JPH067687B2 - 色信号処理装置 - Google Patents
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- JPH067687B2 JPH067687B2 JP59076050A JP7605084A JPH067687B2 JP H067687 B2 JPH067687 B2 JP H067687B2 JP 59076050 A JP59076050 A JP 59076050A JP 7605084 A JP7605084 A JP 7605084A JP H067687 B2 JPH067687 B2 JP H067687B2
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- H04N9/82—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビジョン信号中の搬送色信号を周波数変換
する色信号処理装置，特に搬送色信号を周波数変換して
記録再生するＶＴＲ（Video Tape Recorder）の色信号
処理装置に関するものである。
する色信号処理装置，特に搬送色信号を周波数変換して
記録再生するＶＴＲ（Video Tape Recorder）の色信号
処理装置に関するものである。
以下ＶＴＲの色信号処理装置を例にとり説明する。
従来例の構成とその問題点 簡易形ＶＴＲにおいてはテレビジョン信号を輝度信号と
第１の搬送色信号（以下搬送色信号と称し、その搬送周
波数をｆｃとする。）に分離し、輝度信号をＦＭ信号と
し、搬送色信号ＣはＦＭ信号より低域の周波数帯（約７
００kHz）へ周波数変換して、第２の搬送色信号（以下
変換搬送色信号と称し、その搬送周波数をｆｓとす
る。）とし、両信号は混合されて記録される。再生時に
は再生信号よりＦＭ信号と変換搬送色信号Ｓとを分離
し、Ｍ信号を復調して輝度信号を得、変換搬送色信号Ｓ
を周波数変換して搬送色信号Ｃを得、両信号を加えてテ
レビジョン信号を再生している。
第１の搬送色信号（以下搬送色信号と称し、その搬送周
波数をｆｃとする。）に分離し、輝度信号をＦＭ信号と
し、搬送色信号ＣはＦＭ信号より低域の周波数帯（約７
００kHz）へ周波数変換して、第２の搬送色信号（以下
変換搬送色信号と称し、その搬送周波数をｆｓとす
る。）とし、両信号は混合されて記録される。再生時に
は再生信号よりＦＭ信号と変換搬送色信号Ｓとを分離
し、Ｍ信号を復調して輝度信号を得、変換搬送色信号Ｓ
を周波数変換して搬送色信号Ｃを得、両信号を加えてテ
レビジョン信号を再生している。
第１図は従来の色信号処理装置の構成図を示すものであ
り、(a)は記録系を，(b)は再生系を表わしている。第１
図において、１は搬送色信号Ｃの入力端子，２は記録す
る輝度信号より分離された水平同期信号の入力端子，３
はＡＰＣ（Automatic Phase Control），４はＡＦＣ（A
utomaticＦrequency Control），５および６は周波数変
換器，７は変換搬送色信号の出力端子、８は再生された
変換搬送色信号Ｓの入力端子、９は再生された輝度信号
より分離された水平同期信号の入力端子，１０は周波数
変換器，１１はＡＰＣ，１２は再生された搬送色信号Ｃ
の出力端子である。
り、(a)は記録系を，(b)は再生系を表わしている。第１
図において、１は搬送色信号Ｃの入力端子，２は記録す
る輝度信号より分離された水平同期信号の入力端子，３
はＡＰＣ（Automatic Phase Control），４はＡＦＣ（A
utomaticＦrequency Control），５および６は周波数変
換器，７は変換搬送色信号の出力端子、８は再生された
変換搬送色信号Ｓの入力端子、９は再生された輝度信号
より分離された水平同期信号の入力端子，１０は周波数
変換器，１１はＡＰＣ，１２は再生された搬送色信号Ｃ
の出力端子である。
以上のように構成された従来の色信号処理装置につい
て、以下その動作を説明する。
て、以下その動作を説明する。
記録時において、ＡＰＣ３はＰＬＬ（Phase Ｌocked
Loop）の一種であって端子１より入力される搬送色信号
Ｃのバーストに位相同期した周波数ｆＣの振幅信号を出
力する。ＡＦＣ４はＰＬＬの一種であって端子２より入
力される水平同期信号の周波数ｆＨに比例した周波数ｋ
ｆＨ＝ｆＳ（ｆＳはこの式で定義され、ｋは整数比で表
わされ一定値、例えば3/4インチ・カセットＶＴＲにお
いては である。）の振幅信号を出力する。周波数変換器５はＡ
ＰＣ３，ＡＦＣ４からの周波数ｆＣ，ｆＳの２振幅信号
を入力として周波数（ｆＣ＋ｆＳ）の振幅信号すなわち
周波数変換信号を出力し、周波数変換器６は端子１から
の搬送色信号の搬送周波数を周波数変換信号によりｆＣ
からｆＳへ周波数変換し、変換搬送色信号を得て端子７
より出力する。ＡＰＣ，ＡＦＣによりビデオテープの複
製等を行なう場合においても変換搬送色信号の搬送周波
数ｆＳを正確にｋｆＨとしている。なお周波数（ｆｃ＋
ｆｓ）の振幅信号を用いる代わりに周波数（ｆｃ−
ｆｓ）の振幅信号を用いる方法もある。
Loop）の一種であって端子１より入力される搬送色信号
Ｃのバーストに位相同期した周波数ｆＣの振幅信号を出
力する。ＡＦＣ４はＰＬＬの一種であって端子２より入
力される水平同期信号の周波数ｆＨに比例した周波数ｋ
ｆＨ＝ｆＳ（ｆＳはこの式で定義され、ｋは整数比で表
わされ一定値、例えば3/4インチ・カセットＶＴＲにお
いては である。）の振幅信号を出力する。周波数変換器５はＡ
ＰＣ３，ＡＦＣ４からの周波数ｆＣ，ｆＳの２振幅信号
を入力として周波数（ｆＣ＋ｆＳ）の振幅信号すなわち
周波数変換信号を出力し、周波数変換器６は端子１から
の搬送色信号の搬送周波数を周波数変換信号によりｆＣ
からｆＳへ周波数変換し、変換搬送色信号を得て端子７
より出力する。ＡＰＣ，ＡＦＣによりビデオテープの複
製等を行なう場合においても変換搬送色信号の搬送周波
数ｆＳを正確にｋｆＨとしている。なお周波数（ｆｃ＋
ｆｓ）の振幅信号を用いる代わりに周波数（ｆｃ−
ｆｓ）の振幅信号を用いる方法もある。
次に再生時における動作について説明する。再生信号は
時間軸変動をもつので端子９より入力される水平同期信
号の周波数は（ｆＨ＋ΔｆＨ）すなわち変動分ΔｆＨを
もつので、ＡＦＣ４は水平同期信号の周波数変化に追従
して周波数がｋ（ｆＨ＋ΔｆＨ）の振幅信号を出力す
る。周波数変換器５はＡＰＣ１１からの周波数ｆＣの振
幅信号とＡＦＣ４からの振幅信号とを入力とし周波数
（ｋ（ｆＨ＋ΔｆＨ）＋ｆＣ）の振幅信号すなわち周波
数変換信号を出力する。端子８より入力される変換搬送
色信号も時間軸変動をもつので搬送周波数は（ｆＳ＋Δ
ｆＳ）と表わせる。ここで時間軸変動の性質より（Δｆ
Ｈ／ｆＨ）＝（ΔｆＳ／ｆＳ）が成立し、ｆＳ＝ｋｆＨ
であるから周波数変換信号の周波数は（ｆＣ＋ｆＳ＋Δ
ｆＳ）となる。従って周波数変換器１０は端子８からの
変換搬送色信号の搬送周波数（ｆＳ＋ΔｆＳ）を周波数
変換信号により周波数変動分が除去された周波数ｆＣの
搬送色信号を得て端子１２より出力する。ＡＰＣ１０は
内部にある固定の周波数ｆＣの振幅信号と周波数変換器
６からの搬送色信号中のバースト信号との位相比較を行
ない、搬送色信号の残留位相誤差を低減するように動作
する。
時間軸変動をもつので端子９より入力される水平同期信
号の周波数は（ｆＨ＋ΔｆＨ）すなわち変動分ΔｆＨを
もつので、ＡＦＣ４は水平同期信号の周波数変化に追従
して周波数がｋ（ｆＨ＋ΔｆＨ）の振幅信号を出力す
る。周波数変換器５はＡＰＣ１１からの周波数ｆＣの振
幅信号とＡＦＣ４からの振幅信号とを入力とし周波数
