JPH0642783B2 - インバータ用変圧器の偏磁防止方法 - Google Patents
インバータ用変圧器の偏磁防止方法Info
- Publication number
- JPH0642783B2 JPH0642783B2 JP59105576A JP10557684A JPH0642783B2 JP H0642783 B2 JPH0642783 B2 JP H0642783B2 JP 59105576 A JP59105576 A JP 59105576A JP 10557684 A JP10557684 A JP 10557684A JP H0642783 B2 JPH0642783 B2 JP H0642783B2
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- Japan
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- signal
- winding current
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- transformer
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、インバータ式溶接電源等に適用して好適な
インバータ用変圧器の偏磁防止方法に関する。
インバータ用変圧器の偏磁防止方法に関する。
第３図は、従来のインバータ式溶接電源の一例を示すブ
ロツク図である。この図において、１は、３相交流電源
２よりスイツチ３を介して供給される交流電圧を整流す
る順変換器、４は平滑用のコンデンサである。順変換器
１から供給される直流は、４つのスイツチング素子５ａ
〜５ｄからなるインバータ５によつて交流電圧Ｖ１に変
換され、この交流電圧Ｖ１が直流分除去用のコンデンサ
６を介して変圧器７の１次巻線７ａに供給される。前記
交流電圧Ｖ１は変圧器７で電圧変換され、２次巻線７ｂ
の両端に接続されたダイオード８ａ，８ｂによつて全波
整流されて再び直流となる。そして、この直流のプラス
側がリアクトル９、接触子１０を介してワイヤ１１に接
続され、マイナス側がシヤント抵抗１３を介して溶接母
材１４に接続されている。そして、リアクトル９→接触
子１０→ワイヤ１１→アーク１５→溶接母材１４→シヤ
ント抵抗１３を通つて溶接電流Ｉが流れ、ワイヤ１１が
溶融されて溶接が行われる。
ロツク図である。この図において、１は、３相交流電源
２よりスイツチ３を介して供給される交流電圧を整流す
る順変換器、４は平滑用のコンデンサである。順変換器
１から供給される直流は、４つのスイツチング素子５ａ
〜５ｄからなるインバータ５によつて交流電圧Ｖ１に変
換され、この交流電圧Ｖ１が直流分除去用のコンデンサ
６を介して変圧器７の１次巻線７ａに供給される。前記
交流電圧Ｖ１は変圧器７で電圧変換され、２次巻線７ｂ
の両端に接続されたダイオード８ａ，８ｂによつて全波
整流されて再び直流となる。そして、この直流のプラス
側がリアクトル９、接触子１０を介してワイヤ１１に接
続され、マイナス側がシヤント抵抗１３を介して溶接母
材１４に接続されている。そして、リアクトル９→接触
子１０→ワイヤ１１→アーク１５→溶接母材１４→シヤ
ント抵抗１３を通つて溶接電流Ｉが流れ、ワイヤ１１が
溶融されて溶接が行われる。
一方、シヤント抵抗１３によつて検出された溶接電流Ｉ
は、増幅器１６で増幅されてフイードバツク信号Ｉｆに
変換され、ＰＩ演算器１７に供給される。ＰＩ演算器１
７は、溶接電流設定器１８によつて設定される設定値Ｉ
ｓと、前記フイードバツク信号Ｉｆの差を比例・積分演
算して出力するもので、その出力（動作信号）Δｅが加
え合わせ点１９に供給される。加え合わせ点１９には、
三角波発生器２０から三角波ＴＷが供給されて、動作信
号Δｅとの和がとられ、和信号がコンパレータ２１に供
給される。このコンパレータ２１は、ＴＷ＋Δｅ＞０の
とき、すなわち、ＴＷ＞−Δｅのときに“Ｌ”レベルの
信号を出力し、これがパルス分配器２２に供給される
