JPH067743B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH067743B2 JPH067743B2 JP16498786A JP16498786A JPH067743B2 JP H067743 B2 JPH067743 B2 JP H067743B2 JP 16498786 A JP16498786 A JP 16498786A JP 16498786 A JP16498786 A JP 16498786A JP H067743 B2 JPH067743 B2 JP H067743B2
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- power supply
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- switching
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Description
【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は、スイッチング素子とインダクタンス成分や平
滑コンデンサ等で構成されるスイッチング電源回路を備
えた電源装置に関するものである。
滑コンデンサ等で構成されるスイッチング電源回路を備
えた電源装置に関するものである。
［背景技術］ 近年、電気機器の小型化のために電源部分にチョッパ回
路のような所謂スイッチング電源回路を用いることが増
えて来ている。一般に、このスイッチング電源回路は商
用電源を入力とし、任意の直流電圧、ないしは任意の周
波数の交流電源に変換するものである。このスイッチン
グ電源回路を複雑かつ高度に制御するための制御回路
は、一般的には数Ｖから十数Ｖの直流電源が必要であ
る。このため、制御回路の電源として別途電源を用意す
る必要があった。更にスイッチング電源回路のスイッチ
ング素子に、たとえばトランジスタを用いると、そのベ
ース駆動電源も制御回路の電源にて供給することがあ
り、この場合などは制御回路の電源に相当な電力を供給
する必要がある。
路のような所謂スイッチング電源回路を用いることが増
えて来ている。一般に、このスイッチング電源回路は商
用電源を入力とし、任意の直流電圧、ないしは任意の周
波数の交流電源に変換するものである。このスイッチン
グ電源回路を複雑かつ高度に制御するための制御回路
は、一般的には数Ｖから十数Ｖの直流電源が必要であ
る。このため、制御回路の電源として別途電源を用意す
る必要があった。更にスイッチング電源回路のスイッチ
ング素子に、たとえばトランジスタを用いると、そのベ
ース駆動電源も制御回路の電源にて供給することがあ
り、この場合などは制御回路の電源に相当な電力を供給
する必要がある。
この制御回路の電源を得るためには、以下の方法があっ
た。まず、第１には第３図に示すように商用電源ＡＣを
ダイオードブリッジＤＢにて整流し、抵抗Ｒ01，Ｒ02に
て分圧する方法であり、第２には第４図に示すように降
圧トランスＴ01を用いて商用電源ＡＣを降圧してダイオ
ードＤ01、平滑コンデンサＣ01等にて整流平滑する方法
である。
た。まず、第１には第３図に示すように商用電源ＡＣを
ダイオードブリッジＤＢにて整流し、抵抗Ｒ01，Ｒ02に
て分圧する方法であり、第２には第４図に示すように降
圧トランスＴ01を用いて商用電源ＡＣを降圧してダイオ
ードＤ01、平滑コンデンサＣ01等にて整流平滑する方法
である。
しかしながら、第１の方法では抵抗Ｒ01，Ｒ02により分
圧するために損失が異常に大きくなり、特に制御回路２
の電源として必要な電力が大きいときには実用的ではな
い問題があった。また、第２の方法では電力容量、ある
いは損失の問題はないが、電力容量が増すとトランスＴ
01の形状が必然的に大型重量化するため、スイッチング
電源回路１を用いることによる小型軽量化の目的に反す
る問題があった。
圧するために損失が異常に大きくなり、特に制御回路２
の電源として必要な電力が大きいときには実用的ではな
い問題があった。また、第２の方法では電力容量、ある
いは損失の問題はないが、電力容量が増すとトランスＴ