（ｋ（ｆＨ＋ΔｆＨ）＋ｆＣ）の振幅信号すなわち周波
数変換信号を出力する。端子８より入力される変換搬送
色信号も時間軸変動をもつので搬送周波数は（ｆＳ＋Δ
ｆＳ）と表わせる。ここで時間軸変動の性質より（Δｆ
Ｈ／ｆＨ）＝（ΔｆＳ／ｆＳ）が成立し、ｆＳ＝ｋｆＨ
であるから周波数変換信号の周波数は（ｆＣ＋ｆＳ＋Δ
ｆＳ）となる。従って周波数変換器１０は端子８からの
変換搬送色信号の搬送周波数（ｆＳ＋ΔｆＳ）を周波数
変換信号により周波数変動分が除去された周波数ｆＣの
搬送色信号を得て端子１２より出力する。ＡＰＣ１０は
内部にある固定の周波数ｆＣの振幅信号と周波数変換器
６からの搬送色信号中のバースト信号との位相比較を行
ない、搬送色信号の残留位相誤差を低減するように動作
する。
以上のように従来の色信号処理装置は、周波数がほぼ
（ｆＣ＋ｆＳ）の振幅信号すなわち周波数変換信号を，
周波数ｆＣの振幅信号と周波数ｆＳの振幅信号とを入力
とする周波数変換器５によって得ている。
（ｆＣ＋ｆＳ）の振幅信号すなわち周波数変換信号を，
周波数ｆＣの振幅信号と周波数ｆＳの振幅信号とを入力
とする周波数変換器５によって得ている。
しかしながら、ＩＣ（集積回路）化が困難なフィルタを
内部にもつ周波数変換器が２つも必要で、構成が複雑で
あるので、装置のよりいっそうの小型化，コストダウン
が困難であるといった問題点を有していた。コンデン
サ，インダクタといったＩＣ化できない部品を必要とせ
ずＩＣ化の容易なディジタル信号処理技術を用いること
によって装置の小型化，コストダウンを図る試みも考え
られる。しかしながらディジタル信号処理技術によって
もフィルタは特殊な場合を除いて回路規模の大きな乗算
器，加算器を多数必要とするため、回路規模の点からＩ
Ｃ化が困難となるといった問題点をも有していた。
内部にもつ周波数変換器が２つも必要で、構成が複雑で
あるので、装置のよりいっそうの小型化，コストダウン
が困難であるといった問題点を有していた。コンデン
サ，インダクタといったＩＣ化できない部品を必要とせ
ずＩＣ化の容易なディジタル信号処理技術を用いること
によって装置の小型化，コストダウンを図る試みも考え
られる。しかしながらディジタル信号処理技術によって
もフィルタは特殊な場合を除いて回路規模の大きな乗算
器，加算器を多数必要とするため、回路規模の点からＩ
Ｃ化が困難となるといった問題点をも有していた。
発明の目的 本発明は上記従来の問題点を解消するもので、外付部品
の少ないＩＣ化が可能で、小型化，コストダウンの可能
な色信号処理装置を提供することを目的とする。
の少ないＩＣ化が可能で、小型化，コストダウンの可能
な色信号処理装置を提供することを目的とする。
発明の構成 本発明は、色信号をアナログ・ディジタル変換して得ら
れたディジタル信号、第１の角周波数信号を得る手段
と、第２の角周波数信号を得る手段と、第１の角周波数
信号と第２の角周波数信号との和または差である第３の
角周波数信号を得る演算手段と、第３の角周波数信号を
積分して第１の位相信号を得る積分手段と、第１の位相
信号の値に対応した所定周期関数の振幅値を求めること
により前記第１の位相信号を振幅信号に変換して周波数
変換信号を得る手段とを備えた色信号処理装置であり、
従来のように周波数変換すなわち第１の角周波数の振幅
信号と第２の角周波数の振幅信号とを乗算しフィルタを
介して第１の角周波数と第２の角周波数との和または差
の角周波数すなわち第３の角周波数の振幅信号である周
波数変換信号を得るのではなく、まず角周波数領域での
角周波数の加算または減算を行なって第３の角周波数を
得，積分を行なって角周波数を位相に変換し、さらに位
相を振幅に変換して直接第３の角周波数の振幅信号であ
る周波数変換信号を得ることにより、従来に比して構成
が簡単で外付部品の少ないＩＣ化，小型化，コストダウ
ンを可能とすることのできるものである。
れたディジタル信号、第１の角周波数信号を得る手段
と、第２の角周波数信号を得る手段と、第１の角周波数
信号と第２の角周波数信号との和または差である第３の
角周波数信号を得る演算手段と、第３の角周波数信号を
積分して第１の位相信号を得る積分手段と、第１の位相
信号の値に対応した所定周期関数の振幅値を求めること
により前記第１の位相信号を振幅信号に変換して周波数
変換信号を得る手段とを備えた色信号処理装置であり、
従来のように周波数変換すなわち第１の角周波数の振幅
信号と第２の角周波数の振幅信号とを乗算しフィルタを
介して第１の角周波数と第２の角周波数との和または差
の角周波数すなわち第３の角周波数の振幅信号である周
波数変換信号を得るのではなく、まず角周波数領域での
角周波数の加算または減算を行なって第３の角周波数を
得，積分を行なって角周波数を位相に変換し、さらに位
相を振幅に変換して直接第３の角周波数の振幅信号であ
る周波数変換信号を得ることにより、従来に比して構成
が簡単で外付部品の少ないＩＣ化，小型化，コストダウ
ンを可能とすることのできるものである。
すなわち本発明の色信号処理装置は、従来振幅領域の信
号処理によって行なっていた角周波数、位相の演算を直
接角周波数領域，位相領域の信号処理によって行なうこ
とにより色信号処理の回路規模を総合的に減少させる構
成を可能とするものである。
号処理によって行なっていた角周波数、位相の演算を直
接角周波数領域，位相領域の信号処理によって行なうこ
とにより色信号処理の回路規模を総合的に減少させる構
成を可能とするものである。
実施例の説明 本発明の実施例はディジタル信号処理回路で実現されて
いる。以下に述べる信号は従来例で述べた信号と同一名
称であってもすべてディジタル信号である。本実施例の
色信号処理装置への入力信号（記録時には搬送色信号，
再生時には変換搬送色信号）はアナログ・ディジタル変
換した後得られたディジタル信号であり、出力信号はデ
ィジタル・アナログ変換されてはじめて従来の色信号処
理装置と同じ出力信号が得られるものである。
いる。以下に述べる信号は従来例で述べた信号と同一名
称であってもすべてディジタル信号である。本実施例の
色信号処理装置への入力信号（記録時には搬送色信号，
再生時には変換搬送色信号）はアナログ・ディジタル変
換した後得られたディジタル信号であり、出力信号はデ
ィジタル・アナログ変換されてはじめて従来の色信号処
理装置と同じ出力信号が得られるものである。
第２図は本発明の一実施例における色信号処理装置の構
成図を示すものである。第２図において２１は第１の角
周波数信号を得る手段，２２は第２の角周波数信号を得
る手段，２３は加算器，24は積分器，２５は乗算器，２
６は加算器，２７は遅延回路，２８は位相振幅変換器，
２９は信号の入力端子，３０は周波数変換器，３１は乗
算器，３２はフィルタ，３３は信号の出力端子である。
成図を示すものである。第２図において２１は第１の角
周波数信号を得る手段，２２は第２の角周波数信号を得
る手段，２３は加算器，24は積分器，２５は乗算器，２
６は加算器，２７は遅延回路，２８は位相振幅変換器，
２９は信号の入力端子，３０は周波数変換器，３１は乗
算器，３２はフィルタ，３３は信号の出力端子である。
以上のように構成された本実施例の色信号処理装置につ
いて以下その動作を説明する。本実施例は同期がＴ（一
定値）であるクロックに同期して動作するディジタル信
号処理回路であるので、時間ｔは離散的にｔ＝ｎＴ（ｎ
は整数）で表わせる。第１の角周波数信号を得る手段２
１は搬送色信号中のバースト信号の角周波数２πｆ
Ｃ（ｎＴ）にほぼ等しい第１の角周波数信号ω１（ｎ
Ｔ）を得るもので例えばＡＰＣである。第２の角周波数
信号を得る手段２２は水平同期信号の周波数ｆＨにほぼ
比例した第２の角周波数信号ω２（ｎＴ）（≒２πｋｆ
