JPH0682799U - 車輌用放電灯の点灯回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 車輌用放電灯の点灯初期における光束の変動
を抑えて放電灯が安定するまでに要する時間を短縮す
る。 【構成】 放電灯のランプ電圧−ランプ電流特性に係る
制御線について３つの領域、即ち、定格電力を越える電
力を放電灯に供給する発光促進領域Ａａと、定格電力で
放電灯の制御を行う定電力制御領域Ｂと、両者の間に設
けられる移行領域Ａｂとに区分けする。そして、移行領
域Ａｂと定電力領域Ｂとの境界付近で制御線が円滑に接
続されるように時定数回路３１又は４４を設け、移行領
域Ａｂの制御線ｇｂがランプ電圧の増加に対して指数関
数的に減衰するように制御する。また、放電灯の消灯時
間に応じた電力アップ機能により、再始動時の放電灯の
状態に合わせた電力制御を行う。但し、この機能は擬似
負荷を点灯回路に接続した場合には停止させ、これによ
って調整や測定時間の短縮化等を図る。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は新規な車輌用放電灯の点灯回路に関する。詳しくは、放電灯を起動し た後その光束が安定する迄に要する時間の短縮を目的とし、放電灯の始動を円滑 に行うことができるようにした新規な車輌用放電灯の点灯回路を提供するもので ある。

【０００２】

【従来の技術】

近時、車輌用灯具の光源として小型のメタルハライドランプが注目を浴びてい るが、その始動性が問題となり、始動時間の短縮のために、例えば、点灯直後に 定常時の数倍に亘る過大なランプ電流を流して発光管を急速に暖め、発光を促す ことが知られている。

【０００３】 しかし、この方法では放電灯の光束が安定する迄の間のオーバーシュート等が 著しく光束の変動が大きいため、本願出願人は光束を速やかに安定値へと移行さ せる方法を特願平２−２６３３００（特開平４−１４１９８８号）出願にて開示 している。

【０００４】 この例では、車輌用放電灯の点灯回路は、直流電圧を交流電圧に変換して放電 灯に供給するための直流−交流変換手段を有するとともに、放電灯のランプ電圧 に関する検出信号を得るためのランプ電圧検出回路と、放電灯のランプ電流に関 する検出信号を得るためのランプ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路からの検 出信号を受けてランプ電圧に対するランプ電流の制御指令信号を生成しこの指令 信号とランプ電流検出回路からの検出信号との差が生じなくなるように制御信号 を直流−交流変換手段に送出してその出力電圧を制御する電圧−電流特性制御回 路とを備えている。

【０００５】 そして、ランプ電圧−ランプ電流特性上の制御領域として放電灯の定格電力を 超える電力供給が行なわれるようにランプ電流の制御指令信号を生成する発光促 進領域から、定格電力での定電力制御が行なわれる定電力制御領域へと移行させ る際に、ランプ電圧に対する放電灯への供給電力の変化率が緩やかになるように 制御する電力変化率低減手段を設けている。

【０００６】 図１４は横軸にランプ電圧（「ＶＬ」と記す。）をとり、縦軸にランプ電流（ 「ＩＬ」と記す。）をとって、制御線の一例ａを示したものである。

【０００７】 図中のＩＬ＝ＩＬｍａｘの区間が発光促進領域Ａａとされ、定電力曲線の直線 近似として得られる区間が定電力制御領域Ｂとされ、両領域の間に設けられる傾 斜した直線で表される区間が移行領域Ａｂとされる。

【０００８】 移行領域Ａｂでの制御線がある傾斜をもってランプ電圧ＶＬの増加とともに減 少し、放電灯への供給電力の変化が緩和されるので、光束の立ち上がり時におけ るオーバーシュートやアンダーシュートが抑制され光束が安定する迄に要する時 間が短縮されることになる。

【０００９】

【考案が解決しようとする課題】

ところで、点灯初期において放電灯に過大な電流値を流した後に定電力制御に 移行する間における電圧−電流特性を直線状の制御線に従って規定したのでは、 移行領域Ａｂから定電力制御領域Ｂにかけての電力制御が円滑に行なわれないた め、光束の立ち上がりにおける変動の幅を縮小するのに困難を伴うという問題が ある。

【００１０】 図１５は横軸に時間（「ｔ」と記す。）をとり、縦軸に電力（「ＰＷ」と記す 。）をとって放電灯を冷えた状態から点灯させた場合（所謂コールドスタート） の点灯初期における電力の時間的変化を示したものである。

【００１１】 発光促進領域Ａａに対応する期間ｔａでは電力ＰＷが時間経過とともに増加し 、移行領域Ａｂに対応する期間ｔｂにおいて電力ＰＷが時間経過につれて減少し （制御線が負の傾斜をもって定電力曲線を横切るため）た後、定電力制御領域Ｂ に対応する期間ｔｃで制御が安定する。

【００１２】 図から判るように移行領域Ａｂでの電力の変化を示す傾斜直線ｂと、定電力制 御領域Ｂでの一定電力を示す定直線ｃとの繋がりが悪く折れ線状となり、電力の 変化がぎくしゃくしたものになってしまう。