01の形状が必然的に大型重量化するため、スイッチング
電源回路１を用いることによる小型軽量化の目的に反す
る問題があった。
そこで、第５図に示す従来回路が従来用いられている。
放電灯ＤＬの点灯回路であり、商用電源ＡＣを整流する
ダイオードブリッジＤＢと、このダイオードブリッジＤ
Ｂ出力を高周波電圧に変換するスイッチング電源回路１
と、このスイッチング電源回路１のスイッチングトラン
ジスタＱ01，Ｑ02のスイッチングを制御する制御回路２
とを備え、さらに商用電源ＡＣとダイオードブリッジＤ
Ｂとの間にトライアックなどの双方向性の位相制御素子
Ｑ03を挿入してある。上記スイッチング電源回路１は、
限流用インダクタンスＬ１、発振トランスＴ、スイッチ
ングトランジスタＱ01，Ｑ02よりなる所謂Ｌ−プッシュ
プルインバータにて構成してある。上記位相制御素子Ｑ
03の位相角は制御回路２にて制御するようになってい
る。なお、上記制御回路２の電源を作成するために、発
振トランスＴに４次巻線Ｌ04を設け、この４次巻線Ｌ04
に誘起された電圧をダイオードＤ02、コンデンサＣ03に
て整流平滑して制御回路２の電源、及びスイッチングト
ランジスタＱ01，Ｑ02のベース駆動電源を作成してい
る。
放電灯ＤＬの点灯回路であり、商用電源ＡＣを整流する
ダイオードブリッジＤＢと、このダイオードブリッジＤ
Ｂ出力を高周波電圧に変換するスイッチング電源回路１
と、このスイッチング電源回路１のスイッチングトラン
ジスタＱ01，Ｑ02のスイッチングを制御する制御回路２
とを備え、さらに商用電源ＡＣとダイオードブリッジＤ
Ｂとの間にトライアックなどの双方向性の位相制御素子
Ｑ03を挿入してある。上記スイッチング電源回路１は、
限流用インダクタンスＬ１、発振トランスＴ、スイッチ
ングトランジスタＱ01，Ｑ02よりなる所謂Ｌ−プッシュ
プルインバータにて構成してある。上記位相制御素子Ｑ
03の位相角は制御回路２にて制御するようになってい
る。なお、上記制御回路２の電源を作成するために、発
振トランスＴに４次巻線Ｌ04を設け、この４次巻線Ｌ04
に誘起された電圧をダイオードＤ02、コンデンサＣ03に
て整流平滑して制御回路２の電源、及びスイッチングト
ランジスタＱ01，Ｑ02のベース駆動電源を作成してい
る。
この従来回路では、第６図（ａ）に示すように、商用電
源ＡＣの電圧Ｖｓを位相制御素子Ｑ03にて、同図（ｂ）
に示すように位相制御し、その位相制御電圧を入力電圧
Ｖｉとしてスイッチング電源回路１のスイッチングトラ
ンジスタＱ01，Ｑ02がスイッチングして高周波電圧を発
生する。このスイッチング電源回路１の発振トランスＴ
の１次巻線Ｌ01の両端電圧の巻数比に応じた電圧が４次
巻線Ｌ04に誘起され、この誘起電圧Ｖ４をダイオードＤ
02、コンデンサＣ03にて整流平滑して直流電圧である制
御電圧Ｖccを発成し、制御回路２の電源及びスイッチン
グトランジスタＱ01，Ｑ02のベース駆動電源として供給
する。この従来例では、放電灯ＤＬを高周波点灯し、位
相制御素子Ｑ03の位相制御で放電灯ＤＬの調光を行うも
のであり、位相制御素子Ｑ03の制御などに制御電圧Ｖcc
が必要となる。しかし、発振トランスＴより４次巻線Ｌ
04を分巻きすることにより、制御電圧Ｖccを得ているの
で、上述の従来例よりは損失が少なく小型にできる。
源ＡＣの電圧Ｖｓを位相制御素子Ｑ03にて、同図（ｂ）
に示すように位相制御し、その位相制御電圧を入力電圧
Ｖｉとしてスイッチング電源回路１のスイッチングトラ
ンジスタＱ01，Ｑ02がスイッチングして高周波電圧を発
生する。このスイッチング電源回路１の発振トランスＴ
の１次巻線Ｌ01の両端電圧の巻数比に応じた電圧が４次
巻線Ｌ04に誘起され、この誘起電圧Ｖ４をダイオードＤ
02、コンデンサＣ03にて整流平滑して直流電圧である制
御電圧Ｖccを発成し、制御回路２の電源及びスイッチン
グトランジスタＱ01，Ｑ02のベース駆動電源として供給
する。この従来例では、放電灯ＤＬを高周波点灯し、位
相制御素子Ｑ03の位相制御で放電灯ＤＬの調光を行うも
のであり、位相制御素子Ｑ03の制御などに制御電圧Ｖcc
が必要となる。しかし、発振トランスＴより４次巻線Ｌ