Ｈ）を得るもので例えばＡＦＣである。第１の角周波数
信号ω１（ｎＴ）と第２の角周波数信号ω２（ｎＴ）と
は加算器２３で加算されて周波数変換信号の角周波数で
ある第３の角周波数信号ω（ｎＴ）が得られる。第３の
角周波数信号ω（ｎＴ）は積分器２４により積分されて
位相信号θ（ｎＴ）となる。積分器２４は角周波数信号
ω（ｎＴ）に単位時間Ｔを乗算器２５により乗じて単位
時間当りの位相を得、時間Ｔの遅延を生じる遅延回路２
７を用いて加算器２５の出力を一方の入力に戻し乗算器
２５からの信号を他方の入力とする構成となっている。
これは積分が と表わせることによる。位相信号θ（ｎＴ）は位相振幅
変換器２８により振幅信号ａ（ｎＴ）＝cos（θ（ｎ
Ｔ））に変換される。位相振幅変換器２８は例えばＲＯ
Ｍ（Read Only Memory）で実現でき、位相信号θをメモ
リのアドレス信号として与えた時得られる出力データが
cosθとなるようにあらかじめＲＯＭにデータを書き込
んでおけば良い。周波数変換器３０は振幅信号ａ（ｎ
Ｔ）を周波数変換信号として端子２９に入力された信号
を周波数変換し端子３３より出力する。周波数変換器３
０は乗算器３１とフィルタ（ディジタル・フィルタであ
って通過帯域の中心周波数は記録時ｆＳ，再生時ｆＣで
ある。）とで構成されている。
いて以下その動作を説明する。本実施例は同期がＴ（一
定値）であるクロックに同期して動作するディジタル信
号処理回路であるので、時間ｔは離散的にｔ＝ｎＴ（ｎ
は整数）で表わせる。第１の角周波数信号を得る手段２
１は搬送色信号中のバースト信号の角周波数２πｆ
Ｃ（ｎＴ）にほぼ等しい第１の角周波数信号ω１（ｎ
Ｔ）を得るもので例えばＡＰＣである。第２の角周波数
信号を得る手段２２は水平同期信号の周波数ｆＨにほぼ
比例した第２の角周波数信号ω２（ｎＴ）（≒２πｋｆ
Ｈ）を得るもので例えばＡＦＣである。第１の角周波数
信号ω１（ｎＴ）と第２の角周波数信号ω２（ｎＴ）と
は加算器２３で加算されて周波数変換信号の角周波数で
ある第３の角周波数信号ω（ｎＴ）が得られる。第３の
角周波数信号ω（ｎＴ）は積分器２４により積分されて
位相信号θ（ｎＴ）となる。積分器２４は角周波数信号
ω（ｎＴ）に単位時間Ｔを乗算器２５により乗じて単位
時間当りの位相を得、時間Ｔの遅延を生じる遅延回路２
７を用いて加算器２５の出力を一方の入力に戻し乗算器
２５からの信号を他方の入力とする構成となっている。
これは積分が と表わせることによる。位相信号θ（ｎＴ）は位相振幅
変換器２８により振幅信号ａ（ｎＴ）＝cos（θ（ｎ
Ｔ））に変換される。位相振幅変換器２８は例えばＲＯ
Ｍ（Read Only Memory）で実現でき、位相信号θをメモ
リのアドレス信号として与えた時得られる出力データが
cosθとなるようにあらかじめＲＯＭにデータを書き込
んでおけば良い。周波数変換器３０は振幅信号ａ（ｎ
Ｔ）を周波数変換信号として端子２９に入力された信号
を周波数変換し端子３３より出力する。周波数変換器３
０は乗算器３１とフィルタ（ディジタル・フィルタであ
って通過帯域の中心周波数は記録時ｆＳ，再生時ｆＣで
ある。）とで構成されている。
ω１＝２πｆＣ ω２＝２πｋｆＨ＝２πｆＳ とすれば振幅信号ａ（ｎＴ）は次式で表わされる。
ａ（ｎＴ）＝cos２π（ｆＣ＋ｆＳ）ｎＴ） 記録時においては端子２９に入力された搬送色信号は搬
送周波数がｆＣからｆＳに変換されて端子３３に変換搬
送色信号が得られ、再生時においては端子２９に入力さ
れた変換搬送色信号は搬送周波数がｆＳからｆＣに変換
されて端子３３に搬送色信号が得られる。
送周波数がｆＣからｆＳに変換されて端子３３に変換搬
送色信号が得られ、再生時においては端子２９に入力さ
れた変換搬送色信号は搬送周波数がｆＳからｆＣに変換
されて端子３３に搬送色信号が得られる。
次に第２図中に示した第１の角周波数信号ω１を得る手
段の構成図を第３図に示す。第３図において、４１は搬
送色信号の入力端子，４２はバーストゲート信号の入力
端子，４３は位相比較器，４４はループフィルタ，４５
は角周波数信号ω１の出力端子，４６は制御発振器，４
７は加算器，４８は乗算器，４９はスイッチ，５０は積
分器，５１は位相振幅変換器である。端子４２からのバ
ーストゲート信号により動作期間を制御されて位相比較
器４３は、端子４１からの搬送色信号中のバースト信号
と制御発振器４６からの振幅信号との位相差をループフ
ィルタ４４を介して出力する。記録時においてはループ
フィルタ４４の出力で制御発振器４６の発振周波数を制
御するので、制御発振器４６からの振幅信号は搬送信号
中のバースト信号に位相同期し記録ＡＰＣを構成する。
制御発振器４６の出力である振幅信号を以下発振信号と
呼ぶことにする。乗算器４８の出力が前記第１の角周波
数ω１である。ループフィルタ４４の出力ｐは前記搬送
色信号と前記発振信号との位相差を表わす。前記構成に
より乗算器４８の出力である前記第１の角周波数信号ω
１は記録時、再生時ともに次式で表わせる。
段の構成図を第３図に示す。第３図において、４１は搬
送色信号の入力端子，４２はバーストゲート信号の入力
端子，４３は位相比較器，４４はループフィルタ，４５
は角周波数信号ω１の出力端子，４６は制御発振器，４
７は加算器，４８は乗算器，４９はスイッチ，５０は積
分器，５１は位相振幅変換器である。端子４２からのバ
ーストゲート信号により動作期間を制御されて位相比較
器４３は、端子４１からの搬送色信号中のバースト信号
と制御発振器４６からの振幅信号との位相差をループフ
ィルタ４４を介して出力する。記録時においてはループ
フィルタ４４の出力で制御発振器４６の発振周波数を制
御するので、制御発振器４６からの振幅信号は搬送信号
中のバースト信号に位相同期し記録ＡＰＣを構成する。
制御発振器４６の出力である振幅信号を以下発振信号と
呼ぶことにする。乗算器４８の出力が前記第１の角周波
数ω１である。ループフィルタ４４の出力ｐは前記搬送
色信号と前記発振信号との位相差を表わす。前記構成に
より乗算器４８の出力である前記第１の角周波数信号ω
１は記録時、再生時ともに次式で表わせる。
ω１＝ｌ・（ｐ＋ｒ） (1) 但しｌ，ｒは所定値である。
なお式(1)は次式のようにも表現できる。
ω１＝ｌ・ｐ＋ｌ・ｒ (1′) ここで第１項のｌ・ｐは前記発振信号と搬送色信号Ｃと
の位相差ｐが角周波数に変換されたもので、角周波数の
差すなわち誤差角周波数を表わしている。第２項のｌ・
ｒは一定値で基準となる角周波数であり、搬送色信号Ｃ
の搬送角周波数にほぼ等しいので、基準角周波数ωｃ′
としてよい。
の位相差ｐが角周波数に変換されたもので、角周波数の
差すなわち誤差角周波数を表わしている。第２項のｌ・
ｒは一定値で基準となる角周波数であり、搬送色信号Ｃ
の搬送角周波数にほぼ等しいので、基準角周波数ωｃ′
としてよい。
記録時において制御発振器４６内の積分器の入力である
発振角周波数ω０ｃはスイッチ４９により前記第１の角
周波数ω１に等しくなるので次式 ω０ｃ＝ｌ・（ｐ＋ｒ） (2) が成立する。
発振角周波数ω０ｃはスイッチ４９により前記第１の角
周波数ω１に等しくなるので次式 ω０ｃ＝ｌ・（ｐ＋ｒ） (2) が成立する。
記録時ループフィルタ４４は、発振信号に対する搬送色
信号Ｃの位相差ｐを出力するので、いま搬送色信号の位
相が進んで、位相差ｐがΔｐだけ大きくなれば、次(2)
により発振角周波数ω０ｃがｌ・Δｐだけ大きくなる。
これにより発振信号の位相が進むので、位相差の変化は
小さくなるように動作する。逆に搬送色信号の位相が遅
れて位相差ｐがΔｐだけ小さくなれば、式(2)により発
振角周波数ω０ｃがｌ・Δｐだけ小さくなり、発振信号