【００１３】

【課題を解決するための手段】

そこで、本考案車輌用放電灯の点灯回路は上記した課題を解決するために、直 流電圧を直流変換し及び／又は交流電圧に変換して放電灯に供給するための電力 供給手段と、放電灯のランプ電圧に関する検出信号又はその相当信号を得るため のランプ電圧検出回路と、放電灯のランプ電流に関する検出信号又はその相当信 号を得るためのランプ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路からの検出信号を受 けてランプ電圧に対するランプ電流の制御指令信号を生成し、この指令信号とラ ンプ電流検出回路からの検出信号との差が生じなくなるように制御信号を電力供 給手段に送出してその出力電圧を制御する電圧−電流特性制御回路とを備え、該 電圧−電流特性制御回路が、ランプ電圧−ランプ電流特性上の制御領域として放 電灯の定格電力を超える電力供給が行なわれるようにランプ電流の制御指令信号 を生成する発光促進領域と、放電灯に関して定格電力での定電力制御が行なわれ る定電力制御領域を有する車輌用放電灯の点灯回路において、発光促進領域から 定電力制御領域への移行領域における制御線のランプ電圧に対する電力変化率が 定電力制御領域に近づくにつれて緩やかになるように時定数回路を設けたもので ある。

【００１４】

【作用】

本考案によれば、時定数回路によって移行領域における制御線のランプ電圧に 対する電力変化率が定電力制御領域の制御線に近づくにつれて緩やかとなり、移 行領域と定電力制御領域との境界における制御線が円滑に接続されるため、光束 の立ち上がり時における変動の幅を抑えて、光束が安定するまでに要する時間を 短縮することができる。

【００１５】

【実施例】

以下に、本考案車輌用放電灯の点灯回路の詳細を図示した実施例に従って説明 する。

【００１６】 車輌用放電灯の点灯回路１の回路構成の説明に先だって、ランプ電圧（ＶＬ） −ランプ電流（ＩＬ）特性に係る制御線について説明する。

【００１７】 図１は本考案に係るＶＬ−ＩＬ特性に係る制御線ｇを示すものである。

【００１８】 図中、ＶＬ＝０から点Ｍに至る迄の領域Ａａが発光促進領域であり、定直線ｇ ａに示すように一定の電流ＩＬ＝ＩＬｍａｘが流れ、点Ｍから点Ｑ１にかけての 移行領域Ａｂでは、曲線ｇｂに示すようにランプ電圧の増加につれてランプ電流 値が指数関数的に減少する。

【００１９】 点Ｑ１から点Ｑ２に至る領域Ｂは定電力領域であり、点Ｑ１と点Ｑ２とを通る 直線ｇｃは定電力曲線ＰＱに対して直線近似を行なうことによって得られるもの である。

【００２０】 尚、この定電力曲線ＰＱの示す電力値はランプの定格電力である。

【００２１】 点Ｑ２から始まる領域Ｃでは、定直線ｇｄに示すようにＶＬに関係なくＩＬが 一定（ＩＬ＝ＩＣ）とされている。

【００２２】 本考案では、移行領域Ａｂにおける制御線ｇｂを指数関数的に滑らかに変化さ せて定電力制御領域Ｂでの近似直線上の動作点Ｑ１に接続させる方法を用いてい る。その際、移行領域Ａｂの制御線ｇｂの形状を予め特定して点Ｍ−点Ｑ１間に 適用している訳ではなく、むしろ点Ｍ−点Ｑ１間を指数関数的に変化する曲線に よって補間することによって移行領域Ａｂと定電力制御領域Ｂとの境界付近で大 きな電力変化が生じないように制御している。

【００２３】 図２は横軸に時間ｔをとり、縦軸に電力ＰＷをとって、放電灯を冷えた状態か ら点灯させた場合の点灯初期における電力の時間的変化を示したものである。尚 、グラフ曲線ｈは本考案に係るものであり、これと対比する意味で従来の時間− 電力特性を破線で示す。

【００２４】 図示するように、発光促進領域Ａａに対応する期間ｔａでは電力ＰＷが時間経 過とともに増加し、移行領域Ａｂに対応する期間ｔｂにおいて電力ＰＷが時間経 過につれて徐々に減少した後、定電力制御領域Ｂに対応する期間ｔｃで制御が安 定する。

【００２５】 期間ｔｂにおける電力は破線で示す従来の傾斜直線ｂの示す電力を上まわって おり、期間ｔｃの起点に近づくにつれて曲線ｈの傾斜が緩やかとなる。

【００２６】 即ち、移行領域Ａｂから定電力制御領域Ｂにかけての電力変化が緩和されるた め、放電灯の始動時に光束が大きく変動することなく光束を速やかに安定させる ことができる。

【００２７】 図３乃至図５は本考案車輌用放電灯の点灯回路の構成例を示すものであり、図 示した実施例は本考案を矩形波点灯方式による自動車用メタルハライドランプの 点灯回路１に適用したものである。

【００２８】 図３は点灯回路１の構成の概要を示すものであり、バッテリー２が直流電圧入 力端子３、３′間に接続される。

【００２９】 ４、４′は直流電源ラインであり、その一方のプラスライン４上には点灯スイ ッチ５が設けられている。

【００３０】 ６は直流昇圧回路であり、点灯スイッチ５を介して供給されるバッテリー電圧 の昇圧のために設けられており、例えば、チョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータ の構成が用いられ、後述する制御回路によってその昇圧制御が行なわれるように なっている。

