JPH0650880B2 - 復調回路 - Google Patents
復調回路Info
- Publication number
- JPH0650880B2 JPH0650880B2 JP62020303A JP2030387A JPH0650880B2 JP H0650880 B2 JPH0650880 B2 JP H0650880B2 JP 62020303 A JP62020303 A JP 62020303A JP 2030387 A JP2030387 A JP 2030387A JP H0650880 B2 JPH0650880 B2 JP H0650880B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- monostable multivibrator
- output
- voltage
- demodulation
- Prior art date
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
Description
【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明は復調回路、さらに詳しく云えばパルスカウント
形復調回路に関する。
形復調回路に関する。
(従来の技術) 従来より知られているパルスカウント形復調回路は、集
積化が可能になつたこと、調整が不用であることなどの
特徴を備えていることから頻繁に用いられるようになつ
てきている。
積化が可能になつたこと、調整が不用であることなどの
特徴を備えていることから頻繁に用いられるようになつ
てきている。
第2図は従来のパルスカウント形復調回路の代表的な回
路を示すブロツク図である。
路を示すブロツク図である。
第2図において、入力端子1に加えられる変調信号はシ
ユミツトトリガ回路2でパルス信号に変換された後、モ
ノステーブルマルチバイブレータ31で一定幅を持つP
PM信号に直接変換される。CのPPM信号は低域波
器4で高周波成分が除去され、コンパレータ7におい
て、基準電圧VRと比較され、基準電圧よりレベルの大
きい信号が復調信号として取り出される。
ユミツトトリガ回路2でパルス信号に変換された後、モ
ノステーブルマルチバイブレータ31で一定幅を持つP
PM信号に直接変換される。CのPPM信号は低域波
器4で高周波成分が除去され、コンパレータ7におい
て、基準電圧VRと比較され、基準電圧よりレベルの大
きい信号が復調信号として取り出される。
(発明が解決しようとする問題点) しかし、この方式ではパルスカウント形復調回路の復調
電圧はモノステーブルマルチバイブレータ31から得ら
れるパルスの幅とパルス高(パルス電圧)の積で規定さ
れるため、モノステーブルマルチバイブレータ31に加
えられる電源電圧が変動したり、モノステーブルマルチ
バイブレータ31自体が温度等で変化してパルス幅、パ
ルス高が変動したりするとモノステーブルマルチバイブ
レータ31の復調電圧、すなわち低域波器4の出力に
現われる復調電圧も変動することになる。したがつてF
SK信号、バイナリFM信号等のデイジタル信号を復調
する場合は、基準電圧+Veをもつてコンパレータ7に
おいて低域波器4の出力信号を比較してデータ列を取
り出しても基準電圧は上記に原因する復調電圧変動を吸
収できないため(ビツト符号誤り率)BERが復調電圧
の変動に伴つて悪化するという欠点があつた。
電圧はモノステーブルマルチバイブレータ31から得ら
れるパルスの幅とパルス高(パルス電圧)の積で規定さ
れるため、モノステーブルマルチバイブレータ31に加
えられる電源電圧が変動したり、モノステーブルマルチ
バイブレータ31自体が温度等で変化してパルス幅、パ
ルス高が変動したりするとモノステーブルマルチバイブ
レータ31の復調電圧、すなわち低域波器4の出力に
現われる復調電圧も変動することになる。したがつてF
SK信号、バイナリFM信号等のデイジタル信号を復調
する場合は、基準電圧+Veをもつてコンパレータ7に
おいて低域波器4の出力信号を比較してデータ列を取
り出しても基準電圧は上記に原因する復調電圧変動を吸
収できないため(ビツト符号誤り率)BERが復調電圧
の変動に伴つて悪化するという欠点があつた。
本発明の目的は上記の欠点を除去するもので、簡単にし
かも効果的に復調電圧の補償を行ない得るパルスカウン
ト形復調回路を提供することにある。
かも効果的に復調電圧の補償を行ない得るパルスカウン
ト形復調回路を提供することにある。
(問題点を解決するための手段) 前記目的を達成するために本発明による復調回路は変調
信号をパルス信号に変換するシユミツトトリガ回路と、
前記シユミツトトリガ回路の出力をPPM信号に変換す
る第1のモノステーブルマルチバイブレータと、前記変
調信号の中心周波数と一致する周波数で発振する水晶発
振器と、前記第1のモノステーブルマルチバイブレータ
と同一のチツプ上に形成され、前記水晶発振器の出力を
入力とする第2のモノステーブルマルチバイブレータ
と、前記第1のモノステーブルマルチバイブレータの出
力を入力とする第1の低域波器と、前記第2のモノマ
ルチバイブレータの出力を入力とする第2の低域波器
と、前記第1と第2の低域波器の出力を比較し、デー
タを取り出すコンパレータとから構成されている。
信号をパルス信号に変換するシユミツトトリガ回路と、
前記シユミツトトリガ回路の出力をPPM信号に変換す
る第1のモノステーブルマルチバイブレータと、前記変
調信号の中心周波数と一致する周波数で発振する水晶発
振器と、前記第1のモノステーブルマルチバイブレータ
と同一のチツプ上に形成され、前記水晶発振器の出力を
入力とする第2のモノステーブルマルチバイブレータ
と、前記第1のモノステーブルマルチバイブレータの出
力を入力とする第1の低域波器と、前記第2のモノマ
ルチバイブレータの出力を入力とする第2の低域波器
と、前記第1と第2の低域波器の出力を比較し、デー
タを取り出すコンパレータとから構成されている。
(実施例) 以下、図面を参照して本発明をさらに詳細に説明する。
第1図は本発明によるパルスカウント形復調回路の実施
例を示すブロツク図である。
例を示すブロツク図である。
本実施例は入力端子1、シユミツトトリガ回路2、第1
の低域波器4、水晶発振器5、第2の低域波器6、