の位相が遅れるので、位相差の変化は小さくなる。すな
わち制御発振器４６は搬送色信号Ｃの位相変動に追従し
て常に一定位相差を保つように制御がかかる。従って発
振角周波数ω０ｃは搬送色信号Ｃの角周波数に等しくな
り、搬送色信号Ｃの角周波数２πｆｃ′に等しい第１の
角周波数信号ω１が得られる。これが第１の角周波数信
号ω１である。積分器５０の入力信号は角周波数信号ω
ｏｃであり積分されて位相信号に変換され、さらに位相
振幅変換器５１により角周波数がωｏｃである振幅信号
となって出力される。積分器５０，位相振幅変換器５１
の構成は第２図中に示した積分器２４，位相振幅変換器
２８と同様である。
信号Ｃの位相差ｐを出力するので、いま搬送色信号の位
相が進んで、位相差ｐがΔｐだけ大きくなれば、次(2)
により発振角周波数ω０ｃがｌ・Δｐだけ大きくなる。
これにより発振信号の位相が進むので、位相差の変化は
小さくなるように動作する。逆に搬送色信号の位相が遅
れて位相差ｐがΔｐだけ小さくなれば、式(2)により発
振角周波数ω０ｃがｌ・Δｐだけ小さくなり、発振信号
の位相が遅れるので、位相差の変化は小さくなる。すな
わち制御発振器４６は搬送色信号Ｃの位相変動に追従し
て常に一定位相差を保つように制御がかかる。従って発
振角周波数ω０ｃは搬送色信号Ｃの角周波数に等しくな
り、搬送色信号Ｃの角周波数２πｆｃ′に等しい第１の
角周波数信号ω１が得られる。これが第１の角周波数信
号ω１である。積分器５０の入力信号は角周波数信号ω
ｏｃであり積分されて位相信号に変換され、さらに位相
振幅変換器５１により角周波数がωｏｃである振幅信号
となって出力される。積分器５０，位相振幅変換器５１
の構成は第２図中に示した積分器２４，位相振幅変換器
２８と同様である。
再生時においては一定値の角周波数信号ω′ｃがスイッ
チ４６を介して積分器５０に入力されるので制御発振器
４６は一定の周波数ｆｃ′（＝ωｃ′／２π）で発振す
る。
チ４６を介して積分器５０に入力されるので制御発振器
４６は一定の周波数ｆｃ′（＝ωｃ′／２π）で発振す
る。
周波数変換器３０（第２図中）は、角周波数が（ω１＋
ω２）の周波数変換信号を用いて搬送角周波数ωｓ（＝
２πｆｓ）の変換搬送色信号Ｓを、搬送角周波数ω
ｃ（＝２πｆｃ）の搬送色信号Ｃに変換して出力する。
すなわち次式 ωｃ＝（ω１＋ω２）−ωｓ (3) が成立している。ここで第２の角周波数ω２は、後で述
べるようにＡＦＣにより時間平均的に角周波数ωｓに等
しくなるように制御されているので、角周波数ωｃは時
間平均的に角周波数信号ω１に等しい。ＶＴＲの再生信
号である変換搬送色信号Ｓは時間軸変動により位相変動
を有し、前記ＡＦＣはこれを除去するが、完全には応答
できないのでＡＦＣのみでは搬送色信号Ｃに位相変動が
残ってしまう。
ω２）の周波数変換信号を用いて搬送角周波数ωｓ（＝
２πｆｓ）の変換搬送色信号Ｓを、搬送角周波数ω
ｃ（＝２πｆｃ）の搬送色信号Ｃに変換して出力する。
すなわち次式 ωｃ＝（ω１＋ω２）−ωｓ (3) が成立している。ここで第２の角周波数ω２は、後で述
べるようにＡＦＣにより時間平均的に角周波数ωｓに等
しくなるように制御されているので、角周波数ωｃは時
間平均的に角周波数信号ω１に等しい。ＶＴＲの再生信
号である変換搬送色信号Ｓは時間軸変動により位相変動
を有し、前記ＡＦＣはこれを除去するが、完全には応答
できないのでＡＦＣのみでは搬送色信号Ｃに位相変動が
残ってしまう。
再生時ループフィルタ４４は、記録時とは逆に搬送色信
号Ｃに対する発振信号の位相差ｐを出力するように設定
されているので、いま搬送色信号Ｃの位相が発振信号よ
り遅れて位相差ｐがΔｐ小さくなると、式(1)により第
１の角周波数信号ω１はｌ・Δｐ大きくなる。また第１
の角周波数信号ω１は角周波数信号ω２に影響を全く与
えないので、第１の角周波数信号ω１がｌ・Δｐ大きく
なれば、搬送色信号Ｃの角周波数ωｃもｌ・Δｐ大きく
なる。これにより搬送色信号Ｃの位相が進むので、位相
差の変化は小さくなる。従って搬送色信号Ｃの位相変動
を除去するように、すなわち搬送色信号Ｃ中のバースト
信号の位相が一定となるように制御される。
号Ｃに対する発振信号の位相差ｐを出力するように設定
されているので、いま搬送色信号Ｃの位相が発振信号よ
り遅れて位相差ｐがΔｐ小さくなると、式(1)により第
１の角周波数信号ω１はｌ・Δｐ大きくなる。また第１
の角周波数信号ω１は角周波数信号ω２に影響を全く与
えないので、第１の角周波数信号ω１がｌ・Δｐ大きく
なれば、搬送色信号Ｃの角周波数ωｃもｌ・Δｐ大きく
なる。これにより搬送色信号Ｃの位相が進むので、位相
差の変化は小さくなる。従って搬送色信号Ｃの位相変動
を除去するように、すなわち搬送色信号Ｃ中のバースト
信号の位相が一定となるように制御される。
なお式(1′)は、加算器４７，乗算器４８の接続位置関
係は逆にした構成も可能であることを示している。すな
わち位相差ｐは乗算器４８に入力されて係数１が掛けら
れ、その出力は加算器４７に入力されて前記基準角周波
数ωｃ′が加算されて第１の角周波数ω１′が得られる
第２の構成も可能である。
係は逆にした構成も可能であることを示している。すな
わち位相差ｐは乗算器４８に入力されて係数１が掛けら
れ、その出力は加算器４７に入力されて前記基準角周波
数ωｃ′が加算されて第１の角周波数ω１′が得られる
第２の構成も可能である。
また上記実施例では記録時と再生時で位相比較器の位相
差出力の極性を切り換えていたが、位相比較切の極性を
切り換える代わりに上記第２の構成において乗算器４８
における係数をｌと−ｌに切り換える構成、または加算
器の代わりに加減算器を用い加算と減算を切り換える構
成等が可能である。
差出力の極性を切り換えていたが、位相比較切の極性を
切り換える代わりに上記第２の構成において乗算器４８
における係数をｌと−ｌに切り換える構成、または加算
器の代わりに加減算器を用い加算と減算を切り換える構
成等が可能である。
以上まとめると第１の角周波数ω１は、第１の搬送色信
号の搬送角周波数ωｃと基準角周波数ωｃ′との差であ
る誤差角周波数と前記基準角周波数ωｃ′との和または
差である。
号の搬送角周波数ωｃと基準角周波数ωｃ′との差であ
る誤差角周波数と前記基準角周波数ωｃ′との和または
差である。
第２図中に示した第２の角周波数信号を得る手段の構成
図を第４図に示す。第４図において６１は水平同期信号
の入力端子，６２は位相比較器，６３はループフィル
タ，６４は制御発振器，６５は加算器，６６は乗算器，
６７は積分器，６８は位相振幅変換器，６９は乗算器，
７０は第２の角周波数信号ω２の出力端子である。端子
６１からの水平同期信号と制御発振器６４からの振幅信
号との位相差を位相比較器６２はループフィルタ63を介
して出力する。制御発振器６４の発振周波数をループフ
ィルタ６３の出力が制御するので制御発振器６４からの
振幅信号は水平同期する。制御発振器６４の出力である
振幅信号を以下発振同期信号と呼ぶことにする。ループ
フィルタ６３の出力ｑは前記水平同期信号と前記発振同
期信号との位相差を表わす。第２の角周波数信号を得る
手段は記録時，再生時ともに同じ動作を行なう。前記構
成により前記発振角周波数ωＯＨは次式で表わせる。
図を第４図に示す。第４図において６１は水平同期信号
の入力端子，６２は位相比較器，６３はループフィル
タ，６４は制御発振器，６５は加算器，６６は乗算器，
６７は積分器，６８は位相振幅変換器，６９は乗算器，
７０は第２の角周波数信号ω２の出力端子である。端子
６１からの水平同期信号と制御発振器６４からの振幅信
号との位相差を位相比較器６２はループフィルタ63を介
して出力する。制御発振器６４の発振周波数をループフ