【００３１】 ７は直流−交流変換回路であり、上記直流昇圧回路６の後段に設けられ、直流 昇圧回路６から送られてくる直流電圧を矩形波交流電圧に変換するための回路で ある。この直流−交流変換回路７には、例えば、２対のＦＥＴにより構成される ブリッジ型駆動回路が用いられる。

【００３２】 ８はイグナイタ回路であり、上記直流−交流変換回路７の後段に配置され、交 流出力端子９、９′間には定格電力３５Ｗのメタルハライドランプ１０が接続さ れるようになっている。

【００３３】 １１は直流昇圧回路６の出力電圧を制御するための制御回路であり、直流昇圧 回路６の出力端子間に設けられた電圧検出部１２によって検出される直流昇圧回 路６の出力電圧に対応した電圧検出信号が入力される。

【００３４】 また、直流昇圧回路６と直流−交流変換回路７とを結ぶグランドライン上に設 けられた電流検出部１３によって、直流昇圧回路６の出力電流に対応した電流検 出信号が電圧変換された形で制御回路１１に入力されるようになっている。

【００３５】 尚、本実施例ではメタルハライドランプ１０のランプ電圧やランプ電流の相当 信号を直流昇圧回路６の出力段から得るようにしているが、これらを直接的に検 出するような構成を採用しても良いことは勿論である。

【００３６】 制御回路１１は以上の検出信号に応じた制御信号を発生して直流昇圧回路６に 送出し、その出力電圧を制御することで、メタルハライドランプ１０の始動状態 に合せた電力制御を行い、ランプの始動時間や再始動時間を短縮して速やかに定 電力制御へと移行させるようになっており、Ｖ（電圧）−Ｉ（電流）制御部１４ とＰＷＭ（パルス幅変調）制御部１５とを有する。

【００３７】 Ｖ−Ｉ制御部１４は図１において説明した制御線ｇに基づいてメタルハライド ランプ１０の点灯制御を行うように構成されており、直流昇圧回路６の出力電圧 に関する検出信号が電圧検出部１２から送られて来ると、検出信号に応じた電流 指令値を演算により求め、これと実際の電流値を比較して指令信号をＰＷＭ制御 部１５に送出するようになっている。

【００３８】 ＰＷＭ制御部１５は、Ｖ−Ｉ制御部１４からの指令信号に応じてパルス幅が可 変される信号を生成し、これを直流昇圧回路６の半導体スイッチ素子へ（図示せ ず）の制御信号（これを「ＰＳ」と記す。）として送出するようになっている。

【００３９】 図４はＶ−Ｉ制御部１４の要部の構成例を示すものであり、制御線ｇの形成に 関与するアンプ１６、１７、１８と、これらアンプの出力を中継してＰＷＭ制御 部１５のエラーアンプに信号を送出するアンプ１９とを有する。

【００４０】 アンプ１６は発光促進領域Ａａにおける制御線ｇａの形成に関与し、アンプ１ ７は定電力制御領域Ｂにおける制御線ｇｃの形成に関与する。そして、アンプ１ ８が移行領域Ａｂにおける制御線ｇｂの形成に関与している。

【００４１】 電圧検出部１２の検出信号は図示しないアンプによりある増幅率をもって変換 された電圧検出信号（以下、「ＶＳ」と記す。）として、アンプ１７、１８にそ れぞれ送られる。

【００４２】 また、電流検出部１３の検出信号は図示しないアンプによりある増幅率をもっ て変換された電流検出信号（以下、「ＩＳ」と記す。）として、アンプ１６、１ ７に送られる。

【００４３】 アンプ１６は演算増幅器２０を用いた反転増幅回路の構成とされており、電流 検出信号ＩＳは分圧抵抗を介して演算増幅器２０の反転入力端子に入力され、非 反転入力端子には基準電圧（「Ｅ１」と記す。）が供給される。

【００４４】 アンプ１６の出力はダイオード２１及び抵抗２２を介してアンプ１９を構成す る演算増幅器２３の反転入力端子に送られる。

【００４５】 アンプ１７は演算増幅器２４を用いた反転増幅回路の構成とされており、電圧 検出信号ＶＳ及び電流検出信号ＩＳは抵抗２５、２６をそれぞれ介して演算増幅 器２４の反転入力端子に入力され、非反転入力端子には基準電圧（「Ｅ２」と記 す。）が供給される。

【００４６】 そして、アンプ１７の出力は抵抗２７を介して演算増幅器２３の反転入力端子 に送出される。

【００４７】 アンプ１８は演算増幅器２８を用いた反転増幅回路の構成とされており、電圧 検出信号ＶＳは抵抗を介して演算増幅器２８の反転入力端子に入力され、非反転 入力端子には基準電圧（「Ｅ３」と記す。）が供給される。

【００４８】 演算増幅器２８の出力端子はバッファー２９を介して、後段のバッファー３０ に送られる。

【００４９】 バッファー２９の出力段には時定数回路３１が設けられ、該時定数回路３１は コンデンサ３２、抵抗３３、抵抗３４及びツェナーダイオード３５が並列に接続 されて成る。

【００５０】 即ち、互いに並列に設けらるコンデンサ３２と抵抗３３はそれらの一端が抵抗 ３６を介してバッファー２９の出力端子に接続されており、コンデンサ３２と抵 抗３３の他端には基準電圧（「Ｅ５」と記す。）が供給されている。