コンパレータ回路7、出力端子8、第1のマルチバイブ
レータ回路31、第2のマルチバイブレータ32、抵抗
33,35およびコンデンサ34,36より構成されて
いる。
の低域波器4、水晶発振器5、第2の低域波器6、
コンパレータ回路7、出力端子8、第1のマルチバイブ
レータ回路31、第2のマルチバイブレータ32、抵抗
33,35およびコンデンサ34,36より構成されて
いる。
入力端子1に加えられた変調信号はシユミツトトリガ回
路2でパルス信号に変換され、第1のモノステーブルマ
ルチバイブレータ回路31でPPM信号に変換された
後、低域波器4で高周波成分が除去され復調電圧とな
つてコンパレータ7に加えられる。
路2でパルス信号に変換され、第1のモノステーブルマ
ルチバイブレータ回路31でPPM信号に変換された
後、低域波器4で高周波成分が除去され復調電圧とな
つてコンパレータ7に加えられる。
一方、水晶発振器5は入力端子1に加えられる変調信号
の中心周波数と同じ周波数で発振しており、その出力信
号は第2のマルチバイブレータ32に加えられる。第2
のマルチバイブレータ32より出力される信号は一定周
期のパルス列となつて第2の低域波器6に送られ、一
定の直流電圧となりコンパレータ7の基準電圧となる。
の中心周波数と同じ周波数で発振しており、その出力信
号は第2のマルチバイブレータ32に加えられる。第2
のマルチバイブレータ32より出力される信号は一定周
期のパルス列となつて第2の低域波器6に送られ、一
定の直流電圧となりコンパレータ7の基準電圧となる。
ここで第1、第2のモノステーブルマルチバイブレータ
のパルス幅を決定している抵抗33と35およびコンデ
ンサ34と36はそれぞれ同一の値に設定されており、
従つて第1、第2のモノステーブルマルチバイブレータ
31,32の出力パルス幅は同一となり、さらに入力端
子1に加えられる変調信号の中心周波数と水晶発振器5
の発振周波数は同一にしてあるためコンパレータ7に加
えられる復調電圧の中心電圧と基準電圧は一致すること
になる。
のパルス幅を決定している抵抗33と35およびコンデ
ンサ34と36はそれぞれ同一の値に設定されており、
従つて第1、第2のモノステーブルマルチバイブレータ
31,32の出力パルス幅は同一となり、さらに入力端
子1に加えられる変調信号の中心周波数と水晶発振器5
の発振周波数は同一にしてあるためコンパレータ7に加
えられる復調電圧の中心電圧と基準電圧は一致すること
になる。
また第1、第2のモノステーブルマルチバイブレータ3
1,32は同一チツプ上に形成されており、そのために
電源電圧、温度変動による出力電圧の変動も同一とな
り、コンパレータ7においては復調電圧の中心電圧と基
準電圧は常に一致することになり最良のコンパレーシヨ
ンとBERが得られることになる。そして水晶発振器を
用いているので入力端子1に加えられる変調信号の中心
周波数安定度が良好であれば相互の周波数ずれによる電
圧ずれも発生しない。
1,32は同一チツプ上に形成されており、そのために
電源電圧、温度変動による出力電圧の変動も同一とな
り、コンパレータ7においては復調電圧の中心電圧と基
準電圧は常に一致することになり最良のコンパレーシヨ
ンとBERが得られることになる。そして水晶発振器を
用いているので入力端子1に加えられる変調信号の中心
周波数安定度が良好であれば相互の周波数ずれによる電
圧ずれも発生しない。
(発明の効果) 以上、説明したように、本発明は同一チツプ上に形成さ
れた2つのモノステーブルマルチバイブレータを用い、
片側に変調信号、もう一方にこの変調信号の中心周波数
と同一の周波数を水晶発振器から加え前者の復調電圧を
後者で得られた基準電圧で比較し、得るようにしている
ので電源電圧変動、温度変動等に影響されない復調信号
を得ることができる。この回路をFSK信号、バイナリ
ーFM信号等の復調に用いればその効果は非常に大きい
ものとなる。
れた2つのモノステーブルマルチバイブレータを用い、
片側に変調信号、もう一方にこの変調信号の中心周波数
と同一の周波数を水晶発振器から加え前者の復調電圧を
後者で得られた基準電圧で比較し、得るようにしている
ので電源電圧変動、温度変動等に影響されない復調信号
を得ることができる。この回路をFSK信号、バイナリ
ーFM信号等の復調に用いればその効果は非常に大きい
ものとなる。
第1図は本発明による復調回路の実施例を示すブロツク
図、第2図は従来のパルスカウント形復調回路の代表的
な例を示すブロツク図である。 1……入力端子 2……シユミツトトリガ回路 3……モノステーブルマルチバイブレータ回路 4,6……低域波器 5……水晶発振器 7……コンパレータ 8……出力端子 31,32……モノステーブルマルチバイブレータ 33,35……抵抗 34,36……コンデンサ
図、第2図は従来のパルスカウント形復調回路の代表的
な例を示すブロツク図である。 1……入力端子 2……シユミツトトリガ回路 3……モノステーブルマルチバイブレータ回路 4,6……低域波器 5……水晶発振器 7……コンパレータ 8……出力端子 31,32……モノステーブルマルチバイブレータ 33,35……抵抗 34,36……コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項1】変調信号をパルス信号に変換するシユミツ
トトリガ回路と、前記シユミツトトリガ回路の出力をP
PM信号に変換する第1のモノステーブルマルチバイブ
レータと、前記変調信号の中心周波数と一致する周波数
で発振する水晶発振器と、前記第1のモノステーブルマ
ルチバイブレータと同一のチツプ上に形成され、前記水
晶発振器の出力を入力とする第2のモノステーブルマル
チバイブレータと、前記第1のモノステーブルマルチバ
イブレータの出力を入力とする第1の低域波器と、前
記第2のモノマルチバイブレータの出力を入力とする第
2の低域波器と、前記第1と第2の低域波器の出力
を比較し、データを取り出すコンパレータとから構成し
たことを特徴とする復調回路。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62020303A JPH0650880B2 (ja) | 1987-01-30 | 1987-01-30 | 復調回路 |