ィルタ６３の出力が制御するので制御発振器６４からの
振幅信号は水平同期する。制御発振器６４の出力である
振幅信号を以下発振同期信号と呼ぶことにする。ループ
フィルタ６３の出力ｑは前記水平同期信号と前記発振同
期信号との位相差を表わす。第２の角周波数信号を得る
手段は記録時，再生時ともに同じ動作を行なう。前記構
成により前記発振角周波数ωＯＨは次式で表わせる。
ωＯＨ＝ｍ・（ｑ＋ｓ） (4) 但しｍ，ｓは所定値である。
いま水平同期信号の位相が進んで、位相差ｑがΔｑ大き
くなれば、式(4)により振角周波数ωＯＨはｍ・Δｑだ
け大きくなり、発振同期信号の位相が進むので、位相差
の変化は小さくなるように動作する。逆に水平同期信号
の位相が遅れれば、発振同期信号の位相が遅れるので、
位相差の変化は小さくなるように動作する。すなわち制
御発振器６４は水平同期信号の位相変動に追従して常に
一定位相差を保つように制御がかかる。従って発振角周
波数ωＯＨは入力の水平同期信号の角周波２数πｆＨに
等しくなる（ωＯＨ＝２πｆＨ）。一方角周波数信号ω
ＯＨは乗算器６９により定数ｋ倍される。従って端子７
０には水平同期信号の周波数に比例した、すなわち２π
ｋｆＨなる等２の角周波数ω２（＝２πｆＳ）が得られ
る。
くなれば、式(4)により振角周波数ωＯＨはｍ・Δｑだ
け大きくなり、発振同期信号の位相が進むので、位相差
の変化は小さくなるように動作する。逆に水平同期信号
の位相が遅れれば、発振同期信号の位相が遅れるので、
位相差の変化は小さくなるように動作する。すなわち制
御発振器６４は水平同期信号の位相変動に追従して常に
一定位相差を保つように制御がかかる。従って発振角周
波数ωＯＨは入力の水平同期信号の角周波２数πｆＨに
等しくなる（ωＯＨ＝２πｆＨ）。一方角周波数信号ω
ＯＨは乗算器６９により定数ｋ倍される。従って端子７
０には水平同期信号の周波数に比例した、すなわち２π
ｋｆＨなる等２の角周波数ω２（＝２πｆＳ）が得られ
る。
なお式(4)は次式のようにも表現できる。
ωＯＨ＝ｍ・ｑ＋ｍ・ｓ (4) ここで第１項のｍ・ｑは前記発振同期信号と搬送色信号
との位相差ｑが角周波数に変換されたもので、角周波数
の差すなわち誤差角周波数を表わしている。第２項のｍ
・ｓは一定値であり、水平同期信号の角周波数にほぼ等
しいので、基準の水平角周波数ωＨ′としてよい。
との位相差ｑが角周波数に変換されたもので、角周波数
の差すなわち誤差角周波数を表わしている。第２項のｍ
・ｓは一定値であり、水平同期信号の角周波数にほぼ等
しいので、基準の水平角周波数ωＨ′としてよい。
従って加算器６５，乗算器６６の接続位置関係は逆とし
てもよい。すなわち位相差ｑは乗算器６６に入力されて
係数ｍが掛けられ、その出力は加算器６５に入力されて
ωＨ′が加算されて水平同期信号の角周波数２πｆＨが
得られる構成も可能である。
てもよい。すなわち位相差ｑは乗算器６６に入力されて
係数ｍが掛けられ、その出力は加算器６５に入力されて
ωＨ′が加算されて水平同期信号の角周波数２πｆＨが
得られる構成も可能である。
以上のように本実施例によれば、第１の角周波数信号と
第２の角周波数信号とを加算して第３の角周波数信号を
得る加算器と、第３の角周波数信号を積分して位相信号
を得る積分器と、位相信号を振幅信号に変換する位相振
幅変換器とを設けることにより、回路規模の大きなフィ
ルタを必要とする周波数変換器を従来の２つから１つに
減少でき、ＩＣの実現も容易となり、装置の小型化，コ
ストダウンが可能となる。ＩＣ化により外付け部品点数
も大幅に減らすことができる。位相信号から振幅信号の
変換においては周期性関数である余弦関数（または正弦
関数で、その初期位相は任意の一定値）を用いているの
で、周波数変換信号に不要な周波数成分がなく、得られ
る搬送色信号にも不要な周波数成分を生じない。
第２の角周波数信号とを加算して第３の角周波数信号を
得る加算器と、第３の角周波数信号を積分して位相信号
を得る積分器と、位相信号を振幅信号に変換する位相振
幅変換器とを設けることにより、回路規模の大きなフィ
ルタを必要とする周波数変換器を従来の２つから１つに
減少でき、ＩＣの実現も容易となり、装置の小型化，コ
ストダウンが可能となる。ＩＣ化により外付け部品点数
も大幅に減らすことができる。位相信号から振幅信号の
変換においては周期性関数である余弦関数（または正弦
関数で、その初期位相は任意の一定値）を用いているの
で、周波数変換信号に不要な周波数成分がなく、得られ
る搬送色信号にも不要な周波数成分を生じない。
またディジタル信号処理で実現されているので、調整が
不要であり特性の経時変化，温度変化も生じないといっ
た効果も有する。これはディジタル信号処理回路で構成
されに制御発振器４６，６４の発振周波数が設定データ
と動作クロック周波数（サンプリング周波数，通常精度
が良い、安定な特性を有する水晶発振器などより供給さ
れる）によって定まるからである。これに対しアナログ
の制御発振器（ＣＶＯ）は抵抗，コンデンサなどの値に
よりその発振周波数が定まるが、これら部品の特性はば
らつきを有し、時間とともに、または温度によって変化
するので、高精度の部品を用いるが、調整を行なうこと
が必要である。
不要であり特性の経時変化，温度変化も生じないといっ
た効果も有する。これはディジタル信号処理回路で構成
されに制御発振器４６，６４の発振周波数が設定データ
と動作クロック周波数（サンプリング周波数，通常精度
が良い、安定な特性を有する水晶発振器などより供給さ
れる）によって定まるからである。これに対しアナログ
の制御発振器（ＣＶＯ）は抵抗，コンデンサなどの値に
よりその発振周波数が定まるが、これら部品の特性はば
らつきを有し、時間とともに、または温度によって変化
するので、高精度の部品を用いるが、調整を行なうこと
が必要である。
前述した実施例において説明の都合上、角周波数信号，
位相信号を用いたがこれらにある定数を掛けた値の信号
であっても良いことはもちろんである。例えば、第１の
角周波数信号を得る手段及び第２の角周波数信号を得る
手段の出力が定数Ｔ（クロック周期）を掛けた角周波数
信号すなわちω１Ｔ，ω２Ｔ（これらは単位時間をＴと
した位相の差分である。）となるようにしても良く、こ
の時乗算器２５（第２図）は省略できる。
位相信号を用いたがこれらにある定数を掛けた値の信号
であっても良いことはもちろんである。例えば、第１の
角周波数信号を得る手段及び第２の角周波数信号を得る
手段の出力が定数Ｔ（クロック周期）を掛けた角周波数
信号すなわちω１Ｔ，ω２Ｔ（これらは単位時間をＴと
した位相の差分である。）となるようにしても良く、こ
の時乗算器２５（第２図）は省略できる。
第２図中の乗算器２５，第３図中の乗算器４８，第４図
中の乗算器６６，６９は一定係数を掛けているだけであ
りこれらの内いくつかの乗算器は係数が１となるような
構成とすることも可能であってこの時係数が１の乗算器
は省略できる。また、従来の色信号処理装置の例では記
録系，再生系ともにＡＦＣ，ＡＰＣを用いる方式であっ
たため本発明の実施例においてもＡＦＣ，ＡＰＣを用い
た方式を示したが、記録系においてはＡＰＣがなくＡＦ
Ｃのみの方式もあり、再生系においてはＡＦＣのみの方
式やＡＰＣのみの方式もあり、これら従来の方式におい
ても周波数変換器が実用上２つ必要であるといった問題
点はＡＦＣ，ＡＰＣ両方を用いる従来の方式と同じであ
る。これらの方式についても第１の角周波数信号または
第２の角周波数のどちらか一方のみを一定値とすること
で本発明を実施でき、前述した本発明の実施例と同様の
効果が得られることは明白である。
中の乗算器６６，６９は一定係数を掛けているだけであ