【００５１】 抵抗３４、ツェナーダイオード３５は抵抗３３に対して並列に設けられており 、ツェナーダイオード３５のカソードが抵抗３４の一端に接続され、ツェナーダ イオード３５のアノードには基準電圧Ｅ５がかかっている。

【００５２】 バッファー３０の出力は抵抗３７、３８を経てアンプ１９に送出される。つま り、抵抗３７と抵抗３８との間から取り出された信号がアンプ１９の演算増幅器 ２３の反転入力端子に送られる。

【００５３】 このように演算増幅器２３の反転入力端子にはアンプ１６、１７、１８の出力 が入力され、その非反転入力端子には基準電圧（「Ｅ４」と記す。）が供給され ている。

【００５４】 そして、演算増幅器２３の出力は抵抗を介してＰＷＭ制御部１５のエラーアン プ４０に送られる。

【００５５】 ＰＷＭ制御部１５にはスイッチングレギュレーター用の汎用ＩＣが用いられ、 その内部にエラーアンプ、オシレーター、コンパレーター、基準電圧源等がパッ ケージ化されている。

【００５６】 ＩＣ内部のエラーアンプ４０には、そのマイナス入力端子に演算増幅器２３の 出力信号が抵抗４１を介して入力され、またエラーアンプ４０のプラス入力端子 には所定の基準電圧が供給されようになっており、エラーアンプ４０への入力電 圧が上がると、出力信号ＰＳのデューティーサイクルが下がり、その結果直流昇 圧回路６の出力電圧が低下するように制御がなされる。

【００５７】 ４２はＩＣに外付けされるエラーアンプ４０の帰還抵抗である。

【００５８】 しかして、この回路においてアンプ１６は発光促進領域Ａａでの電流の上限値 を規定しており、電流検出信号ＩＳが基準電圧Ｅ１に対応する基準値以上になっ たときに演算増幅器２３の反転入力端子の電位を下げるように作用する。

【００５９】 これによってアンプ１９の出力が上昇するため、制御信号ＰＳのデューティー サイクルが抑えられ、ランプ電流が過度に流れないように制御される。

【００６０】 尚、アンプ１６からダイオード２１及び抵抗２２を介した出力がエラーアンプ ４０のマイナス入力端子の電位を直接上げる信号となるように接続することも可 能である。

【００６１】 定電力制御領域Ｂの形成に係るアンプ１７は、電流検出信号ＩＳと電圧検出信 号ＶＳについての加算回路であり、定電力曲線に対する直線近似により制御線ｇ ｃを形成している。

【００６２】 つまり、電流検出信号ＩＳの値と電圧検出信号ＶＳの値とを所定の比率で線形 結合した近似式の値が一定値（基準電圧Ｅ２に対応する）となるように定電力制 御が行われる。

【００６３】 移行領域Ａｂの形成に係るアンプ１８は、制御線ｇｂを時定数回路３１によっ てランプ電圧の上昇につれて指数関数的に減衰する曲線として形成する。

【００６４】 即ち、時定数回路３１を考えない場合にはアンプ１８の出力電圧が電圧検出信 号ＶＳの増加に伴って直線的に減少することになり、図１に破線で示すように、 移行領域Ａｂと定電力制御領域Ｂとの境界近辺における制御線の繋がりが折れ線 状になってしまうが、時定数回路３１によって図１に実線で示すように制御線の 繋がりが円滑になる。

【００６５】 尚、時定数回路３１の動作について説明すると、メタルハライドランプ１０を 冷えた状態から起動させる場合には、点灯開始直後のランプ電圧が小さいため、 アンプ１８の出力は大きくなり、抵抗３６を介してコンデンサ３２が即座に充電 される。

【００６６】 ランプの制御が移行領域Ａｂに入るとアンプ１８の出力が下がっていき、その 減衰の度合は抵抗３３、３４の抵抗値及びコンデンサ３２の静電容量によって決 まる時定数によって規定される。尚、この時定数は抵抗３３とコンデンサ３２、 抵抗３４及びツェナーダイオード３５とコンデンサ３２との組み合わせにより２ 段階の値をもつように設定されている。つまり、ツェナーダイオード３５の導通 又は非導通によって抵抗３３、３４に係る合成抵抗値が変化する。尚、ツェナー ダイオードの代わりにダイオードを使ってその順方向電圧を利用して時定数の制 御を行っても良い。

【００６７】 上記の例ではアンプ１８の出力に対して時定数回路３１を設けることによって 移行領域Ａｂにおける制御線ｇｂを得るようにしたが、アンプ１８やこれに関与 する回路を一切放棄し、図５の回路４３に示すように、アンプ１７の構成に手を 加えることによって移行領域Ａｂでの制御線ｇｂを形成する方法を採っても良い 。

【００６８】 図示するようにアンプ１７の演算増幅器２４には、その反転入力端子側に時定 数回路４４が設けられており、該時定数回路４４は抵抗４５、４６、４７、ツェ ナーダイオード４８、コンデンサ４９とから構成されている。

【００６９】 即ち、抵抗４５の一端に電圧検出信号ＶＳが供給され、該抵抗４５が演算増幅 器２４の反転入力端子に接続されており、抵抗４６及びツェナーダイオード４８ が抵抗４５に対して並列に設けられている。そして、抵抗４７がこれらに対して 直列に接続され、該抵抗４７に並列に設けられたコンデンサ４９はその一端が演 算増幅器２４の反転入力端子に接続され、他端が接地されている。