04を分巻きすることにより、制御電圧Ｖccを得ているの
で、上述の従来例よりは損失が少なく小型にできる。
ところで、制御回路２の電源として用いられる制御電圧
Ｖccは、安定した一定値であることが望まれる。上記従
来例においては、商用電源ＡＣが変動したり、位相制御
素子Ｑ03の位相角が９０度を越えたりすると、４次巻線
Ｌ04に誘起される電圧Ｖ４は著しく変動する。これを防
止するためには、予め電圧Ｖ４を十分に高くとってお
き、整流平滑後のシリーズレギュレータ等の安定化回路
を付加する必要があり、このため高価となり損失も増大
する問題があった。
Ｖccは、安定した一定値であることが望まれる。上記従
来例においては、商用電源ＡＣが変動したり、位相制御
素子Ｑ03の位相角が９０度を越えたりすると、４次巻線
Ｌ04に誘起される電圧Ｖ４は著しく変動する。これを防
止するためには、予め電圧Ｖ４を十分に高くとってお
き、整流平滑後のシリーズレギュレータ等の安定化回路
を付加する必要があり、このため高価となり損失も増大
する問題があった。
そこで、上述の点を改善した第７図に示す従来回路がさ
らに案出されている。これは、「実開昭６１−５９０２
号、ＤＣ−ＤＣコンバータ」を引用したものである。こ
の従来回路では、商用電源ＡＣを整流平滑するダイオー
ドブリッジＤＢ及び平滑コンデンサＣ１と、この整流平
滑出力をスイッチングトランジスタＱ１、インダクタン
ス素子Ｌ１、慣性ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサ
Ｃ２からなるスイッチング電源回路１としての所謂降圧
チョッパ回路とを備え、負荷Ｌに安定な直流電圧Ｖｏを
供給するものである。インダクタンス素子Ｌ１には図示
するように極性を逆にして電気的に結合した付加巻線Ｌ
２を設けてあり、この付加巻線Ｌ２に誘起される電圧を
倍電圧整流して制御電圧Ｖccを作成するダイオード
Ｄ２，Ｄ３、及びコンデンサＣ３，Ｃ４からなる制御電
圧作成回路３’を備えている。
らに案出されている。これは、「実開昭６１−５９０２
号、ＤＣ−ＤＣコンバータ」を引用したものである。こ
の従来回路では、商用電源ＡＣを整流平滑するダイオー
ドブリッジＤＢ及び平滑コンデンサＣ１と、この整流平
滑出力をスイッチングトランジスタＱ１、インダクタン
ス素子Ｌ１、慣性ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサ
Ｃ２からなるスイッチング電源回路１としての所謂降圧
チョッパ回路とを備え、負荷Ｌに安定な直流電圧Ｖｏを
供給するものである。インダクタンス素子Ｌ１には図示
するように極性を逆にして電気的に結合した付加巻線Ｌ
２を設けてあり、この付加巻線Ｌ２に誘起される電圧を
倍電圧整流して制御電圧Ｖccを作成するダイオード
Ｄ２，Ｄ３、及びコンデンサＣ３，Ｃ４からなる制御電
圧作成回路３’を備えている。
動作としては、商用電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ
及び平滑コンデンサＣ１にて整流平滑して得られた入力
電圧Ｖｉを降圧チョッパ回路にて構成したスイッチング
電源回路１にて降圧して低い出力電圧Ｖｏを作成する。
このスイッチング電源回路はインダクタンス素子Ｌ１に
流れる電流にて付加巻線Ｌ２に誘起される電圧をダイオ
ードＤ２，Ｄ３、及びコンデンサＣ３，Ｃ４にて倍電圧
整流して制御電圧Ｖccを得る。さらに詳述すると、スイ
ッチングトランジスタＱ１がオンのときには、第８図
（ａ）に示す等価回路となり、付加巻線Ｌ２には（Ｖｉ
−Ｖ０）／Ｎの電圧が誘起され、この電圧にてダイオー
ドＤ２を介してコンデンサＣ４が充電され、またスイッ
チングトランジスタＱ１がオフのときには付加巻線Ｌ２
にＶｏ／Ｎの電圧が誘起され、この電圧にてダイオード
Ｄ３を介してコンデンサＣ３が充電される。ここで、イ
ンダクタンス素子Ｌ１及び付加巻線Ｌ２との巻数比をＮ
（＝Ｎ１／Ｎ２）としてある。従って、制御電圧Ｖccは
コンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧の和であるから、 Ｖcc≒Ｖｏ／Ｎ＋（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｎ≒Ｖｉ／Ｎとな