りこれらの内いくつかの乗算器は係数が１となるような
構成とすることも可能であってこの時係数が１の乗算器
は省略できる。また、従来の色信号処理装置の例では記
録系，再生系ともにＡＦＣ，ＡＰＣを用いる方式であっ
たため本発明の実施例においてもＡＦＣ，ＡＰＣを用い
た方式を示したが、記録系においてはＡＰＣがなくＡＦ
Ｃのみの方式もあり、再生系においてはＡＦＣのみの方
式やＡＰＣのみの方式もあり、これら従来の方式におい
ても周波数変換器が実用上２つ必要であるといった問題
点はＡＦＣ，ＡＰＣ両方を用いる従来の方式と同じであ
る。これらの方式についても第１の角周波数信号または
第２の角周波数のどちらか一方のみを一定値とすること
で本発明を実施でき、前述した本発明の実施例と同様の
効果が得られることは明白である。
また本実施例はディジタル信号処理回路により構成した
が理論的にはアナログ信号処理回路でも実現できる事は
明らかである。コンデンサ，インダクタで構成されＩＣ
の外付部品となっていたフィルタを本発明により１つ減
少でき、外付部品の少ないＩＣが実用可能となる。
が理論的にはアナログ信号処理回路でも実現できる事は
明らかである。コンデンサ，インダクタで構成されＩＣ
の外付部品となっていたフィルタを本発明により１つ減
少でき、外付部品の少ないＩＣが実用可能となる。
色信号処理装置によっては前述した周波数変換だけでな
く、再生時隣接するトラックからのクロストークをくし
形フィルタで除去するため、記録再生時の周波数変換に
際し、周波数変換信号を次のように処理する方式(a)，
(b)がある。
く、再生時隣接するトラックからのクロストークをくし
形フィルタで除去するため、記録再生時の周波数変換に
際し、周波数変換信号を次のように処理する方式(a)，
(b)がある。
（ａ）周波数変換信号の位相を１水平走査期間一定でか
つ周期的に変化させる方式。例えば周波数変換信号の周
波数（ｆＣ＋４０ｆＨ）とし１フレーム中の一方のフィ
ールド期間中は１水平走査期間毎に位相を９０度，１８
０度，２７０度，０度と９０度ずつシフトし、他方のフ
ィールド期間中は１水平走査期間毎に位相を２７０度，
１８０度，９０度，０度と−９０度ずつシフトするもの
である。
つ周期的に変化させる方式。例えば周波数変換信号の周
波数（ｆＣ＋４０ｆＨ）とし１フレーム中の一方のフィ
ールド期間中は１水平走査期間毎に位相を９０度，１８
０度，２７０度，０度と９０度ずつシフトし、他方のフ
ィールド期間中は１水平走査期間毎に位相を２７０度，
１８０度，９０度，０度と−９０度ずつシフトするもの
である。
（ｂ）周波数変換信号の周波数を少なくとも１フィール
ド期間または１記録トラック期間一定で、かつ周期的に
変化させる方式。例えば周波数変換信号の周波数を１フ
レーム中の一方のフィールド期間中は とし、他方のフィールド期間中は と周波数シフトするものである。
ド期間または１記録トラック期間一定で、かつ周期的に
変化させる方式。例えば周波数変換信号の周波数を１フ
レーム中の一方のフィールド期間中は とし、他方のフィールド期間中は と周波数シフトするものである。
上述した方式(a)，(b)の両方に対しても本発明は容易に
実現でき、本実施例と同じ効果を得ることができる。す
なわち方式(a)に対しては第２図に示した構成において
加算器と前記加算器の一方の入力に接続された少なくと
も１水平走査期間一定でかつ周期的に変化する第２の位
相信号を発生する手段とを追加し、積分器２４の出力が
前記加算器の他方の入力となり、かつ前記加算器の出力
が位相振幅変換器２８の入力とする構成とすればよい。
実現でき、本実施例と同じ効果を得ることができる。す
なわち方式(a)に対しては第２図に示した構成において
加算器と前記加算器の一方の入力に接続された少なくと
も１水平走査期間一定でかつ周期的に変化する第２の位
相信号を発生する手段とを追加し、積分器２４の出力が
前記加算器の他方の入力となり、かつ前記加算器の出力
が位相振幅変換器２８の入力とする構成とすればよい。
従来技術においてまず４倍の周波数すなわち４・ｆｓの
クロックをＡＦＣ４内で生成し、４分周、遅延すること
により９０度、１８０度、２７０度、０度の位相差を有
する４種の振幅信号を得、さらに所定周期でこれらの内
の１つを順次選択したものをＡＦＣ出力とすることによ
って所定周期で位相が９０度ずつ切り替わる周波数変換
信号を生成した。この動作をそのままディジタル信号処
理で実現すると複雑な回路となるが、本発明では第２図
において積分出力に所定周期的に位相が９０度、１８０
度、２７０度、０度と変化する第２の位相信号を加算す
る簡単な回路を付加するのみで精度の良い処理が実現で
きる。従来のアナログのＰＬＬ回路においては位相信号
に相当する信号がなく（制御発振器の入力は角周波数信
号に相当）、このような処理は考えられていなかった。
従来のアナログ処理においては周波数変換器５を介して
周波数変換信号を生成しているので、周波数変換器内部
のフィルタにより応答が劣化してしまう。
クロックをＡＦＣ４内で生成し、４分周、遅延すること
により９０度、１８０度、２７０度、０度の位相差を有
する４種の振幅信号を得、さらに所定周期でこれらの内
の１つを順次選択したものをＡＦＣ出力とすることによ
って所定周期で位相が９０度ずつ切り替わる周波数変換
信号を生成した。この動作をそのままディジタル信号処
理で実現すると複雑な回路となるが、本発明では第２図
において積分出力に所定周期的に位相が９０度、１８０
度、２７０度、０度と変化する第２の位相信号を加算す
る簡単な回路を付加するのみで精度の良い処理が実現で
きる。従来のアナログのＰＬＬ回路においては位相信号
に相当する信号がなく（制御発振器の入力は角周波数信
号に相当）、このような処理は考えられていなかった。
従来のアナログ処理においては周波数変換器５を介して
周波数変換信号を生成しているので、周波数変換器内部
のフィルタにより応答が劣化してしまう。
方式(b)に対しては第２の角周波数信号を得る手段が、
水平同期信号の周波数にほぼ比例し、少なくとも１フィ
ールド期間または１記録トラック期間一定でかつ周期的
に変化する第２の角周波数信号を発生する手段となる。
例えば第４図において乗算器６９の定数ｋ側の入力に２
入力１出力のスイッチを設け２入力の一方に定数ｋ
１を、他方に定数ｋ２を入力し、フィード毎にスイッチ
が切換わる構成とすれば良い。例えば である。別の方法として簡易的にはフィールド毎の角周
波数の差を第２図中の加算器２３の出力に１フィールド
置きに加えて積分器２４の入力とすることによっても実
現できる。
水平同期信号の周波数にほぼ比例し、少なくとも１フィ
ールド期間または１記録トラック期間一定でかつ周期的
に変化する第２の角周波数信号を発生する手段となる。
例えば第４図において乗算器６９の定数ｋ側の入力に２
入力１出力のスイッチを設け２入力の一方に定数ｋ
１を、他方に定数ｋ２を入力し、フィード毎にスイッチ
が切換わる構成とすれば良い。例えば である。別の方法として簡易的にはフィールド毎の角周
波数の差を第２図中の加算器２３の出力に１フィールド
置きに加えて積分器２４の入力とすることによっても実
現できる。
従来技術においては制御発振器の出力が分周器を介して
位相比較回路に入力されるようにＡＦＣ４を構成し、所
定周期でその分周比を切り換えることにより所定周期で
周波数のシフトする周波数変換信号を生成していた。こ
の動作をそのままディジタル信号処理で実現すると複雑
な回路となるが、本発明では乗算器６９の定数入力を切
り換える簡単な回路を付加するのみで精度の良い処理が
実現できる。従来構成では分周器がＡＦＣ４のフィード
バックリープ内にあるので、分周比を切り換えると過渡