【００７０】 尚、電流検出信号ＩＳは抵抗２６を介して演算増幅器２４の反転入力端子に入 力される。

【００７１】 しかして、回路４３のうち、図４のアンプ１７に係る回路と同じ部分について は上述したように電圧検出信号ＶＳと電流検出信号ＩＳに関する加算回路であり 、制御線を直線的にする働きをもつ。

【００７２】 しかし、抵抗２６及び演算増幅器２４の帰還抵抗２４ａが抵抗４５、４６、４ ７に比して充分にハイインピーダンスとされていると、コンデンサ４９の充放電 カーブは抵抗４５、４６、４７の抵抗値によって決まることになる。

【００７３】 従って、抵抗４５、４６、４７の抵抗値とコンデンサ４９の静電容量とで規定 される時定数の設定により、電圧検出信号ＶＳの上昇に対する応答を遅らせると 、アンプ１７の出力が、時定数回路４４を除いた場合に電流検出信号ＩＳ及び電 圧検出信号ＶＳにより決まる制御電圧に比して高い電圧となる。これは、アンプ １７の出力が相対的に低くなることを意味し、よって制御信号のデューティーサ イクルが大きくなり、制御電力の上昇をもたらす。

【００７４】 つまり、この例では、移行領域Ａｂにおける制御線ｇｂの基準線を形成する回 路に付加的な回路を設けるのではなく、初めから制御線ｇｂが得られるようにア ンプそのものの設計を行っている。

【００７５】 ところで、上記の回路４３によって移行領域Ａｂから定電力制御領域Ｂへの制 御線の繋がりが滑らかになるが、これまでの議論では主にメタルハライドランプ １０が冷えた状態から起動させるコールドスタートを想定してきた。

【００７６】 しかし、実際のランプの使用状況を考えてみれば明らかなように、ランプの起 動時にはランプの温度が高くなっている場合があり、その温度値も状況によりま ちまちである。

【００７７】 よって、ランプが冷えた状態からの起動だけに合せた制御では理想的な光束の 立ち上がりを期待することができない。

【００７８】 そこで、ランプの状態に合った制御が必要となるが、これについて図６に従っ て説明する。

【００７９】 図６（ａ）はランプ電圧−ランプ電流特性を再び示すものであり、破線で示す 線５０が制御線ｇの基線であり、定電力制御領域Ｂに係る制御線ｇｃ上の点Ｐを 定常状態でのランプの動作点とする。

【００８０】 これまでの説明から明らかなようにランプを冷えた状態から起動する場合には 発光促進領域Ａａから実線５１に示す移行領域Ａｂの制御線ｇｂに沿って動作点 Ｐに至るが、点灯開始時のランプの状態によって最初の動作点の位置が異なるた め、その位置によって制御状況が異なる。

【００８１】 例えば、点灯開始時の動作点Ｑが基線５０における定電力曲線の直線近似部分 ５０ａ上に乗っている場合には、最初から定電力制御が行われ、また、点Ｒに示 すように基線５０における移行領域Ａｂの傾斜直線部５０ｂ上に乗っている場合 には２点鎖線５２に示すように実線５１を下回って定常時の動作点Ｐに到達する ように制御が行われることになる。

【００８２】 しかし、このような制御では図６（ｂ）（光束Ｌの時間変化を概略的に示す。 ）のグラフ曲線５３から分かるように、光束Ｌの傾斜が一時的に緩慢になる部分 ５３ａが生じ、光束の立ち上がりが遅くなってしまうという不都合がある。

【００８３】 これは、点灯開始時においてアンプ１８の出力が不足気味となるためであり、 よって図７に示すように動作点Ｑ、Ｒから安定動作点Ｐに至る制御線のうち動作 点Ｑ、Ｒ寄りの部分を持ち上げるように制御することによって解決することがで きる。

【００８４】 即ち、動作点Ｑについては同図に１点鎖線５４に示すように動作点Ｑより高電 力側に位置するピーク点Ｑｐを経て動作点Ｐに指数関数的に減衰する制御線を形 成し、また、動作点Ｒについては２点鎖線５５に示すように動作点Ｒより高電力 側に位置するピーク点Ｒｐを経て動作点Ｐに指数関数的に減衰する制御線を形成 する。

【００８５】 そして、５４、５５に示す制御線は動作点Ｐに近づくにつれて互いに漸近する ように規定する。

【００８６】 尚、図６（ａ）、図７において定電力曲線はＶＬとＩＬとの積が一定となる双 曲線で表され、制御線の相対的関係において上側に位置する方が電力値が大きい ことから、５５に示す制御線の方が図６（ａ）に５２に示す制御線より高い電力 値を示すことは明らかである。

【００８７】 図８は上記の制御を実現するための回路５６を示すものであり、図４の回路に 付加的に設けられる。

【００８８】 回路５６は、ランプが消灯してから点灯するまでに要する時間（以下、「消灯 時間」と呼び、「Ｔｏｆｆ」と記す。）に応じて電力アップの度合を制御するよ うに構成したものである。

【００８９】 図示するように回路５６はアンプ５７、５８、バッファー５９を直結した構成 をなし、バッファ５９の出力が前述した演算増幅器２３の反転入力端子に送出さ れるようになっている。

【００９０】 アンプ５７を構成する演算増幅器６０は、その反転入力端子に抵抗を介して所 定電圧Ｖｃｃが供給され、非反転入力端子にはタイマー回路６１の出力が入力さ れる。

【００９１】 タイマー回路６１は、抵抗６２、６３、ダイオード６４、コンデンサ６５から なり、直列接続された抵抗６３とダイオード６４に対して抵抗６２が並列に設け られ、それらの接続端子には所定電圧Ｖｃｃが供給され、他端がコンデンサ６５ を介して接地されている。尚、ダイオード６４はＶｃｃに対して順方向に配置さ れている。

【００９２】 タイマー回路６１の出力はダイオード６４とコンデンサ６５との間から取り出 され、抵抗を介してアンプ５７の演算増幅器６０の非反転入力端子に送られる。

【００９３】 アンプ５８を構成する演算増幅器６６の反転入力端子には所定電圧が供給され ており、その出力はバッファー５９、抵抗を介してアンプ１８の出力と合成され てアンプ１９に送られるようになっている。

【００９４】 図９（ａ）は消灯時間Ｔｏｆｆに対するアンプ５８の出力電圧（「Ｖ５８」と 記す。）を示すものである。

【００９５】 消灯時間Ｔｏｆｆに対するアンプ５８の出力変化はタイマー回路６１において 抵抗６２、６３の抵抗値及びコンデンサ６５の静電容量値によって決まる時定数 に依存し、図に実線で示すグラフ曲線６７に示すように消灯時間の増加に伴って 傾斜が次第に緩やかになるＲＣ回路の特性を示す。

【００９６】 つまり、消灯時間Ｔｏｆｆが長いとコンデンサ６５の端子電圧が下がるため、 アンプ５８の出力電圧Ｖ５８が増加して最終的に飽和する。

【００９７】 出力電圧Ｖ５８はアンプ１８の出力との合成レベルを高める方向に作用するの で、これによって制御電力が一時的に増加する。

【００９８】 ランプの再点灯後には、図９（ｂ）に示すように時間ｔの増加に伴ってアンプ ５８の出力電圧Ｖ５８が減少する。

【００９９】 図９（ｂ）はランプの点灯開始時点を起点としたアンプ５８の出力電圧Ｖ５８ の時間的変化を示すものであり、グラフ曲線６８に示すようにコンデンサ６５の 端子電圧は抵抗６２、６３の抵抗値及びコンデンサ６５の静電容量値によって決 まる時定数をもって減少するため、制御電力の増分が減っていきこれがゼロにな るころに動作点が点Ｐに達する。

【０１００】 尚、この例ではコンデンサ６５の放電時における時定数を一の値としたが、消 灯時間に応じて複数の時定数を設定することによって、図９（ａ）の１点鎖線６ ９のように消灯時間Ｔｏｆｆ−出力電圧Ｖ５８特性をより複雑に設計しても良く 、また、消灯時間がある程度長い場合にはランプを冷えた状態から起動する場合 と大差がないことを考慮して、図９（ａ）に２点鎖線７０で示すように消灯時間 についての閾値Ｔｓｈを設定して、消灯時間が閾値Ｔｓｈ以上である場合には回 路の動作を遮断するような構成を採用しても良い。

【０１０１】 また、図５の回路において回路５６の機能を実現するにはコンデンサ４９の放 電時定数の設定によってある程度対応することができるが、これを積極的に行う には時定数に係る回路部の変更や回路５６のような回路の追加等を行えば良い。

【０１０２】 以上のようにしてランプの消灯時間に応じて電力アップの制御が可能となるが 、これにはある不都合の解決を必要とする。

【０１０３】 点灯回路の電力調整や、その特性を測定する際には、点灯回路に擬似負荷が接 続される。

【０１０４】 これはランプの個体差により特性にバラツキを伴うためであり、点灯回路の特 性を純粋に知るには性質の安定した擬似負荷（耐電力性の高い定抵抗）が代用さ れる。

【０１０５】 ところで、点灯回路が上述のようにランプの消灯時間に応じた電力アップの機 能を持っていると、点灯回路に擬似負荷を接続した場合にもこの機能が働いてし まい、これによって擬似負荷が発熱してその特性に影響が出たり（測定誤差の一 因となる）、また、定電力制御に落ち着くまでに時間がかかってしまい調整や測 定に要する時間が長くなったり、点灯回路の安定状態に達したか否かを判断する のが困難であることに起因する調整や測定上の誤差を伴うという不都合が生じて しまう。

【０１０６】 図１０は横軸に時間ｔをとり、縦軸に電力（「ＰＷ」と記す。）をとって電力 ＰＷの時間的変化を示すものである。

【０１０７】 電力アップ機能を考えない場合の点灯回路に擬似負荷を接続したときには図に 実線の定直線７１で示すように電力ＰＷが一定となるが、電力アップ機能が作動 すると同図に破線のグラフ曲線７２で示すように点灯開始時に出力が高く、時間 の経過とともに電力が減少して定直線７１に漸近していくため、ランプ状態が安 定するまでに長い時間がかかることになる。

【０１０８】 そこで、メタルハライドランプを点灯回路に接続した場合と擬似負荷を点灯回 路に接続した場合とで現象に違いが生じることを検出して、後者の場合に電力ア ップ機能を停止れば上記のような不都合を避けることができる。

【０１０９】 即ち、メタルハライドランプ１０を点灯回路１に接続した場合にはイグナイタ 回路８の起動パルスによりランプに起動がかけられるまでは非点灯状態であり、 負荷電流は流れないが、擬似負荷を点灯回路に接続した場合には電源投入直後か ら負荷電流が流れるので、この違いを検出することによって擬似負荷が点灯回路 に接続されているか否かを判定することができる。

【０１１０】 図１１はその回路例７３を示すものであり、前述した回路５６のアンプ５８の 出力を遮断する回路を付加した構成になっている。

【０１１１】 ７４は点灯検出回路であり、電圧検出信号ＶＳを受けてその値が基準値以上か 否かによってメタルハライドランプ１０が点灯したか否かを示す点灯信号（以下 、「ＬＳ」と記す。）を後段に設けられたホールド回路７５に送出するようにな っており、基本的にコンパレータの構成を有する。そして、電圧検出信号ＶＳの 値が基準値（これを「Ｅｓ」と記す。）以上の時に出力信号がＬ（ロー）信号と なり、電圧検出信号ＶＳの値が基準値Ｅｓ未満の時に出力信号がＨ（ハイ）信号 となる。

【０１１２】 ホールド回路７５は点灯信号ＬＳがＬ信号である場合にこれを保持してエミッ タ接地のトランジスタ７６をオン状態とし、アンプ５８の出力をゼロに落とすよ うに構成されている。

【０１１３】 例えば、ホールド回路７５は図示するようにＮＰＮトランジスタ７７とＰＮＰ トランジスタ７８とを有し、トランジスタ７７のコレクタがダイオード７９を介 して点灯検出回路７４の出力端子に接続されるとともに抵抗８０を介して所定電 圧Ｖｃｃが供給されている。

【０１１４】 そして、トランジスタ７８のベースが抵抗８１を介してトランジスタ７７のコ レクタに接続され、トランジスタ７８のコレクタが抵抗８２、８３を経てトラン ジスタ７７のベースに接続されている。また、抵抗８４の一端には所定電圧Ｖｃ ｃが供給され、他端がトランジスタ７８のエミッタに接続されるとともにコンデ ンサ８５を介して接地されている。

【０１１５】 ８６はコンデンサ８５に並列に設けられた抵抗である。

【０１１６】 トランジスタ７６はそのベースが抵抗８７を介してトランジスタ７８のコレク タに接続されており、そのコレクタがアンプ５８の出力端子に接続されている。 尚、トランジスタ７６のベース−エミッタ間には抵抗８８が介挿されている。

【０１１７】 図１２及び図１３は点灯信号ＬＳについて説明するための図であり、図１２が 電圧検出信号ＶＳの時間的変化を示し、図１３はこれに対応する点灯信号ＬＳの 時間的変化を示すものである。

【０１１８】 図１２に実線で示すグラフ曲線８９は、点灯回路１にメタルハライドランプ１ ０を接続した場合の電圧検出信号ＶＳのレベル変化の一例（コールドスタート時 ）を示すものであり、点灯開始時にＶＳのレベルが一時的に高くなり、その後一 旦最低値を示してから徐々に一定値に近づいていく。

【０１１９】 同図にｔ＝ｔｓの時点は、ＶＳのレベル値が破線で示すレベル値Ｅｓになった ときの時刻を示している。

【０１２０】 図１３に実線９０に示すように、０≦ｔ＜ｔｓの期間ではＶＳのレベル値が基 準値Ｅｓ以上であるため、点灯信号ＬＳがＬ信号となり、ｔ≧ｔｓの期間では点 灯信号ＬＳがＨ信号となる。

【０１２１】 また、点灯回路１に擬似負荷を接続した場合の電圧検出信号ＶＳのレベル変化 は図１２に１点鎖線で示すグラフ曲線９１のように略一定となり、常に基準値Ｅ ｓを下回っている。

【０１２２】 よって、点灯信号ＬＳは、図１３に１点鎖線９２で示すように、常にＨ信号と なる。

【０１２３】 以上のように、ランプの接続時と擬似負荷の接続時とでは点灯信号ＬＳの変化 に違いがある。

【０１２４】 つまり、ランプの接続時には点灯開始直後に点灯信号ＬＳがＬ信号なる期間が 生じるので、これがホールド回路７５によって保持されトランジスタ７７、７８ がオン状態となるため、トランジスタ７６がオフ状態となり、アンプ５８の出力 には影響を及ぼさない。よって、回路５６は予定通り機能し、消灯時間に応じた 電力アップ制御が行われる。

【０１２５】 これに対して擬似負荷の接続時には点灯信号ＬＳがＨ信号となるため、ホール ド回路７５のトランジスタ７７、７８はオフ状態で、トランジスタ７６がオン状 態となり、アンプ５８の出力がゼロに落ちる。よって、回路５６が機能しないた め消灯時間に応じた電力アップ制御は行われない。

【０１２６】 従って、点灯回路の調整や測定作業を短時間で済ませることができ、また、調 整誤差や測定誤差を低減することができる。

【０１２７】 尚、図５に示した回路４３において擬似負荷の接続時に電力アップの機能を停 止させるには点灯信号ＬＳを受けてコンデンサ４９の端子電圧が演算増幅器２４ の基準電圧になるまで強制的に充電する回路を付加すれば良い。

【０１２８】

【考案の効果】

以上に記載したところから明らかなように、本考案車輌用放電灯の点灯回路に よれば、電圧−電流特性制御回路内に時定数回路を設けることによって、ランプ 電圧−ランプ電流特性上発光促進領域と定電力制御領域との間に位置する移行領 域における制御線のランプ電圧に対する電力変化率が定電力制御領域に近づくに つれて緩やかとなり、移行領域と定電力制御領域との境界近辺での制御線の接続 を円滑にすることができるので、光束の立ち上がり時の変動の幅を抑えて光束が 安定するまでに要する時間を短縮することができる。

【０１２９】 また、放電灯を消灯してから再び点灯するまでの時間に応じて移行領域での供 給電力の増分を可変制御する電力制御手段を設け、放電灯の再点灯時に放電灯の 状態に応じた電力制御を行うことによって光束の立ち上がり特性を常に良好にす ることができる。

【０１３０】 さらに、点灯回路に擬似負荷が接続されたことを検出する検出手段を設け、検 出手段からの信号によって電力制御手段の動作を停止させることで、擬似負荷の 接続時には放電灯の状態が直ちに安定するようにし、調整や測定に要する時間を 短縮するとともに誤差の低減を図ることができる。

【０１３１】 尚、上記実施例において示した具体的な回路構成は何れも本考案の具体化に当 たってのほんの一例を示したものにすぎず、これらによって本考案の技術的範囲 が限定的に解釈されるものではない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案に係る制御線について説明するためのグ
ラフ図である。

【図２】本考案に係る制御電力の時間的変化を示すグラ
フ図である。

【図３】本考案に係る車輌用放電灯の点灯回路の構成を
示す回路ブロック図である。

【図４】要部を示す回路図である。

【図５】変形例を示す回路図である。

【図６】（ａ）は制御上の問題点について説明するため
のグラフ図であり、（ｂ）は光束の立ち上がりにおける
不都合を示すグラフ図である。

【図７】消灯時間に応じた電力アップの機能について説
明するためのグラフ図である。

【図８】消灯時間に応じた電力アップのための構成例を
示す回路図である。

【図９】（ａ）は消灯時間と図８の回路におけるアンプ
出力との関係について幾つかの例を示すグラフ図であ
り。（ｂ）は図８の回路におけるアンプ出力の点灯後に
おける時間的変化を示すグラフ図である。

【図１０】擬似負荷接続時の制御電力の時間的変化を示
すグラフ図である。

【図１１】擬似負荷接続時に消灯時間に応じた電力アッ
プ機能を停止させるための回路例を示す回路図である。

【図１２】電圧検出信号ＶＳの時間的変化を示すグラフ
図である。

【図１３】図１２に対応した点灯信号ＬＳについて示す
グラフ図である。

【図１４】従来の制御線の一例を示すグラフ図である。

【図１５】従来の問題点を説明するために制御電力の時
間的変化を示すグラフ図である。

【符号の説明】

１ 車輌用放電灯の点灯回路 ６、７ 電力供給手段 １０ 放電灯 １２ ランプ電圧検出回路 １３ ランプ電流検出回路 １４ 電圧−電流特性制御回路 ３１、４４ 時定数回路 ７４ 検出手段 Ａａ 発光促進領域 Ａｂ （ＡａからＢへの）移行領域 Ｂ 定電力制御領域

Claims (4)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧を直流変換し及び／又は交流電
   圧に変換して放電灯に供給するための電力供給手段と、
   放電灯のランプ電圧に関する検出信号又はその相当信号
   を得るためのランプ電圧検出回路と、放電灯のランプ電
   流に関する検出信号又はその相当信号を得るためのラン
   プ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路からの検出信号
   を受けてランプ電圧に対するランプ電流の制御指令信号
   を生成し、この指令信号とランプ電流検出回路からの検
   出信号との差が生じなくなるように制御信号を電力供給
   手段に送出してその出力電圧を制御する電圧−電流特性
   制御回路とを備え、該電圧−電流特性制御回路が、ラン
   プ電圧−ランプ電流特性上の制御領域として放電灯の定
   格電力を超える電力供給が行なわれるようにランプ電流
   の制御指令信号を生成する発光促進領域と、放電灯に関
   して定格電力での定電力制御が行なわれる定電力制御領
   域を有する車輌用放電灯の点灯回路において、発光促進
   領域から定電力制御領域への移行領域における制御線の
   ランプ電圧に対する電力変化率が定電力制御領域に近づ
   くにつれて緩やかになるように時定数回路を設けたこと
   を特徴とする車輌用放電灯の点灯回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載された車輌用放電灯の点
   灯回路において、放電灯を消灯してから再び点灯するま
   での時間に応じて移行領域での供給電力の増分を可変制
   御する電力制御手段を設けたことを特徴とする車輌用放
   電灯の点灯回路。
3. 【請求項３】 請求項２に記載された車輌用放電灯の点
   灯回路において、点灯回路に擬似負荷が接続されたこと
   を検出する検出手段を設け、該検出手段からの信号によ
   って電力制御手段の動作を停止させるようにしたことを
   特徴とする車輌用放電灯の点灯回路。
4. 【請求項４】 請求項３に記載された車輌用放電灯の点
   灯回路において、ランプ電圧検出信号のレベルが基準レ
   ベル以上となる期間があるか否かを検出手段が検出する
   ことによって点灯回路に放電灯が接続されているか又は
   擬似負荷が接続されているかを判断するようにしたこと
   を特徴とする車輌用放電灯の点灯回路。