US07/148,962 US4887044A (en) | 1987-01-30 | 1988-01-27 | Pulse counter type demodulator |
EP88101305A EP0276868A3 (en) | 1987-01-30 | 1988-01-29 | Demodulation circuit |
CA000557655A CA1284827C (en) | 1987-01-30 | 1988-01-29 | Demodulation circuit |
AU11162/88A AU600422B2 (en) | 1987-01-30 | 1988-02-01 | Pulse counter type demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62020303A JPH0650880B2 (ja) | 1987-01-30 | 1987-01-30 | 復調回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63187950A JPS63187950A (ja) | 1988-08-03 |
JPH0650880B2 true JPH0650880B2 (ja) | 1994-06-29 |
Family
ID=12023383
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62020303A Expired - Lifetime JPH0650880B2 (ja) | 1987-01-30 | 1987-01-30 | 復調回路 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4887044A (ja) |
EP (1) | EP0276868A3 (ja) |
JP (1) | JPH0650880B2 (ja) |
AU (1) | AU600422B2 (ja) |
CA (1) | CA1284827C (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69030525T2 (de) * | 1989-05-16 | 1997-10-02 | Canon Kk | Vorrichtung zur Verarbeitung eines übertragenen digitalen Videosignals |
US5220275A (en) * | 1991-07-26 | 1993-06-15 | Ericsson Ge Mobile Communication Holding, Inc. | Accumulator phase digitizer |
EP0683586A2 (en) * | 1994-05-20 | 1995-11-22 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | FSK receiver |
TW595128B (en) * | 2002-04-09 | 2004-06-21 | Mstar Semiconductor Inc | Radio frequency data communication device in CMOS process |
CN100495915C (zh) * | 2006-12-28 | 2009-06-03 | 北京时代民芯科技有限公司 | 一种cmos单稳态电路 |
JP4947391B2 (ja) * | 2009-12-18 | 2012-06-06 | 美男 豊田 | 折りたたみ式正座椅子 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3233181A (en) * | 1963-01-28 | 1966-02-01 | Ibm | Frequency shift signal demodulator |
US3529247A (en) * | 1967-09-20 | 1970-09-15 | Us Army | Pulse repetition to analog voltage converter |
JPS6017955Y2 (ja) * | 1978-06-15 | 1985-05-31 | 日本電気株式会社 | 信号変換回路 |
US4447772A (en) * | 1981-09-25 | 1984-05-08 | Motorola Inc. | Temperature stable pulse counting FM detector |
-
1987
- 1987-01-30 JP JP62020303A patent/JPH0650880B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-01-27 US US07/148,962 patent/US4887044A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-01-29 CA CA000557655A patent/CA1284827C/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-01-29 EP EP88101305A patent/EP0276868A3/en not_active Withdrawn
- 1988-02-01 AU AU11162/88A patent/AU600422B2/en not_active Ceased
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS63187950A (ja) | 1988-08-03 |
US4887044A (en) | 1989-12-12 |
AU600422B2 (en) | 1990-08-09 |
CA1284827C (en) | 1991-06-11 |
AU1116288A (en) | 1988-08-04 |
EP0276868A3 (en) | 1990-04-11 |
EP0276868A2 (en) | 1988-08-03 |
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