応答を生じ、安定するまでに時間がかかる。さらに周波
数変換器５を介して周波数変換信号を得ているので周波
数変換器内部のフィルタにより応答が劣化するものであ
る。これに対し、本発明では周波数変換信号の角周波数
のシフトのための乗算器はＡＦＣループ外にあるので、
高速に応答できる。
位相比較回路に入力されるようにＡＦＣ４を構成し、所
定周期でその分周比を切り換えることにより所定周期で
周波数のシフトする周波数変換信号を生成していた。こ
の動作をそのままディジタル信号処理で実現すると複雑
な回路となるが、本発明では乗算器６９の定数入力を切
り換える簡単な回路を付加するのみで精度の良い処理が
実現できる。従来構成では分周器がＡＦＣ４のフィード
バックリープ内にあるので、分周比を切り換えると過渡
応答を生じ、安定するまでに時間がかかる。さらに周波
数変換器５を介して周波数変換信号を得ているので周波
数変換器内部のフィルタにより応答が劣化するものであ
る。これに対し、本発明では周波数変換信号の角周波数
のシフトのための乗算器はＡＦＣループ外にあるので、
高速に応答できる。
以上ＶＴＲを例にとって説明したが本発明はＶＴＲの色
信号処理装置のみに限定されるものでなく搬送色信号を
周波数変換する色信号処理装置、例えばビデオディスク
プレーヤー等に適用できるものである。
信号処理装置のみに限定されるものでなく搬送色信号を
周波数変換する色信号処理装置、例えばビデオディスク
プレーヤー等に適用できるものである。
発明の効果 本発明の色信号処理装置は、色信号をアナログ・ディジ
タル変換して得られたディジタル信号処理するものであ
って、第１の角周波数信号、第２の角周波数信号を求
め、角周波数領域で加算または減算することによって周
波数変換信号の第３の角周波数信号を得、積分して位相
領域の信号すなわち位相信号を振幅信号に変換して周波
数変換信号を得るものであり、周波数変換信号を生成す
るための周波数変換器を不要とでき、これによりディジ
タル信号処理回路規模を大幅に低減でき、低コストで集
積回路化できるので、部品点数の大幅に削減された低コ
ストの色信号処理装置を提供できる。また周波数変換信
号の位相情報である位相信号が得られるので位相シフト
処理も簡単に高精度かつ高速に行なうことができる。
タル変換して得られたディジタル信号処理するものであ
って、第１の角周波数信号、第２の角周波数信号を求
め、角周波数領域で加算または減算することによって周
波数変換信号の第３の角周波数信号を得、積分して位相
領域の信号すなわち位相信号を振幅信号に変換して周波
数変換信号を得るものであり、周波数変換信号を生成す
るための周波数変換器を不要とでき、これによりディジ
タル信号処理回路規模を大幅に低減でき、低コストで集
積回路化できるので、部品点数の大幅に削減された低コ
ストの色信号処理装置を提供できる。また周波数変換信
号の位相情報である位相信号が得られるので位相シフト
処理も簡単に高精度かつ高速に行なうことができる。
第１図は従来の色信号処理装置の構成を示すブロック
図、第２図は本発明の一実施例における色信号処理装置
の構成を示すブロック図、第３図は本発明の一実施例の
ＡＰＣの構成を示すブロック図、第４図は本発明の一実
施例のＡＦＣの構成を示すブロック図である。 ２１……（搬送色信号のバースト信号の角周波数にほぼ
等しい）第１の角周波数信号を得る手段、２２……（水
平同期信号の周波数にほぼ比例した）第２の角周波数信
号を得る手段、２３，２６……加算器、２４……積分
器、２５，３１……乗算器、２７……（単位時間Ｔの）
遅延回路、２８……位相振幅変換器、２９……信号の入
力端子３０……周波数変換器、３２……フィルタ、３３
…信号の出力端子。
図、第２図は本発明の一実施例における色信号処理装置
の構成を示すブロック図、第３図は本発明の一実施例の
ＡＰＣの構成を示すブロック図、第４図は本発明の一実
施例のＡＦＣの構成を示すブロック図である。 ２１……（搬送色信号のバースト信号の角周波数にほぼ
等しい）第１の角周波数信号を得る手段、２２……（水
平同期信号の周波数にほぼ比例した）第２の角周波数信
号を得る手段、２３，２６……加算器、２４……積分
器、２５，３１……乗算器、２７……（単位時間Ｔの）
遅延回路、２８……位相振幅変換器、２９……信号の入
力端子３０……周波数変換器、３２……フィルタ、３３
…信号の出力端子。
Claims (6)
- 【請求項１】色信号をアナログ・ディジタル変換して得
られたディジタル信号を処理する色信号処理装置であっ
て、 第１の搬送色信号を入力とし、周波数変換信号を用いて
搬送角周波数が第２の角周波数に実質的に等しい第２の
搬送色信号に周波数変換する周波数変換手段と、 前記第１の搬送色信号の角周波数にほぼ等しい第１の角
周波数信号を得る手段と、 水平同期信号の角周波数信号を得、所定係数を乗じて前
記第２の角周波数信号を得る手段と、 前記第１の角周波数信号と前記第２の角周波数信号との
和または差である第３の角周波数信号を得る演算手段
と、 前記第３の角周波数信号を積分して第１の位相信号を得
る積分手段と、 前記第１の位相信号の値に対応した所定周期関数の振幅
値を求めることにより前記第１の位相信号を振幅信号に
変換して前記周波数変換信号を得る手段とを備えたこと
を特徴とする色信号処理装置。 - 【請求項２】積分手段が、前記第３の角周波数信号を積
分して得られた位相信号に周期的に変化する所定の位相
信号を加えて第１の位相信号を得ることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の色信号処理装置。 - 【請求項３】第２の角周波数信号を得る手段が、水平同
期信号の角周波数に乗じる所定係数を所定周期で切り換
えることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の色信
号処理装置。 - 【請求項４】色信号をアナログ・ディジタル変換して得
られたディジタル信号を処理する色信号処理装置であっ
て、 第２の搬送色信号を入力とし、周波数変換信号を用いて
搬送角周波数が基準角周波数に実質的に等しい第１の搬
送色信号に周波数変換する周波数変換手段と、 前記第２の搬送色信号の角周波数にほぼ等しい第２の角
周波数信号を得る手段と、前記第１の搬送色信号の搬送
角周波数と前記基準角周波数と前記誤差角周波数との差
または和である第１の角周波数信号を得る手段と、 前記第１の角周波数信号と前記第２の角周波数信号との
和または差である第３の角周波数信号を得る演算手段
と、 前記第３の角周波数信号を積分して第１の位相信号を得
る積分手段と、 前記第１の位相信号の値に対応した所定周期関数の振幅
値を求めることにより前記第１の位相信号を振幅信号に
変換して前記周波数変換信号を得る手段とを備えたこと
を特徴とする色信号処理装置。 - 【請求項５】第２の角周波数信号を得る手段が、水平同
期信号の角周波数を得、所定係数を乗じて第２の角周波
数信号を得ることを特徴とする特許請求の範囲第４項記
載の色信号処理装置。 - 【請求項６】積分手段が、前記第３の角周波数を積分し
て得られた位相信号に周期的に変化する所定の位相信号
を加えて第１の位相信号を得ることを特徴とする特許請
求の範囲第４項記載の色信号処理装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59076050A JPH067687B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 色信号処理装置 |
| US06/722,576 US4672426A (en) | 1984-04-16 | 1985-04-12 | Chrominance signal processing apparatus |