と、パルス分配器２２は信号ＳＧにより、スイツチング
素子５ａおよび５ｄ、または、５ｂおよび５ｃを交互に
オン／オフ制御する。こうして、変圧器７の１次巻線７
ａには、第２図(ロ)に示す交流電圧Ｖ１がコンデンサ６
を介して供給される。なお、同図(イ)は三角波ＴＷの波
形図である。また、第３図中、Ｍはワイヤ１１送給用の
電動機、Ｄは環流用のダイオードである。
は、増幅器１６で増幅されてフイードバツク信号Ｉｆに
変換され、ＰＩ演算器１７に供給される。ＰＩ演算器１
７は、溶接電流設定器１８によつて設定される設定値Ｉ
ｓと、前記フイードバツク信号Ｉｆの差を比例・積分演
算して出力するもので、その出力（動作信号）Δｅが加
え合わせ点１９に供給される。加え合わせ点１９には、
三角波発生器２０から三角波ＴＷが供給されて、動作信
号Δｅとの和がとられ、和信号がコンパレータ２１に供
給される。このコンパレータ２１は、ＴＷ＋Δｅ＞０の
とき、すなわち、ＴＷ＞−Δｅのときに“Ｌ”レベルの
信号を出力し、これがパルス分配器２２に供給される
と、パルス分配器２２は信号ＳＧにより、スイツチング
素子５ａおよび５ｄ、または、５ｂおよび５ｃを交互に
オン／オフ制御する。こうして、変圧器７の１次巻線７
ａには、第２図(ロ)に示す交流電圧Ｖ１がコンデンサ６
を介して供給される。なお、同図(イ)は三角波ＴＷの波
形図である。また、第３図中、Ｍはワイヤ１１送給用の
電動機、Ｄは環流用のダイオードである。
ところで、上述した従来のインバータ式溶接電源におい
ては、スイツチング素子５ａ〜５ｄの遅れ等の要因によ
り、インバータ５の出力電圧Ｖ１が正負いずれかの側に
偏つてしまい、この出力電圧Ｖ１に直流成分が現われる
という問題があつた。このため、インバータ５の出力電
圧Ｖ１を１次巻線７ａに直接供給すると電圧×時間面積
に支配される励磁電流が直流成分によつて過大なものと
なつて強磁界ができ、これが鉄心の許容する磁束密度を
超えると飽和が生じて急激なインピーダンスの低下を招
き、過電流が流れて正常な動作を続けられなくなつてし
まう。そこで、これを防止するためには、負荷電流を流
しうる偏磁防止用のコンデンサ６を挿入して、変圧器７
に直流成分が加わるのを防止することが不可欠となる。
しかしながら、コンデンサ６は、半導体素子などと較べ
ると極めて効果なために、装置全体のコストに占める割
合が無視し得なくなるという問題があつた。
ては、スイツチング素子５ａ〜５ｄの遅れ等の要因によ
り、インバータ５の出力電圧Ｖ１が正負いずれかの側に
偏つてしまい、この出力電圧Ｖ１に直流成分が現われる
という問題があつた。このため、インバータ５の出力電
圧Ｖ１を１次巻線７ａに直接供給すると電圧×時間面積
に支配される励磁電流が直流成分によつて過大なものと
なつて強磁界ができ、これが鉄心の許容する磁束密度を
超えると飽和が生じて急激なインピーダンスの低下を招
き、過電流が流れて正常な動作を続けられなくなつてし
まう。そこで、これを防止するためには、負荷電流を流
しうる偏磁防止用のコンデンサ６を挿入して、変圧器７
に直流成分が加わるのを防止することが不可欠となる。
しかしながら、コンデンサ６は、半導体素子などと較べ
ると極めて効果なために、装置全体のコストに占める割
合が無視し得なくなるという問題があつた。
本発明は、この問題を解決しようとするものである。
上記問題を解決するために、この発明は、インバータ
と、このインバータの出力側に接続された変圧器とを有
し、前記インバータのスイッチング素子の導通期間を決
定する動作信号により出力制御を行うようにした電源装
置において、前記変圧器のインバータ側の巻線電源を正
側負側それぞれ独立して検出するとともに、一方の側か
ら他方の側を減算し、この減算結果の積分信号を、設定
値と前記インバータの制御対象から得られたフィードバ
ック信号との偏差信号である前記動作信号に、前記巻線
電流が前記一方の側であるときには極性を反転して重畳
する一方、前記他方の側であるときには正転して重畳
し、前記各スイッチング素子の各動作サイクル毎に前記
巻線電流の大きい側のインバータスイッチング素子導通
期間を小とし、かつ、前記巻線電流の小さい側のインバ
ータスイッチング素子導通期間を大とするか、あるい
は、上記動作の少くとも一方を行うことを特徴としてい
る。
と、このインバータの出力側に接続された変圧器とを有
し、前記インバータのスイッチング素子の導通期間を決
定する動作信号により出力制御を行うようにした電源装
置において、前記変圧器のインバータ側の巻線電源を正
側負側それぞれ独立して検出するとともに、一方の側か
ら他方の側を減算し、この減算結果の積分信号を、設定
値と前記インバータの制御対象から得られたフィードバ
ック信号との偏差信号である前記動作信号に、前記巻線
電流が前記一方の側であるときには極性を反転して重畳
する一方、前記他方の側であるときには正転して重畳
し、前記各スイッチング素子の各動作サイクル毎に前記
巻線電流の大きい側のインバータスイッチング素子導通
期間を小とし、かつ、前記巻線電流の小さい側のインバ
ータスイッチング素子導通期間を大とするか、あるい
は、上記動作の少くとも一方を行うことを特徴としてい
る。
前記積分信号の重畳された動作信号によつてインバータ
スイツチング素子を動作サイクル毎にオン／オフするこ
とにより、巻線電流の大きい側のインバータスイツチン
グ素子導通期間を小とし、巻線電流の小さい側のインバ
ータスイツチング素子導通期間を大として、巻線電流の
正負双方の平衡をとる。または、上記動作のいずれか一
方を行うことにより前記平衡をとる。これによつてイン
バータから出力される交流は直流成分を含まないものと
なり、偏磁防止用のコンデンサを除去することが可能と
なる。
スイツチング素子を動作サイクル毎にオン／オフするこ
とにより、巻線電流の大きい側のインバータスイツチン
グ素子導通期間を小とし、巻線電流の小さい側のインバ
ータスイツチング素子導通期間を大として、巻線電流の
正負双方の平衡をとる。または、上記動作のいずれか一
方を行うことにより前記平衡をとる。これによつてイン
バータから出力される交流は直流成分を含まないものと
なり、偏磁防止用のコンデンサを除去することが可能と
なる。
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロツク図で
あり、第３図の各部に対応する部分には同一の符号を付
してある。この図において、インバータ５の出力は変圧
器７の１次巻線７ａに直結され、偏磁防止用のコンデン
サ６が除かれている。また、３１，３２は、ホール素子
と増幅器からなる電流検出器であり、電流検出器３１は
１次巻線７ａに流れる電流Ｉ１の正側、電流検出器３２
は負側を各々検出し、前者の検出出力Ｓ１は加え合わせ
点３３に加算され、後者の検出出力Ｓ２は減算される。
そして、加え合わせ点３３の出力は、増幅率が−１の積
分器３４の入力端に印加され、前記検出出力Ｓ１，Ｓ２
の積分値ＳＩが出力される（第２図(ハ)）。この場合、
検出出力Ｓ１，Ｓ２の時間幅が一致しているときのみ積
分値ＳＩ＝０となり、Ｓ１＞Ｓ２のときＳ１＜０、Ｓ１
＜Ｓ２のときＳ１＞０となる。
あり、第３図の各部に対応する部分には同一の符号を付
してある。この図において、インバータ５の出力は変圧
器７の１次巻線７ａに直結され、偏磁防止用のコンデン
サ６が除かれている。また、３１，３２は、ホール素子
と増幅器からなる電流検出器であり、電流検出器３１は
１次巻線７ａに流れる電流Ｉ１の正側、電流検出器３２
は負側を各々検出し、前者の検出出力Ｓ１は加え合わせ
点３３に加算され、後者の検出出力Ｓ２は減算される。
そして、加え合わせ点３３の出力は、増幅率が−１の積
分器３４の入力端に印加され、前記検出出力Ｓ１，Ｓ２
の積分値ＳＩが出力される（第２図(ハ)）。この場合、
検出出力Ｓ１，Ｓ２の時間幅が一致しているときのみ積
分値ＳＩ＝０となり、Ｓ１＞Ｓ２のときＳ１＜０、Ｓ１
＜Ｓ２のときＳ１＞０となる。
前記積分値ＳＩは、巻線電流Ｉ１が負のときにオン、正
のときにオフとなるスイツチング素子３５の一端に供給
される一方、巻線電流Ｉ１が正のときにオン、負のとき
にオフとなるスイツチング素子３６の一端に、符号反転
増幅器３７を介して供給される。また、上記スイツチン
グ素子３５，３６の各他端は共通接続され、その出力信
号（積分信号）ＳＩａ（第２図(ニ)）が加え合わせ点３
８へ供給される。
のときにオフとなるスイツチング素子３５の一端に供給
される一方、巻線電流Ｉ１が正のときにオン、負のとき
にオフとなるスイツチング素子３６の一端に、符号反転
増幅器３７を介して供給される。また、上記スイツチン
グ素子３５，３６の各他端は共通接続され、その出力信
号（積分信号）ＳＩａ（第２図(ニ)）が加え合わせ点３
８へ供給される。
なお、前記スイツチング素子３５，３６のオン／オフ
は、パルス分配器２２からの信号によつて行われる。加
え合わせ点３８は、ＰＩ演算器１７から出力される動作
信号Δｅから積分信号ＳＩａを減算して得た信号Ｓｅ
（第２図(ヘ)）を加え合わせ点１９へ供給する。この結
果コンパレータ２１は、TW+Se＞０のとき、すなわち、T
W＞-Seのときに“Ｌ”レベルの信号を出力し、これがパ
ルス分配器２２に供給されると、パルス分配器２２は信
号ＳＧによりスイツチング素子５ａおよび５ｄ、または
５ｂおよび５ｃを交互にオン／オフ制御し、出力電圧Ｖ
１を形成する。この場合、第２図(イ)，(ヘ)から判るよう
に、信号−Δｅおよび−Ｓｅが下がるほど、電圧Ｖ１の
パルス幅が広がるようになつている。
は、パルス分配器２２からの信号によつて行われる。加
え合わせ点３８は、ＰＩ演算器１７から出力される動作
信号Δｅから積分信号ＳＩａを減算して得た信号Ｓｅ
（第２図(ヘ)）を加え合わせ点１９へ供給する。この結
果コンパレータ２１は、TW+Se＞０のとき、すなわち、T
W＞-Seのときに“Ｌ”レベルの信号を出力し、これがパ
ルス分配器２２に供給されると、パルス分配器２２は信
号ＳＧによりスイツチング素子５ａおよび５ｄ、または
５ｂおよび５ｃを交互にオン／オフ制御し、出力電圧Ｖ
１を形成する。この場合、第２図(イ)，(ヘ)から判るよう
に、信号−Δｅおよび−Ｓｅが下がるほど、電圧Ｖ１の
パルス幅が広がるようになつている。
次に、第２図の波形図を参照して本実施例の動作を説明
する。
する。
まず、インバータ５の出力電圧Ｖ１に偏りのない場合に
ついて説明する。このとき、電圧Ｖ１の波形は第２図
(ロ)に破線で示すように、正負のパルス幅が一致したも
のとなり、これら正負のパルスの積分値が互に打消し合
い、零の上下に微小振幅で振動する（第２図(ハ)，(ニ)の
破線参照）。この結果、信号ＳｅはΔｅとほぼ一致し
（厳密にはΔｅを中心に、上記の１パルスを積分した微
小振幅で振動する）、正負の平衡が維持される。
ついて説明する。このとき、電圧Ｖ１の波形は第２図
(ロ)に破線で示すように、正負のパルス幅が一致したも
のとなり、これら正負のパルスの積分値が互に打消し合
い、零の上下に微小振幅で振動する（第２図(ハ)，(ニ)の
破線参照）。この結果、信号ＳｅはΔｅとほぼ一致し
（厳密にはΔｅを中心に、上記の１パルスを積分した微
小振幅で振動する）、正負の平衡が維持される。
次に、第２図(ロ)に実線で示すように、正のパルス幅が
広がり、負のパルス幅が狭まつた場合について説明す
る。このとき、正パルスの積分値の方が負パルスの積分
値より大きくなるので、積分値ＳＩが負の方向へ漸増す
る（第２図(ハ)）。この積分値ＳＩは、スイツチング素
子３５，３６および符号反転増幅器３７の働きによつて
正負に振られ、同図(ニ)に示す積分信号ＳＩａが形成さ
れる。積分信号ＳＩａは動作信号Δｅから減算され、同
図(ヘ)に示す信号Ｓｅとなる。そして、三角形TW＞-Seの
ときに、パルス分配器２２から信号ＳＧが出力され、イ
ンバータスイツチング素子５ａおよび５ｄまたは５ｂお
よび５ｃが交互にオン／オフされ、電圧Ｖ１が出力され
る。
広がり、負のパルス幅が狭まつた場合について説明す
る。このとき、正パルスの積分値の方が負パルスの積分
値より大きくなるので、積分値ＳＩが負の方向へ漸増す
る（第２図(ハ)）。この積分値ＳＩは、スイツチング素
子３５，３６および符号反転増幅器３７の働きによつて
正負に振られ、同図(ニ)に示す積分信号ＳＩａが形成さ
れる。積分信号ＳＩａは動作信号Δｅから減算され、同
図(ヘ)に示す信号Ｓｅとなる。そして、三角形TW＞-Seの
ときに、パルス分配器２２から信号ＳＧが出力され、イ
ンバータスイツチング素子５ａおよび５ｄまたは５ｂお
よび５ｃが交互にオン／オフされ、電圧Ｖ１が出力され
る。
この場合、第２図(ヘ)に示すように、電圧Ｖ１が正のと
きには、信号−Ｓｅが動作信号−Δｅより正となり、Ｖ
１が負のときには−Δｅより負となるから、スイツチン
グ素子５ａ〜５ｄは、正パルス幅が狭まり、負パルス幅
が広がるようにコントロールされる。こうして、動作信
号Δｅに積分信号ＳＩａを重畳することによつて、正負
パルスの平衡がとられて積分信号ＳＩａが零になる方向
の制御が行われる。この結果、正、負のパルス幅が常に
等しく保たれるので、偏磁防止用のコンデンサ６がなく
ても、変圧器７は偏磁現象を起こすおとがなく、常に良
好な動作をなすことができる。
きには、信号−Ｓｅが動作信号−Δｅより正となり、Ｖ
１が負のときには−Δｅより負となるから、スイツチン
グ素子５ａ〜５ｄは、正パルス幅が狭まり、負パルス幅
が広がるようにコントロールされる。こうして、動作信
号Δｅに積分信号ＳＩａを重畳することによつて、正負
パルスの平衡がとられて積分信号ＳＩａが零になる方向
の制御が行われる。この結果、正、負のパルス幅が常に
等しく保たれるので、偏磁防止用のコンデンサ６がなく
ても、変圧器７は偏磁現象を起こすおとがなく、常に良
好な動作をなすことができる。
なお、上記実施例においては、正負両方のパルス幅をコ
ントロールする場合について述べたが、どちらか一方の
パルス幅を他方のパルス幅に合致させるようにしても同
様の効果を上げることができる。また、電圧検出器３
１，３２は、スイツチング素子５ａおよび５ｃ側に設け
てもよい。
ントロールする場合について述べたが、どちらか一方の
パルス幅を他方のパルス幅に合致させるようにしても同
様の効果を上げることができる。また、電圧検出器３
１，３２は、スイツチング素子５ａおよび５ｃ側に設け
てもよい。
以上説明したように、この発明によれば、変圧器のイン
バータ側の巻線電流を正側負側それぞれ独立して検出す
るとともに、一方の側から他方の側を減算し、この減算
結果の積分信号を、設定値と前記インバータの制御対象
から得られたフィードバック信号との偏差信号である前
記動作信号に、前記巻線電流が前記一方の側であるとき
には極性を反転して重畳する一方、前記他方の側である
ときには正転して重畳して、インバータの正負の偏りを
除去したので、偏磁防止用コンデンサがなくても変圧器
の偏磁を極めて早期に、かつ高精度に防止することがで
きる。また、前記コンデンサが不要となるので、装置全
体の価格を下げることができる。
バータ側の巻線電流を正側負側それぞれ独立して検出す
るとともに、一方の側から他方の側を減算し、この減算
結果の積分信号を、設定値と前記インバータの制御対象
から得られたフィードバック信号との偏差信号である前
記動作信号に、前記巻線電流が前記一方の側であるとき
には極性を反転して重畳する一方、前記他方の側である
ときには正転して重畳して、インバータの正負の偏りを
除去したので、偏磁防止用コンデンサがなくても変圧器
の偏磁を極めて早期に、かつ高精度に防止することがで
きる。また、前記コンデンサが不要となるので、装置全
体の価格を下げることができる。
第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロツク図、
第２図は同実施例の要部の波形を示す波形図、第３図は
従来のインバータ式溶接電源の一例を示すブロツク図で
ある。 ５……インバータ、５ａ〜５ｄ…スイツチング素子（イ
ンバータスイツチング素子）、７……変圧器、Δｅ……
動作信号、Ｉ１……１次巻線電流、Ｉｆ……フイードバ
ツク信号、ＩＳ……設定値、ＳＩａ……積分信号。
第２図は同実施例の要部の波形を示す波形図、第３図は
従来のインバータ式溶接電源の一例を示すブロツク図で
ある。 ５……インバータ、５ａ〜５ｄ…スイツチング素子（イ
ンバータスイツチング素子）、７……変圧器、Δｅ……
動作信号、Ｉ１……１次巻線電流、Ｉｆ……フイードバ
ツク信号、ＩＳ……設定値、ＳＩａ……積分信号。
Claims (1)
- 【請求項１】インバータと、このインバータの出力側に
接続された変圧器とを有し、前記インバータのスイッチ
ング素子の導通期間を決定する動作信号により出力制御
を行うようにした電源装置において、 前記変圧器のインバータ側の巻線電流を正側負側それぞ
れ独立して検出するとともに、一方の側から他方の側を
減算し、 この減算結果の積分信号を、設定値と前記インバータの
制御対象から得られたフィードバック信号との偏差信号
である前記動作信号に、前記巻線電流が前記一方の側で
あるときには極性を反転して重畳する一方、前記他方の
側であるときには正転して重畳し、 前記各スイッチング素子の各動作サイクル毎に前記巻線
電流の大きい側のインバータスイッチング素子導通期間
を小とし、かつ、前記巻線電流の小さい側のインバータ
スイッチング素子導通期間を大とするか、あるいは、上
記動作の少くとも一方を行う ことを特徴とするインバータ用変圧器の偏磁防止方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59105576A JPH0642783B2 (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | インバータ用変圧器の偏磁防止方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59105576A JPH0642783B2 (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | インバータ用変圧器の偏磁防止方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60249874A JPS60249874A (ja) | 1985-12-10 |
| JPH0642783B2 true JPH0642783B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=14411338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59105576A Expired - Lifetime JPH0642783B2 (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | インバータ用変圧器の偏磁防止方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0642783B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0817575B2 (ja) * | 1986-03-20 | 1996-02-21 | 澤藤電機株式会社 | インバ−タ保護方式 |
| JPH0777516B2 (ja) * | 1989-04-27 | 1995-08-16 | 三菱電機株式会社 | 多相インバータの出力直流分防止装置 |
| JP2774685B2 (ja) * | 1990-09-12 | 1998-07-09 | 株式会社東芝 | ３相変圧器の直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5067953A (ja) * | 1973-10-23 | 1975-06-06 |
-
1984
- 1984-05-24 JP JP59105576A patent/JPH0642783B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60249874A (ja) | 1985-12-10 |
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