り、入力電圧Ｖｉだけに関係し、出力電圧Ｖｏには関係
しない制御電圧を作成することができる。
及び平滑コンデンサＣ１にて整流平滑して得られた入力
電圧Ｖｉを降圧チョッパ回路にて構成したスイッチング
電源回路１にて降圧して低い出力電圧Ｖｏを作成する。
このスイッチング電源回路はインダクタンス素子Ｌ１に
流れる電流にて付加巻線Ｌ２に誘起される電圧をダイオ
ードＤ２，Ｄ３、及びコンデンサＣ３，Ｃ４にて倍電圧
整流して制御電圧Ｖccを得る。さらに詳述すると、スイ
ッチングトランジスタＱ１がオンのときには、第８図
（ａ）に示す等価回路となり、付加巻線Ｌ２には（Ｖｉ
−Ｖ０）／Ｎの電圧が誘起され、この電圧にてダイオー
ドＤ２を介してコンデンサＣ４が充電され、またスイッ
チングトランジスタＱ１がオフのときには付加巻線Ｌ２
にＶｏ／Ｎの電圧が誘起され、この電圧にてダイオード
Ｄ３を介してコンデンサＣ３が充電される。ここで、イ
ンダクタンス素子Ｌ１及び付加巻線Ｌ２との巻数比をＮ
（＝Ｎ１／Ｎ２）としてある。従って、制御電圧Ｖccは
コンデンサＣ３，Ｃ４の両端電圧の和であるから、 Ｖcc≒Ｖｏ／Ｎ＋（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｎ≒Ｖｉ／Ｎとな
り、入力電圧Ｖｉだけに関係し、出力電圧Ｖｏには関係
しない制御電圧を作成することができる。
しかし、この制御電圧Ｖccは入力電圧Ｖｉに比例するた
め、入力電圧Ｖｉが変動すると、制御電圧Ｖccも著しく
変動してしまう問題があった。
め、入力電圧Ｖｉが変動すると、制御電圧Ｖccも著しく
変動してしまう問題があった。
ところで、この種の電源装置では、一般にスイッチング
電源回路１の出力電圧Ｖｏが負荷Ｌの如何に拘わらず一
定、つまり定電圧出力である。この点に着目すれば、出
力電圧Ｖｏを取り出して制御電圧Ｖccを得れば、制御電
圧Ｖccは入力電圧Ｖｉの変動に影響されることなく、常
に出力電圧Ｖｏに比例した定電圧となり、先の従来例の
問題点を解消できる。なお、出力電圧が一定である理由
は、通常のスイッチング電源回路１においては負荷Ｌに
供給される出力電圧Ｖｏが一定になるように、負荷Ｌの
両端電圧を検出してスイッチングトランジスタＱ１など
の導通を制御する所謂ＰＷＭ（パルス幅制御）、あるい
はＶ−Ｆ（周波数変換）などの制御が行なわれるからで
ある。
電源回路１の出力電圧Ｖｏが負荷Ｌの如何に拘わらず一
定、つまり定電圧出力である。この点に着目すれば、出
力電圧Ｖｏを取り出して制御電圧Ｖccを得れば、制御電
圧Ｖccは入力電圧Ｖｉの変動に影響されることなく、常
に出力電圧Ｖｏに比例した定電圧となり、先の従来例の
問題点を解消できる。なお、出力電圧が一定である理由
は、通常のスイッチング電源回路１においては負荷Ｌに
供給される出力電圧Ｖｏが一定になるように、負荷Ｌの
両端電圧を検出してスイッチングトランジスタＱ１など
の導通を制御する所謂ＰＷＭ（パルス幅制御）、あるい
はＶ−Ｆ（周波数変換）などの制御が行なわれるからで
ある。
第１０図にそのようにした電源装置を示す。この電源装
置は上述の第７図の回路構成と略同様であるので、特徴
とする部分についてのみ説明する。上記電源装置では、
インダクタンス素子Ｌ１に電気的に結合された付加巻線
Ｌ２にて出力電圧Ｖｏに比例した電圧を得ており、付加
巻線Ｌ２はインダクタンス素子Ｌ１と同方向に巻回し、
ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３で整流平滑して制御
電源Ｖccを得ている。
置は上述の第７図の回路構成と略同様であるので、特徴
とする部分についてのみ説明する。上記電源装置では、
インダクタンス素子Ｌ１に電気的に結合された付加巻線
Ｌ２にて出力電圧Ｖｏに比例した電圧を得ており、付加
巻線Ｌ２はインダクタンス素子Ｌ１と同方向に巻回し、
ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３で整流平滑して制御
電源Ｖccを得ている。
以下、動作について説明する。第１１図（ａ）に示す商