| EP85302605A EP0161810B1 (en) | 1984-04-16 | 1985-04-15 | Chrominance signal processing apparatus |
| DE8585302605T DE3564068D1 (en) | 1984-04-16 | 1985-04-15 | Chrominance signal processing apparatus |
| KR1019850002545A KR900006489B1 (ko) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | 색신호 처리장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59076050A JPH067687B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 色信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60219887A JPS60219887A (ja) | 1985-11-02 |
| JPH067687B2 true JPH067687B2 (ja) | 1994-01-26 |
Family
ID=13593952
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59076050A Expired - Fee Related JPH067687B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 色信号処理装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4672426A (ja) |
| EP (1) | EP0161810B1 (ja) |
| JP (1) | JPH067687B2 (ja) |
| KR (1) | KR900006489B1 (ja) |
| DE (1) | DE3564068D1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6291094A (ja) * | 1985-10-16 | 1987-04-25 | Victor Co Of Japan Ltd | デジタル色信号処理回路 |
| AU6914791A (en) * | 1990-04-24 | 1991-11-11 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Video recorder with improved colour rendering |
| JPH0567753A (ja) * | 1991-04-17 | 1993-03-19 | Mitsubishi Electric Corp | 二重構造ウエルを有する半導体装置およびその製造方法 |
| DE19628996A1 (de) * | 1996-07-18 | 1998-01-22 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung eines Farbsignals |
| US11336116B2 (en) * | 2019-04-16 | 2022-05-17 | Aira, Inc. | High precision signal measurement in wireless charging system |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5090248A (ja) * | 1973-12-11 | 1975-07-19 | ||
| US4590510A (en) * | 1974-06-28 | 1986-05-20 | Ampex Corporation | System for processing a composite color television signal obtained from a recording medium |
| JPS53138636A (en) * | 1977-05-11 | 1978-12-04 | Hitachi Ltd | Transmission method of color video signal |
| US4356506A (en) * | 1979-06-18 | 1982-10-26 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Automatic chrominance control circuit for a color video tape recorder |
| US4314273A (en) * | 1980-05-29 | 1982-02-02 | Rca Corporation | Chrominance transcoder |
| US4318120A (en) * | 1980-07-23 | 1982-03-02 | Rca Corporation | Color TV buried subcarrier system |
| JPS57113687A (en) * | 1981-01-07 | 1982-07-15 | Sony Corp | Frequency synthesizer |
| US4554596A (en) * | 1981-11-04 | 1985-11-19 | Hitachi, Ltd. | Color video signal recording apparatus |
| JPS5955692A (ja) * | 1982-09-25 | 1984-03-30 | Victor Co Of Japan Ltd | カラ−映像信号記録装置及び記録再生装置 |
-
1984
- 1984-04-16 JP JP59076050A patent/JPH067687B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1985
- 1985-04-12 US US06/722,576 patent/US4672426A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-04-15 EP EP85302605A patent/EP0161810B1/en not_active Expired
- 1985-04-15 DE DE8585302605T patent/DE3564068D1/de not_active Expired
- 1985-04-16 KR KR1019850002545A patent/KR900006489B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4672426A (en) | 1987-06-09 |
| JPS60219887A (ja) | 1985-11-02 |
| DE3564068D1 (en) | 1988-09-01 |
| KR900006489B1 (ko) | 1990-09-01 |
| EP0161810B1 (en) | 1988-07-27 |
| KR850007348A (ko) | 1985-12-02 |
| EP0161810A1 (en) | 1985-11-21 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |