JPH0636407A - 磁気記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＡＴＦ方式のヘリカル走査型磁気記録再生装
置において、ＡＴＦ制御系を全ディジタル処理化すると
ともに、ドラムの速度・位相制御やキャプスタンの速度
制御等の他の制御システムを含めた高度の集積化を行な
い、回路の小規模化および信頼性・性能の向上を図るこ
と。 【構成】 再生パイロット信号をその公倍数の周波数で
サンプリングする手段と、所定の割合で再生パイロット
データを間引く手段と、プログラムに従ってディジタル
データを処理するＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッ
サ）とを設け、所定パイロット信号の抽出を低周波のサ
ンプリング周波数にて行なえるようにし、これによりド
ラムの速度・位相制御やキャプスタンの速度制御とＡＴ
Ｆ制御を同一のＤＳＰにて処理するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ヘリカル走査型の磁気
記録再生装置において、特に再生時のトラッキング制御
に、ヘリカルトラックに順次記録された周波数の異なる
パイロット信号を用いたＡＴＦ（Automatic Track find
ing ）方式を採用した磁気記録再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のパイロット信号を用いたＡＴＦト
ラッキング方式の磁気記録再生装置は、例えば、特開昭
５９−６８８６２号公報，特開昭５９−７５４５０号公
報，特開昭５９−３６３５８号公報等に示されている。
また、このＡＴＦトラッキング方式は、最近広く普及し
てきた８ミリビデオと呼ばれるＶＴＲに採用されてい
る。ではここで、ＡＴＦトラッキング方式について簡単
に説明する。

【０００３】ＡＴＦトラッキング方式では、各ヘリカル
トラック毎に順次ｆ１〜ｆ４のパイロット信号が記録情
報に重畳されて記録される。これらの４周波パイロット
信号は、ＮＴＳＣ方式のＶＴＲの場合は、３７８ｆＨ
（ｆＨ：テレビ信号の水平同期信号周波数＝１５．７３
４ｋＨｚ）の源振をそれぞれ１／５８，１／５０，１／
３６，１／４０に分周した周波数の信号であり、ｆ１≒
６．５ｆＨ，ｆ２≒７．５ｆＨ，ｆ３≒１０．５ｆＨ，
ｆ４≒９．５ｆＨとなっている（なお、ＣＣＩＲ方式の
ＶＴＲでは、源振は３７５ｆＨである）。したがって、
磁気テープ上にて隣接するトラック間のパイロット信号
周波数差は、常にｆＨあるいは３ｆＨとなっている（厳
密には、１６．４０７ｋＨｚ，１６．５２１ｋＨｚある
いは４６．１４５ｋＨｚ，４６．２０９ｋＨｚとなる
が、説明の便宜上ｆＨ，３ｆＨと記す）。そして、例え
ば、再生時に磁気ヘッドがｆ２トラックを走査している
場合、先行隣接トラックのｆ１パイロット信号と走査ト
ラックのｆ２パイロット信号との周波数差はｆＨ、後行
隣接トラックのｆ３パイロット信号と走査トラックのｆ
２パイロット信号との周波数差は３ｆＨとなっている。
このとき、再生パイロット信号には、走査トラックおよ
び両隣接トラックのパイロット信号であるｆ１，ｆ２，
ｆ３が含まれる。そこで、ローカルパイロット信号とし
て走査すべきトラックのパイロット信号ｆ２を選択し、
再生パイロット信号の掛け算を行えば両隣接トラックの
パイロット信号はｆＨおよび３ｆＨの周波数に変換され
る。なおこのとき、走査トラックの再生ｆ２パイロット
信号は０ビート信号となる。このｆＨおよび３ｆＨ信号
をＢＰＦ（帯域通過フィルタ）にて抽出，レベル検出
し、ｆＨ信号レベルと３ｆＨ信号レベルとを比較するこ
とにより磁気ヘッドが走査しているトラック位置、即ち
トラッキング位相を検出する。このトラッキング位相検
出信号をキャプスタンモータにフィードバックすること
により、再生トラッキング制御が行なわれる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
４周波パイロット信号を用いたＡＴＦトラッキング方式
の装置では、再生パイロット信号の周波数変換や、ｆＨ
および３ｆＨ成分を抽出するＢＰＦ、レベル検出および
ｆＨ信号および３ｆＨ信号のレベル比較をアナログ信号
処理にて行っている。そのため、上記のようなＡＴＦト
ラッキング制御系は、現在ではほとんどディジタル処理
化あるいはマイクロコンピュータによるソフト処理化さ
れているテープの速度制御システムや磁気ヘッドを搭載
したドラムの速度および位相制御システムとの整合性が
悪くなっている。言い換えれば、ＡＴＦトラッキング制
御系がアナログ信号処理であるため、他のディジタル制
御システムと一体化した高集積化が難しくなっている。
また、ＡＴＦトラッキング制御の性能を大きく左右する
ｆＨおよび３ｆＨ成分を抽出するＢＰＦも、アナログ信
号処理では構成部品のバラツキや経年変化による特性劣
化を生じてしまう。

【０００５】そこで本発明の目的は、ＡＴＦトラッキン
グ制御をディジタル処理化あるいはソフト処理化し、他
の制御システムと一体化した高集積化を実現するととも
に、構成部品のバラツキや経年変化等による性能劣化の
無いトラッキング制御を行ない得る磁気記録再生装置を
提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明による磁気記録再生装置は、まず、制御システ
ム部の基本構成が、回転ドラムの回転速度および回転位
相をディジタル信号として検出する第１および第２の検
出手段と、磁気テープの走行速度をディジタル信号とし
て検出する第３の検出手段と、再生信号からパイロット
信号成分を抽出するＬＰＦ（低域通過フィルタ）手段
と、再生パイロット信号をディジタル信号に変換するＡ
Ｄ変換手段と、上記ディジタル信号に変換されたパイロ
ット信号データを記憶するメモリー手段と、上記第１，
第２，第３の検出手段およびメモリー手段の出力信号が
供給され、予め決められたプログラムに従ってディジタ
ル信号の処理を行なうディジタル信号処理手段とを備
え、上記ディジタル信号処理手段が、上記第１および第
２の検出の出力信号から回転ドラムの速度および位相を
制御する第１の制御信号を発生し、上記第３の検出手段
の出力信号から磁気テープの速度を制御する第２の制御
信号を発生し、上記メモリー手段の出力信号からトラッ
キング制御を行なう第３の制御信号を発生し、上記第１
の制御信号を回転ドラムモータに供給し、上記第２の制
御信号と第３の制御信号を加算の後、磁気テープ走行モ
ータに供給するように構成している。

【０００７】そして、ＡＴＦトラッキング制御システム
のディジタル処理化として、まず、上記ＡＤ変換手段は
再生パイロット信号を４周波のパイロット信号の公倍数
のサンプリング周波数でディジタル信号に変換する。上
記ＡＤ変換手段の出力段にはサンプリング周波数を所定
のパイロット信号の２倍以下のサンプリング周波数に変
換するサンプリングデータの間引き手段を備え、上記メ
モリー手段は間引き手段の出力データを間引き率（サン
プリング周波数の変換率）により決定される個数のデー
タだけ記憶する。上記ディジタル信号処理手段は、メモ
リー手段から供給されるディジタルパイロット信号デー
タから所定トラックの再生パイロット信号の折り返し信
号を抽出するディジタルフィルタ手段と、ディジタルフ
ィルタ手段により抽出された折り返しパイロット信号の
レベルを検出するレベル検出手段と、レベル検出信号か
らトラッキングエラー信号を発生する演算手段とを備え
る。なお、上記ディジタル信号処理手段は、そのハード
構成としてコントローラ，レジスタ，乗算器，加算器，
データセレクタ，カウンタ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等を備えて
おり、ＲＯＭ上に記録されたプログラムに従って入力デ
ータの処理を行なうものである。

【０００８】

【作用】第１，第２および第３の検出手段は、回転ドラ
ムの回転速度，回転位相および磁気テープの走行速度を
ディジタル信号として検出する。ＬＰＦ手段は、映像信
号等の不要高域信号を抑圧しトラッキングに必要なパイ
ロット信号のみを抽出する。ＡＤ変換手段とサンプリン
グデータの間引き手段は、サンプリングにおいてサンプ
リング周波数の１／２を超える周波数の信号は折り返し
として検出されることを積極的に利用し、再生パイロッ
ト信号の周波数変換を行う。メモリー手段は、検出すべ
き再生パイロット信号を一時記憶し、ディジタル信号処
理手段におけるパイロット信号処理に要する時間を分散
する。ディジタルフィルタ手段は、メモリー手段に記憶
された折り返し再生パイロット信号から、両隣接トラッ
クの再生パイロット信号成分を抽出する。レベル検出手
段は、両隣接トラックからの再生パイロット信号のレベ
ルを検出する。即ちトラッキング状態を検出する。演算
手段は、両隣接トラックからの再生パイロット信号のレ
ベル差を求めることによりトラッキング制御信号を発生
する。

【０００９】そして、ディジタル信号処理手段は、上記
パイロット信号処理に並行して、時分割にて第１，第２
および第３の検出手段から供給される回転ドラムの回転
速度情報，回転位相情報および磁気テープの走行速度情
報と各制御目標値とを比較・演算し、回転ドラムの速度
と位相を制御する第１の制御信号および磁気テープの速
度を制御する第２の制御信号を発生する。第１の制御信
号は回転ドラムモータに供給され回転ドラムは一定速度
の所定位相にて回転し、上記第２の制御信号とトラッキ
ング制御信号は加算の後、キャプスタンモータに供給さ
れ磁気テープは一定速度の所定トラッキング状態にて走
行される。

【００１０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に
説明する。まず、第１の実施例を図１〜図１１を用いて
説明する。図１は本実施例に係る磁気記録再生装置（８
ミリＶＴＲ）を示すブロック図である。図１において、
１は磁気テープ、２ａ，２ｂは磁気ヘッド、３はドラ
ム、４はドラムモータ，５はＤＦＧ（Drum FrequencyGe
nerator）センサ、６はＤＰＧ（Drum Pulse Generato
r）センサ（所謂タックパルスセンサ）、７はキャプス
タン、８はキャプスタンモータ、９はＣＦＧ（Capstan
Frequency Generator ）センサ、１０はプリアンプ、１
１は映像音声処理回路、１２は映像音声入出力端子、１
３はセンサアンプ、１４はドラム回転速度検出回路、１
５はドラム回転位相検出回路、１６はキャプスタン回転
速度検出回路、１７はキャプスタン回転位相検出回路、
１８はアナログＬＰＦ、１９アンプ，２０はＡＤコンバ
ータ、２１ディジタルＬＰＦ、２２，２３はデータ間引
き回路、２６はＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッ
サ）、２７はクロック発生器、２８はモード制御信号の
入力端子、２９，３０はＤＡコンバータ、３１，３２は
モータドライバアンプである。

【００１１】まず、ドラム制御系について説明する。図
１において、ＤＦＧセンサ５にて発生されたドラムモー
タ４の回転速度に比例した周波数信号であるＤＦＧ信
号、およびＤＰＧセンサ６にて発生されたドラムモータ
４の回転位相検出信号であるＤＰＧ信号は、センサアン
プ１３で増幅された後、ドラム回転速度検出回路１４，
ドラム回転位相検出回路１５およびＤＳＰ２６に供給さ
れる。ドラム回転速度検出回路１４は、ＤＦＧ信号の周
期を計測し速度データをＤＳＰ２６に供給する。ドラム
回転位相検出回路１５は、ＤＰＧ信号と基準位相信号と
の位相差を計測し位相データをＤＳＰ２６に供給する。
ＤＳＰ２６は、入力端子２８を介して供給されるモード
制御信号に応じて予め決められたドラム速度目標値およ
びドラム位相目標値と、上記計測された速度データおよ
び位相データの演算を行ない速度エラー信号および位相
エラー信号を発生する。そして、速度エラー信号および
位相エラー信号を加算の後、ＤＡコンバータ２９へ供給
する。ＤＡコンバータ２９は、速度エラー信号と位相エ
ラー信号の加算信号であるドラム制御信号をアナログ信
号に変換してモータドライバアンプ３１に供給する。モ
ータドライバアンプ３１は、ドラム制御信号の電力増幅
を行ないドラムモータ４を駆動する。以上により、ドラ
ム４は、所望の速度と位相で回転する。