用電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ及び平滑コンデン
サＣ１にて整流平滑すると同図（ｂ）に示す入力電圧Ｖ
ｉとなる。この入力電圧Ｖｉにてスイッチング電源回路
１としての降圧チョッパ回路が動作し、同図（ｃ）に示
すようにスイッチングトランジスタＱ１のオン時には、
インダクタンス素子Ｌ１にＶｏ−Ｖｉなる電圧が負方向
に発生し、またスイッチングトランジスタＱ１がオフ時
には出力電圧Ｖｏがインダクタス素子Ｌ１に発生する。
しかし、上記負方向に発生した電圧はダイオードＤ２に
より制御電圧作成回路３出力は現れず、第１１図（ｄ）
に示すように出力電圧Ｖｏに比例した電圧、Ｖcc≒Ｖｏ
／Ｎとなり、入力電圧Ｖｉが変動しても制御電圧Ｖccが
変動せず、安定な制御電源となる。従って、巻線Ｌ1,Ｌ
２の巻数を適当に選択すれば、シリーズレギュレータな
どの別途の安定化回路も不要となり、コスト及び損失を
著しく低減できる。
用電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ及び平滑コンデン
サＣ１にて整流平滑すると同図（ｂ）に示す入力電圧Ｖ
ｉとなる。この入力電圧Ｖｉにてスイッチング電源回路
１としての降圧チョッパ回路が動作し、同図（ｃ）に示
すようにスイッチングトランジスタＱ１のオン時には、
インダクタンス素子Ｌ１にＶｏ−Ｖｉなる電圧が負方向
に発生し、またスイッチングトランジスタＱ１がオフ時
には出力電圧Ｖｏがインダクタス素子Ｌ１に発生する。
しかし、上記負方向に発生した電圧はダイオードＤ２に
より制御電圧作成回路３出力は現れず、第１１図（ｄ）
に示すように出力電圧Ｖｏに比例した電圧、Ｖcc≒Ｖｏ
／Ｎとなり、入力電圧Ｖｉが変動しても制御電圧Ｖccが
変動せず、安定な制御電源となる。従って、巻線Ｌ1,Ｌ
２の巻数を適当に選択すれば、シリーズレギュレータな
どの別途の安定化回路も不要となり、コスト及び損失を
著しく低減できる。
別の電源装置としては第１２図に示すものも考えられ
る。この電源装置では、スイッチング電源回路１として
所謂昇降圧チョッパ回路を用いた場合を示す。回路構成
的にはインダクタンス素子Ｌ１の挿入箇所などが異なる
が、実質的には上述した電源装置と同様の構成になって
いる。動作としては、第１３図（ｃ），（ｄ）に示すよ
うに、スイッチングトランジスタＱ１のオン時にインダ
クタス素子Ｌ１の両端電圧が−Ｖｉとなり、スイッチン
グトランジスタＱ１のオフ時に１次巻線Ｌ１の両端電圧
がＶｏとなる。従って、上述の電源装置と同様に出力電
圧Ｖｏを付加巻線Ｌ２及びダイオードＤ２、コンデンサ
Ｃ３にて取り出すことにより、第１３図（ｄ）の一定な
制御電圧Ｖccを得ることができる。
る。この電源装置では、スイッチング電源回路１として
所謂昇降圧チョッパ回路を用いた場合を示す。回路構成
的にはインダクタンス素子Ｌ１の挿入箇所などが異なる
が、実質的には上述した電源装置と同様の構成になって
いる。動作としては、第１３図（ｃ），（ｄ）に示すよ
うに、スイッチングトランジスタＱ１のオン時にインダ
クタス素子Ｌ１の両端電圧が−Ｖｉとなり、スイッチン
グトランジスタＱ１のオフ時に１次巻線Ｌ１の両端電圧
がＶｏとなる。従って、上述の電源装置と同様に出力電
圧Ｖｏを付加巻線Ｌ２及びダイオードＤ２、コンデンサ
Ｃ３にて取り出すことにより、第１３図（ｄ）の一定な
制御電圧Ｖccを得ることができる。
ところが、上述の場合には、インダクタンス成分である
インダクタンス素子Ｌ１の両端に出力電圧に比例した電
圧が現れるために、上述した構成とすることができる
が、インダクタンス素子Ｌ１の両端に出力電圧に比例し
た電圧が現れない場合には、入力電圧Ｖｉの変動の影響
を受けない制御電圧Ｖccを得ることができない。
インダクタンス素子Ｌ１の両端に出力電圧に比例した電
圧が現れるために、上述した構成とすることができる
が、インダクタンス素子Ｌ１の両端に出力電圧に比例し
た電圧が現れない場合には、入力電圧Ｖｉの変動の影響
を受けない制御電圧Ｖccを得ることができない。
［発明の目的］ 本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、制御回路の電源を効率良く得ること
ができ、しかもインダクタンス成分の両端に出力電圧に
比例した電圧が現れない場合においても、入力電圧の変
動の影響を受けない制御電圧を得ることができる電源装
置を提供することにある。
的とするところは、制御回路の電源を効率良く得ること
ができ、しかもインダクタンス成分の両端に出力電圧に
比例した電圧が現れない場合においても、入力電圧の変
動の影響を受けない制御電圧を得ることができる電源装
置を提供することにある。
［発明の開示］ 本発明はスイッチング素子とインダクタンス成分や平滑
コンデンサ等で構成されるスイッチング電源回路と、こ
のスイッチング電源回路出力にて動作する負荷と、この
負荷の両端電圧を検出してスイッチング素子のスイッチ
ングを制御しスイッチング電源回路の出力電圧を略一定
にする制御回路とを備え、上記インダクタンス成分の両
端に出力電圧に比例した電圧が現れないスイッチング電
源回路において、複数の巻線をインダクタンス成分に付
加し、当該巻線と複数の巻線に夫々設けられる整流ダイ
オードとの極性を適宜選択し、各整流平滑出力を加減す
ることにより出力電圧に比例した電圧を得したものであ
り、インダクタンス成分の両端に出力電圧に比例した電
圧が現れない場合にも、インダクタンス成分に付加した
複数の巻線の整流平滑出力を加減することで、出力電圧
に比例した電圧を得て、入力電圧の変動の影響を受けな
い制御電圧を得るようにしたものである。
コンデンサ等で構成されるスイッチング電源回路と、こ
のスイッチング電源回路出力にて動作する負荷と、この
負荷の両端電圧を検出してスイッチング素子のスイッチ
ングを制御しスイッチング電源回路の出力電圧を略一定
にする制御回路とを備え、上記インダクタンス成分の両
端に出力電圧に比例した電圧が現れないスイッチング電
源回路において、複数の巻線をインダクタンス成分に付
加し、当該巻線と複数の巻線に夫々設けられる整流ダイ
オードとの極性を適宜選択し、各整流平滑出力を加減す
ることにより出力電圧に比例した電圧を得したものであ
り、インダクタンス成分の両端に出力電圧に比例した電
圧が現れない場合にも、インダクタンス成分に付加した
複数の巻線の整流平滑出力を加減することで、出力電圧
に比例した電圧を得て、入力電圧の変動の影響を受けな
い制御電圧を得るようにしたものである。
（実施例） 第１図及び第２図に本発明の一実施例を示す。本実施例
の電源装置では、スイッチング電源回路１として昇圧チ
ョッパ回路を用い、このスイッチング電源回路１のイン
ダクタンス素子Ｌ１から制御電圧Ｖccを得るものであ
り、入力電圧Ｖｉとしては商用電源ＡＣをダイオードブ
リッジＤＢにて整流して得た脈流電圧を用いている。本
実施例では夫々巻回方向を異ならせた付加巻線Ｌ２及び
付加巻線Ｌ３を設け、付加巻線Ｌ２に現れる電圧を整流
平滑するダイオードＤ２、及びコンデンサＣ３と、付加
巻線Ｌ３に現れる電圧を整流平滑するダイオードＤ３、
及びコンデンサＤ４とを夫々備えている。
の電源装置では、スイッチング電源回路１として昇圧チ
ョッパ回路を用い、このスイッチング電源回路１のイン
ダクタンス素子Ｌ１から制御電圧Ｖccを得るものであ
り、入力電圧Ｖｉとしては商用電源ＡＣをダイオードブ
リッジＤＢにて整流して得た脈流電圧を用いている。本
実施例では夫々巻回方向を異ならせた付加巻線Ｌ２及び
付加巻線Ｌ３を設け、付加巻線Ｌ２に現れる電圧を整流
平滑するダイオードＤ２、及びコンデンサＣ３と、付加
巻線Ｌ３に現れる電圧を整流平滑するダイオードＤ３、
及びコンデンサＤ４とを夫々備えている。
第２図（ｃ）に示すようにスイッチングトランジスタＱ
１のオン時にはインダクタス素子Ｌ１の両端電圧−Ｖｉ
となり、またスイッチングトランジスタＱ１のオフ時に
はインダクタス素子Ｌ１の両端電圧はＶｏ−Ｖｉとな
る。この電圧にて夫々の巻線Ｌ２，Ｌ３には第２図
（ｄ），（ｅ）に示す電圧が発生し、この両電圧を加え
ることにより同図（ｆ）に示すように制御電圧Ｖccとし
て一定の直流電圧を得ている。このように、インダクタ
ンス素子Ｌ１の両端の出力電圧Ｖｏに比例した電圧が現
れないスイッチング電源回路１において、付加巻線
Ｌ２，Ｌ３を設けることにより出力電圧Ｖｏに比例した
電圧を得ることができる。なお、上述の説明においては
加算を行っているが、減算にても上述と略同様の効果を
得ることができる。
１のオン時にはインダクタス素子Ｌ１の両端電圧−Ｖｉ
となり、またスイッチングトランジスタＱ１のオフ時に
はインダクタス素子Ｌ１の両端電圧はＶｏ−Ｖｉとな
る。この電圧にて夫々の巻線Ｌ２，Ｌ３には第２図
（ｄ），（ｅ）に示す電圧が発生し、この両電圧を加え
ることにより同図（ｆ）に示すように制御電圧Ｖccとし
て一定の直流電圧を得ている。このように、インダクタ
ンス素子Ｌ１の両端の出力電圧Ｖｏに比例した電圧が現
れないスイッチング電源回路１において、付加巻線
Ｌ２，Ｌ３を設けることにより出力電圧Ｖｏに比例した
電圧を得ることができる。なお、上述の説明においては
加算を行っているが、減算にても上述と略同様の効果を
得ることができる。
［発明の効果］ 本発明は上述のように、スイッチング素子とインダクタ
ンス成分や平滑コンデンサ等で構成されるスイッチング
電源回路と、このスイッチング電源回路出力にて動作す
る負荷と、この負荷の両端電圧を検出してスイッチング
素子のスイッチングを制御しスイッチング電源回路の出
力電圧を略一定にする制御回路とを備え、上記インダク
タンス成分の両端に出力電圧に比例した電圧が現れない
スイッチング電源回路において、複数の巻線をインダク
タンス成分に付加し、当該巻線と複数の巻線に夫々設け
られる整流ダイオードとの極性を適宜選択し、各整流平
滑出力を加減することにより出力電圧に比例した電圧を
得したものであり、インダクタンス成分の両端に出力電
圧に比例した電圧が現れない場合にも、インダクタンス
成分に付加した複数の巻線の整流平滑出力を加減するこ
とで、出力電圧に比例した電圧を得ることができ、この
ため入力電圧の変動の影響を受けない安定した制御電圧
が得られ、しかも損失が少なく、部品点数も少なくなる
効果を奏する。
ンス成分や平滑コンデンサ等で構成されるスイッチング
電源回路と、このスイッチング電源回路出力にて動作す
る負荷と、この負荷の両端電圧を検出してスイッチング
素子のスイッチングを制御しスイッチング電源回路の出
力電圧を略一定にする制御回路とを備え、上記インダク
タンス成分の両端に出力電圧に比例した電圧が現れない
スイッチング電源回路において、複数の巻線をインダク
タンス成分に付加し、当該巻線と複数の巻線に夫々設け
られる整流ダイオードとの極性を適宜選択し、各整流平
滑出力を加減することにより出力電圧に比例した電圧を
得したものであり、インダクタンス成分の両端に出力電
圧に比例した電圧が現れない場合にも、インダクタンス
成分に付加した複数の巻線の整流平滑出力を加減するこ
とで、出力電圧に比例した電圧を得ることができ、この
ため入力電圧の変動の影響を受けない安定した制御電圧
が得られ、しかも損失が少なく、部品点数も少なくなる
効果を奏する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は同上
の動作説明図、第３図及び第４図は従来例を示す概略回
路図、第５図は他の従来例を示す回路図、第６図は同上
の動作説明図、第７図はさらに他の従来例を示す回路
図、第８図及び第９図は同上の動作説明図、第１０図は
さらに別の従来例の回路図、第１１図は同上の動作説明
図、第１２図はさらに他の従来例の回路図、第１３図は
同上の動作説明図である。 １はスイッチング電源回路、２は制御回路、３は制御電
圧作成回路、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｌ１は
インダクタス素子、Ｌ２，Ｌ３は付加巻線、Ｄ２，Ｄ３
はダイオード、Ｃ２，Ｃ３はコンデンサである。
の動作説明図、第３図及び第４図は従来例を示す概略回
路図、第５図は他の従来例を示す回路図、第６図は同上
の動作説明図、第７図はさらに他の従来例を示す回路
図、第８図及び第９図は同上の動作説明図、第１０図は
さらに別の従来例の回路図、第１１図は同上の動作説明
図、第１２図はさらに他の従来例の回路図、第１３図は
同上の動作説明図である。 １はスイッチング電源回路、２は制御回路、３は制御電
圧作成回路、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｌ１は
インダクタス素子、Ｌ２，Ｌ３は付加巻線、Ｄ２，Ｄ３
はダイオード、Ｃ２，Ｃ３はコンデンサである。
Claims (1)
- 【請求項１】スイッチング素子とインダクタンス成分や
平滑コンデンサ等で構成されるスイッチング電源回路
と、このスイッチング電源回路出力にて動作する負荷
と、この負荷の両端電圧を検出してスイッチング素子の
スイッチングを制御しスイッチング電源回路の出力電圧
を略一定にする制御回路とを備え、上記インダクタンス
成分の両端に出力電圧に比例した電圧が現れないスイッ
チング電源回路において、複数の巻線をインダクタンス
成分に付加し、当該巻線と複数の巻線に夫々設けられる
整流ダイオードとの極性を適宜選択し、各整流平滑出力
を加減することにより出力電圧に比例した電圧を得て成
ることを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16498786A JPH067743B2 (ja) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16498786A JPH067743B2 (ja) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6323563A JPS6323563A (ja) | 1988-01-30 |
| JPH067743B2 true JPH067743B2 (ja) | 1994-01-26 |
Family
ID=15803680
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16498786A Expired - Lifetime JPH067743B2 (ja) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH067743B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0975437A (ja) * | 1995-09-08 | 1997-03-25 | Hiroyuki Tamura | 芳香器 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02151269A (ja) * | 1988-11-29 | 1990-06-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
| JPH0471365A (ja) * | 1990-07-12 | 1992-03-05 | Nec Corp | スイッチング電源 |
| JP2002199725A (ja) * | 2000-12-26 | 2002-07-12 | Hitachi Shonan Denshi Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP5693870B2 (ja) * | 2010-04-13 | 2015-04-01 | ミネベア株式会社 | スイッチング電源回路 |
| JP2012209052A (ja) | 2011-03-29 | 2012-10-25 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 照明装置 |
| JP5880823B2 (ja) * | 2011-10-31 | 2016-03-09 | 東芝ライテック株式会社 | 電源装置 |
-
1986
- 1986-07-14 JP JP16498786A patent/JPH067743B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0975437A (ja) * | 1995-09-08 | 1997-03-25 | Hiroyuki Tamura | 芳香器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6323563A (ja) | 1988-01-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |