉項であり、（５）式の第３項は誘起電圧を示している
。前記励磁分電流調節器２３の出力Ｖｄ”に前記干渉項
の補償を行ないｖｄ”として出力し、また前記トルク分
電流調節器２２の出力ｖｑ８に対して、前記干渉項およ
び誘起電圧項の補償を行ないｖ ｑＮとして出力する。
二次磁束位相θ。は前記回転磁界の角周波数ω。
を積分器３１で積分することにより求めることができ、
この二次磁束位相０゜を入力とする正弦波および余弦波
発生回路３３により、三相交流電圧設定値を得るために
必要な二次磁束方向信号ｓｉｎθ。、ｃｏｓθ。が得ら
れる。この三相交流電圧設定値は前記で求められた各パ
ラメータからゲート信号を得るために必要である。
この二次磁束位相０゜を入力とする正弦波および余弦波
発生回路３３により、三相交流電圧設定値を得るために
必要な二次磁束方向信号ｓｉｎθ。、ｃｏｓθ。が得ら
れる。この三相交流電圧設定値は前記で求められた各パ
ラメータからゲート信号を得るために必要である。
前記トルク分電流調節器２２の出力ｖｑｘに干渉項と誘
起電圧項の補償を行なったｖ ｑｌＥおよび励磁分電流
調節器２３の出力Ｖｄ”に干渉項の補償を行なったｖｄ
”は、前記二次磁束方向信号ｓｉｎθ。、Ｃｏｓθ。を
パラメータにして、ベクトル回転器７により二相交流電
圧Ｖα”ｌ Ｖβ８に変換される。
起電圧項の補償を行なったｖ ｑｌＥおよび励磁分電流
調節器２３の出力Ｖｄ”に干渉項の補償を行なったｖｄ
”は、前記二次磁束方向信号ｓｉｎθ。、Ｃｏｓθ。を
パラメータにして、ベクトル回転器７により二相交流電
圧Ｖα”ｌ Ｖβ８に変換される。
二相／三相変換器９は前記二相交流電圧Ｖα−Ｖβ８に
より三相交流電圧設定値Ｖρ”ｔ■５ｘｓＶ丁”を得る
。
より三相交流電圧設定値Ｖρ”ｔ■５ｘｓＶ丁”を得る
。
一方、三相サイクロコンバータ１３の前記正群コンバー
タ４６の電流ｉｐと前記負群コンバータ４７の電流ｉρ
を循環電流検出回路４８が検出し、両型流の大きさを比
較して、小さい方を循環電流フィードバックｉｃとして
出力する。
タ４６の電流ｉｐと前記負群コンバータ４７の電流ｉρ
を循環電流検出回路４８が検出し、両型流の大きさを比
較して、小さい方を循環電流フィードバックｉｃとして
出力する。
この循環電流フィードバックｉｃと循環電流設定値ｉｃ
８との偏差ｉａが前記循環電流調節器３８に入る。ｔｌ
環電流調節器３８では、ゲインＫｃと時定数Ｔｃにより
、（６）式のように比例積分演算を行なった結果を循環
電流制御電圧Ｖ ｃ ”を出力する。
８との偏差ｉａが前記循環電流調節器３８に入る。ｔｌ
環電流調節器３８では、ゲインＫｃと時定数Ｔｃにより
、（６）式のように比例積分演算を行なった結果を循環
電流制御電圧Ｖ ｃ ”を出力する。
前記三相交流電圧設定値ＶＲ”＃ ＶＳ”＃ ＶＴ”は
Ｒ２Ｓ、Ｔ各相の前記ゲート制御装置１１に供給される
。各相のゲート制御装置１１内で交流電圧設定値ｖ８と
循環電流制御電圧Ｖｃ”との和を取り、前記正群コンバ
ータ４６の出力電圧設定値ＶＦ”として前記ゲートパル
ス発生回路４１に入力する。また、交流電圧設定値ｖｘ
を反転したものから循環電流制御電圧Ｖｃ”を引き、前
記負群コンバータ４７の出力電圧設定値Ｖρ８として前
記ゲートパルス発生回路４２に入力する。
Ｒ２Ｓ、Ｔ各相の前記ゲート制御装置１１に供給される
。各相のゲート制御装置１１内で交流電圧設定値ｖ８と
循環電流制御電圧Ｖｃ”との和を取り、前記正群コンバ
ータ４６の出力電圧設定値ＶＦ”として前記ゲートパル
ス発生回路４１に入力する。また、交流電圧設定値ｖｘ
を反転したものから循環電流制御電圧Ｖｃ”を引き、前
記負群コンバータ４７の出力電圧設定値Ｖρ８として前
記ゲートパルス発生回路４２に入力する。
そして、Ｒ，Ｓ、Ｔ各相がそれぞれ正群コンバータ４６
と負群コンバータ４７のゲートをＯＮすることにより、
三相サイクロコンバータ１３はその出力電圧ＶＲ１Ｖｉ
ｅ ＶＴが三相交流電圧設定値Ｖ♂ｅ Ｖｓ”＊ Ｖｔ
”と一致するように動作し、かつ。
と負群コンバータ４７のゲートをＯＮすることにより、
三相サイクロコンバータ１３はその出力電圧ＶＲ１Ｖｉ
ｅ ＶＴが三相交流電圧設定値Ｖ♂ｅ Ｖｓ”＊ Ｖｔ
”と一致するように動作し、かつ。
各相の循環電流ｉｃも循環電流設定値ｉｃ”（−定値）
に一致するように動作する。
に一致するように動作する。
従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、制御定数、電動機定数、ゲイン等は設計デー
タを元に調整されているが、電動機温度が上昇した時の
データとは若干具なる。特に、温度上昇によってロータ
抵抗Ｒ２が増加した場合、励磁分電流フィードバック値
ｉｄから前記（２）式によって求めている二次磁束フィ
ードバック値Φに誤差を生じ、さらにすべり角速度ωＳ
の演算にも影響を与え、電動機発生トルクの増加。
いるので、制御定数、電動機定数、ゲイン等は設計デー
タを元に調整されているが、電動機温度が上昇した時の
データとは若干具なる。特に、温度上昇によってロータ
抵抗Ｒ２が増加した場合、励磁分電流フィードバック値
ｉｄから前記（２）式によって求めている二次磁束フィ
ードバック値Φに誤差を生じ、さらにすべり角速度ωＳ
の演算にも影響を与え、電動機発生トルクの増加。
出力電圧の上昇などの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、電動機温度上昇時に電動機定数を自動的に補
正し、温度の上昇にかかわらず電動機発生トルク、出力
電圧を設計値と合致させることのできる誘導電動機の制
御装置を得ることを目的とする。
たもので、電動機温度上昇時に電動機定数を自動的に補
正し、温度の上昇にかかわらず電動機発生トルク、出力
電圧を設計値と合致させることのできる誘導電動機の制
御装置を得ることを目的とする。
この発明に係る誘導電動機の制御装置は、トルク分電流
設定値ｉｑ１にあるゲインを掛けた結果と、トルク分電
流調節器の出力ｖｑ８を比較し、ロータ温度上昇による
ロータ抵抗Ｒ３の増加を推定し、補正量Ｉ Ｒ２を出力
するロータ抵抗補正回路を具備したものである。
設定値ｉｑ１にあるゲインを掛けた結果と、トルク分電
流調節器の出力ｖｑ８を比較し、ロータ温度上昇による
ロータ抵抗Ｒ３の増加を推定し、補正量Ｉ Ｒ２を出力
するロータ抵抗補正回路を具備したものである。
この発明における誘導電動機の制御装置は、ロータ抵抗
補正回路から出力されるＡＲ，を（２）式に代入して、
一次遅れ演算器の二次磁束フィードバック値Φを演算す
ることにより、常に正確な二次磁束フィードバック値Φ
が得られ、また、常に適正なすべり角周波数ωＳを出力
するために、電動機発生トルク、出力電圧を設計値に合
致させることを可能とする。
補正回路から出力されるＡＲ，を（２）式に代入して、
一次遅れ演算器の二次磁束フィードバック値Φを演算す
ることにより、常に正確な二次磁束フィードバック値Φ
が得られ、また、常に適正なすべり角周波数ωＳを出力
するために、電動機発生トルク、出力電圧を設計値に合
致させることを可能とする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。前記
第３図と同一部分に同一符号を付した第１図において、
３９は固定ゲイン、６０はロータ抵抗Ｒ２の変化を推定
し、補正量ｄ Ｒａを出力するロータ抵抗補正回路であ
る。
第３図と同一部分に同一符号を付した第１図において、
３９は固定ゲイン、６０はロータ抵抗Ｒ２の変化を推定
し、補正量ｄ Ｒａを出力するロータ抵抗補正回路であ
る。
次に動作について説明する。全体の動作は前記第２図の
従来装置と同じであるから、第２図にはないロータ抵抗
補正回路６０の動作を中心に説明する。まず、ロータ抵
抗補正回路６０の補正原理を第２図に示す誘導電動機の
Ｔ形等価回路を用いて説明する。第２図において、入力
電流工、は−定に保たれていると仮定する。ここで、ロ
ータ温度上昇によりｒ２′ が増加した場合を考える。
従来装置と同じであるから、第２図にはないロータ抵抗
補正回路６０の動作を中心に説明する。まず、ロータ抵
抗補正回路６０の補正原理を第２図に示す誘導電動機の
Ｔ形等価回路を用いて説明する。第２図において、入力
電流工、は−定に保たれていると仮定する。ここで、ロ
ータ温度上昇によりｒ２′ が増加した場合を考える。
ｒ２′の増加により工２は減少し、その分工。が増える
。それと同時にｖｌが大きくなる。これは。
。それと同時にｖｌが大きくなる。これは。
結果として電動機の誘起電圧が大きくなったことと等し
い。ｒ 、 ／ が増加しても２次側のインピーダンス
を一定に保つためにはすべりＳを調整すればよい。
い。ｒ 、 ／ が増加しても２次側のインピーダンス
を一定に保つためにはすべりＳを調整すればよい。
制御系は前記（５）式の第３項で誘起電圧を補償してい
るが、ｒ２′の増加に共なう誘起電圧の上昇は補償しき
れず、不足分をトルク分電流調節器２２が出力する。本
来トルク分電流調節器２２は（５）式の第１項の（Ｒ０
＋ Ｓ Ｌ１σ）ｉｑのみ負担しているので、このトル
ク分電流調節器２２の出力が（Ｒ１＋ＳＬ１σ）ｉｑよ
り大きいか、小さいかによって制御系内のロータ抵抗Ｒ
２の値を補正する。
るが、ｒ２′の増加に共なう誘起電圧の上昇は補償しき
れず、不足分をトルク分電流調節器２２が出力する。本
来トルク分電流調節器２２は（５）式の第１項の（Ｒ０
＋ Ｓ Ｌ１σ）ｉｑのみ負担しているので、このトル
ク分電流調節器２２の出力が（Ｒ１＋ＳＬ１σ）ｉｑよ
り大きいか、小さいかによって制御系内のロータ抵抗Ｒ
２の値を補正する。
すべり角周波数ωＳの算出式は（７）式によって示され
る。（７）式のロータ抵抗Ｒ２の値を大きくすれば、す
ベリ周波数が大きくなり、２次側インピーダンスを調整
することが可能となる。
る。（７）式のロータ抵抗Ｒ２の値を大きくすれば、す
ベリ周波数が大きくなり、２次側インピーダンスを調整
することが可能となる。
第１図において、トルク分電流設定値ｉｑＸは固定ゲイ
ン３９を掛けられて（５）式の第１項に相当する値にな
り、ロータ抵抗補正回路６０に入る。
ン３９を掛けられて（５）式の第１項に相当する値にな
り、ロータ抵抗補正回路６０に入る。
このロータ抵抗補正回路６０は固定ゲイン３９の出力と
トルク分電流調節器２２の出力を比較し、このトルク分
電流調節器２２の出力が大きい場合、（５）式、（７）
式の一ロータ抵抗Ｒ２の値を１補正周期に０．０２４％
増加し、出力が小さい場合。
トルク分電流調節器２２の出力を比較し、このトルク分
電流調節器２２の出力が大きい場合、（５）式、（７）
式の一ロータ抵抗Ｒ２の値を１補正周期に０．０２４％
増加し、出力が小さい場合。
ロータ抵抗Ｒ２の値を０．０２４％藏少するように補正
量Ａ Ｒ２を出力する。
量Ａ Ｒ２を出力する。
上記のロータ抵抗Ｒ２の補正の結果、常に適正なすべり
角周波数ωＳの演算が行なわれ、このすべり角周波数ω
Ｓとロータの角周波数ωｒの和として得られる角周波数
ω。も適正に補正されることから、ロータ温度に無関係
に電動機発生トルク。
角周波数ωＳの演算が行なわれ、このすべり角周波数ω
Ｓとロータの角周波数ωｒの和として得られる角周波数
ω。も適正に補正されることから、ロータ温度に無関係
に電動機発生トルク。
出力電圧を設計値に保ち続けることができる。
なお、上記実施例では循環電流方式サイクロコンバータ
の場合について説明したが、非循環方式サイクロコンバ
ータであってもよく、さらにベクトル制御を行なうトラ
ンジスタおよびＧＴＯインバータであってもよく、上記
実施例と同様の効果を奏する。
の場合について説明したが、非循環方式サイクロコンバ
ータであってもよく、さらにベクトル制御を行なうトラ
ンジスタおよびＧＴＯインバータであってもよく、上記
実施例と同様の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、電動機の温度上昇に
よる定数の変化を、トルク分電流設定値ｉｑ１にあるゲ
インを掛けた結果とトルク分電流調節器出力ｖｑ８を比
較することで感知するように構成したので、電動機定数
の補正処理は全て制御系の内部で行なわれるため、検出
器の追加および装置の改造を必要とせず、またマイクロ
コンピュータ等を使えば容易に精度の高い補正処理がで
き、温度上昇にかかわらず、電動機発生トルク、出力電
圧を設計値と合致させることができるという効果がある
。
よる定数の変化を、トルク分電流設定値ｉｑ１にあるゲ
インを掛けた結果とトルク分電流調節器出力ｖｑ８を比
較することで感知するように構成したので、電動機定数
の補正処理は全て制御系の内部で行なわれるため、検出
器の追加および装置の改造を必要とせず、またマイクロ
コンピュータ等を使えば容易に精度の高い補正処理がで
き、温度上昇にかかわらず、電動機発生トルク、出力電
圧を設計値と合致させることができるという効果がある
。
第１図はこの発明の一実施例による循環電流方式サイク
ロコンバータを適用した誘導電動機の制御装置を示す回
路構成図、第２図は誘導電動機Ｔ形等価回路図、第３図
は従来の循環電流方式サイクロコンバータを適用した誘
導電動機の制御装置を示す回路構成図、第４図は第３図
の循環電流方式サイクロコンバータのゲート制御装置の
一相分を示す回路構成図である。 １１はゲート制御装置、２２はトルク分電流調節器、２
３は励磁分電流調節器、２４は一次遅れ演算器、２９は
割算器、３０はすべり周波数演算回路、３１は積分器、
３２は速度検出器、３３は正弦波、余弦波発生回路、３
６は誘導電動機、３８は循環電流調節器、５１〜５３は
第１〜３の信号発生回路。 なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 第２図 第４図
ロコンバータを適用した誘導電動機の制御装置を示す回
路構成図、第２図は誘導電動機Ｔ形等価回路図、第３図
は従来の循環電流方式サイクロコンバータを適用した誘
導電動機の制御装置を示す回路構成図、第４図は第３図
の循環電流方式サイクロコンバータのゲート制御装置の
一相分を示す回路構成図である。 １１はゲート制御装置、２２はトルク分電流調節器、２
３は励磁分電流調節器、２４は一次遅れ演算器、２９は
割算器、３０はすべり周波数演算回路、３１は積分器、
３２は速度検出器、３３は正弦波、余弦波発生回路、３
６は誘導電動機、３８は循環電流調節器、５１〜５３は
第１〜３の信号発生回路。 なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 第２図 第４図
Claims (2)
- （１）誘導電動機の出力電流よりトルク分電流フィード
バック値と励磁分電流フィードバック値を得る第１の信
号発生回路と、前記励磁分電流フィードバック値の一次
遅れ演算を行う一次遅れ演算器と、前記一次遅れ演算器
の出力である二次磁束フィードバック値と前記トルク分
電流フィードバック値とからすべり周波数を得るすべり
周波数演算回路と、前記すべり周波数と前記誘導電動機
のロータの速度フィードバック値を加算し積分して二次
磁束位相を得る積分器と、前記積分器の出力に基づいて
二次磁束方向信号を出力する正弦波・余弦波発生回路と
、前記速度フィードバック値に基づいてトルク分電流設
定値および励磁分電流設定値を出力する第２の信号発生
回路と、前記トルク分電流設定値と前記トルク分電流フ
ィードバック値との偏差を入力とするトルク分電流調節
器と、前記励磁分電流設定値と前記励磁分電流フィード
バック値との偏差を入力とする励磁分電流調節器と、前
記二次磁束方向信号をパラメータとして前記トルク分電
流調節器の出力および前記励磁分電流調節器の出力を制
御し三相交流電圧設定値を得る第３の信号発生回路と、
循環電流設定値と循環電流フィードバック値との偏差を
入力とする循環電流調節器と、前記第３の信号発生回路
からの三相交流電圧設定値と前記循環電流調節器の出力
とからゲート信号を得るゲート制御装置と、前記誘導電
動機のロータ温度上昇によるロータ抵抗の増加を推定補
正し補正ゲインを前記すべり周波数演算回路に送給して
該ロータ抵抗の増加による影響をすべり周波数を制御す
ることで回避するロータ抵抗補正回路とを備えた誘導電
動機の制御装置。 - （２）ロータ抵抗補正回路は、トルク分電流調節器の出
力とトルク分電流設定値にある固定ゲインを乗算した結
果とを比較して、ロータ温度上昇によるロータ抵抗の増
加を推定補正することを特徴とする特許請求の範囲第（
１）項記載の誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265235A JPH0697866B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265235A JPH0697866B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01110082A true JPH01110082A (ja) | 1989-04-26 |
| JPH0697866B2 JPH0697866B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=17414397
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62265235A Expired - Fee Related JPH0697866B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697866B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5300349B2 (ja) * | 2008-07-03 | 2013-09-25 | 三菱電機株式会社 | モータ制御装置およびモータ地絡検出方法 |
-
1987
- 1987-10-22 JP JP62265235A patent/JPH0697866B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0697866B2 (ja) | 1994-11-30 |
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