【００１２】次に、キャプスタン制御系について説明す
る。キャプスタン制御は、記録時と再生時でその制御が
異なる。まず、記録時は、ＣＦＧセンサ９にて発生され
たキャプスタンモータ８の回転速度に比例した周波数信
号であるＣＦＧ信号が、センサアンプ１３で増幅された
後、キャプスタン回転速度検出回路１６，キャプスタン
回転位相検出回路１７およびＤＳＰ２６に供給される。
キャプスタン回転速度検出回路１６は、ＣＦＧ信号の周
期を計測し速度データをＤＳＰ２６に供給する。キャプ
スタン回転位相検出回路１７は、ＣＦＧ信号と基準位相
信号との位相差を計測し位相データをＤＳＰ２６に供給
する。ＤＳＰ２６は、入力端子２８を介して供給される
モード制御信号に応じて予め決められたキャプスタン速
度目標値およびキャプスタン位相目標値と、上記計測さ
れた速度データおよび位相データの演算を行ない速度エ
ラー信号および位相エラー信号を発生する。そして、速
度エラー信号および位相エラー信号を加算の後、ＤＡコ
ンバータ３０へ供給する。ＤＡコンバータ３０は、速度
エラー信号と位相エラー信号の加算信号であるキャプス
タン制御信号をアナログ信号に変換してモータドライバ
アンプ３２に供給する。モータドライバアンプ３２は、
キャプスタン制御信号の電力増幅を行ないキャプスタン
モータ８を駆動する。以上により、キャプスタン７は、
所望の速度と位相で回転し、磁気テープ１を所望の速度
で走行する。一方、再生時のキャプスタン制御は、上記
位相制御系の代わりにＡＴＦ方式のトラッキング制御が
行なわれる。したがって、キャプスタン回転位相検出回
路１７は動作を停止し、ＤＳＰ２６においてもキャプス
タン位相エラー信号の発生を停止し、以下に説明するＡ
ＴＦトラッキングエラー信号をキャプスタン速度エラー
信号に加算し、キャプスタン制御信号としてＤＡコンバ
ータ３０へ供給する。

【００１３】なお、上記のＤＦＧ信号，ＤＰＧ信号，Ｃ
ＦＧ信号に関連したＤＳＰ２６における信号処理は、Ｄ
ＦＧ信号，ＤＰＧ信号，ＣＦＧ信号が直接ＤＳＰ２６に
入力されるタイミングで処理され、以下に説明するＡＴ
Ｆトラッキングエラー信号処理に比べ優先順位を高く設
定している。

【００１４】では次に、再生時のＡＴＦトラッキング制
御系について説明する。図１において、磁気テープ１か
ら磁気ヘッド２ａ，２ｂにて検出された再生信号は、プ
リアンプ１０にて増幅された後、アナログＬＰＦ１８に
供給される。アナログＬＰＦ１８では、再生信号からト
ラッキング制御に不要な映像あるいは音声情報等の高域
成分を抑圧し再生パイロット信号を抽出する。再生パイ
ロット信号は、アンプ１９にて、次段のＡＤコンバータ
２０の入力ダイナミックレンジに適したレベルに増幅さ
れる。ＡＤコンバータ２０は、ｆ１〜ｆ４の４周波パイ
ロット信号周波数の公倍数のサンプリング周波数で、再
生パイロット信号をディジタル信号に変換する。本実施
例ではサンプリング周波数として最小公倍数の１８９ｆ
Ｈ（この値は、ＮＴＳＣ方式のＶＴＲの場合であり、Ｃ
ＣＩＲ方式の場合は１８７．５ｆＨである）に設定して
いる。ディジタル信号に変換された再生パイロット信号
は、例えば、４タップ移動平均処理型のディジタルＬＰ
Ｆ２１にて、先のアナログＬＰＦ１８にて十分に抑圧し
きれてない映像信号や音声信号を効果的に抑圧され、デ
ータ間引き回路２２，２３に供給される。データ間引き
回路２２，２３では、ＤＳＰ２６から供給される制御ク
ロックに従い、サンプリング周波数が１８９ｆＨの再生
パイロット信号データをトラック走査周期（フィールド
周期）で順次１／２９，１／２５，１／２０，１／１８
のサンプリング周波数になるように間引く。なお、ここ
で言う間引きは、例えば１／２９の間引きの場合、順次
２９個の１８９ｆＨサンプリングデータから１個のデー
タを抽出し、残りの２８個のデータを廃棄することであ
る。したがって、このデータの間引きによりサンプリン
グ周波数は、それぞれ４周波のパイロット信号周波数で
あるｆ１（≒６．５ｆＨ），ｆ２（≒７．５ｆＨ），ｆ
４（≒９．５ｆＨ），ｆ３（≒１０．５ｆＨ）に変換さ
れることになる。このサンプリング周波数の変換により
４周波の再生パイロット信号は、図２に示すような周波
数の再生パイロット折り返り信号を生ずる。

【００１５】これらのデータ間引き回路２２，２３によ
りサンプリング周波数を変換された再生パイロット信号
はＤＳＰ２６に供給される。ＤＳＰ２６は、再生パイロ
ット信号データを予め決められたプログラムに従って処
理し、ＡＴＦトラッキングエラー信号を発生する。上記
ＤＳＰ２６の再生パイロット信号処理は、上記の通りプ
ログラムに従ったソフトウエアにて実行されるが、処理
内容の理解を容易にするため、図３のハード構成例を用
いて説明する。図３は再生パイロット信号を用いたＡＴ
Ｆトラッキングエラー信号発生手段のハードウエア構成
例を示したものである。以下、図３の動作について説明
する。

【００１６】図３において、２０〜２３のブロックは、
図１に示した同一符号のブロックと同じである。図３に
おいて、３３は再生パイロット信号の入力端子、３４は
図１に示したマスタークロック発生器２７より供給され
るクロックの入力端子、３５はフィールドコントロール
信号の入力端子、３６は制御クロック発生回路、３７，
３８はｆＨ−ＢＰＦ、３９，４０はエンベロープ検波回
路、４１は演算回路、４２はラッチ回路、４３は特性補
償フィルタ、４４はトラッキングエラー信号の出力端子
である。

【００１７】図３において、入力端子３３，ＡＤコンバ
ータ２０，ディジタルＬＰＦ２１を介して供給される再
生パイロット信号データは、データ間引き回路２２，２
３に供給される。データ間引き回路２２，２３では、制
御クロック発生回路３６から供給される間引きクロック
に従い、サンプリング周波数が１８９ｆＨの再生パイロ
ット信号データを１／２９，１／２５，１／２０，１／
１８のいずれかのサンプリング周波数になるように間引
く。この間引き率は、入力端子３５より供給されるフィ
ールドコントロール信号に従って行なわれる。ＡＴＦト
ラッキング制御は、磁気ヘッドが走査するトラック（以
下、主トラックと呼ぶ）の両隣接トラックからの再生パ
イロット信号レベルが等しくなるように制御するもので
ある。また、先の図２に示したように、パイロット信号
はそのサンプリング周波数の選定しだいで、全てｆＨ信
号に変換できることから、本実施例では、必要な再生パ
イロット信号をｆＨ信号に変換して検出するようにして
いる。したがって、例えば、磁気ヘッドがｆ２パイロッ
ト信号が記録されているトラックを走査している場合に
は、その両隣接トラックの再生パイロット信号であるｆ
１およびｆ３のパイロット信号を検出する必要がある。
このため、データ間引き回路２２のデータ間引き率を１
／２５（サンプリング周波数＝ｆ２）にし、ｆ１パイロ
ット信号をｆＨ信号に変換し、データ間引き回路２３の
データ間引き率を１／２０（サンプリング周波数＝ｆ
４）にし、ｆ３パイロット信号をｆＨ信号に変換するよ
うにしている。データ間引き回路２２，２３により周波
数変換された再生パイロット信号は、ｆＨ−ＢＰＦ３
７，３８に供給される。ｆＨ−ＢＰＦ３７，３８は、再
生パイロット信号の中からｆＨ信号成分を抽出し、エン
ベロープ検波回路３９，４０に供給する。したがって、
上記の場合は、ｆＨ−ＢＰＦ３７のｆＨ周波数出力は、
再生ｆ１パイロット信号となり、ｆＨ−ＢＰＦ３８のｆ
Ｈ周波数出力は、再生ｆ３パイロット信号となる。エン
ベロープ検波回路３９，４０は、ｆＨ信号に変換抽出さ
れた再生パイロット信号のエンベロープ検波を行ない、
その振幅情報を演算回路４１へ供給する。

【００１８】そして、磁気テープの走行と共に走査トラ
ック（主トラック）が、ｆ２→ｆ３→ｆ４→ｆ１→ｆ２
となるにしたがって、データ間引き回路２２，２３は、
フィールドコントロール信号に従って間引き率を設定さ
れ、変換サンプリング周波数を、ｆ２→ｆ３→ｆ４→ｆ
１→ｆ２およびｆ４→ｆ１→ｆ２→ｆ３→ｆ４とする。
これにより、ｆＨ−ＢＰＦ３７，３８にて抽出され、エ
ンベロープ検波回路３９，４０にてエンベロープ検波さ
れる再生パイロット信号は、ｆ１→ｆ２→ｆ３→ｆ４→
ｆ１およびｆ３→ｆ４→ｆ１→ｆ２→ｆ３となる。した
がって、エンベロープ検波回路３９の出力信号は、常に
先行隣接トラックのパイロット信号の振幅情報となり、
エンベロープ検波回路４０の出力信号は、常に後行隣接
トラックのパイロット信号の振幅情報となる。演算回路
４１は、先行隣接トラックのパイロット信号振幅情報と
後行隣接トラックのパイロット信号振幅情報との引き算
を行い、その差信号であるトラッキングエラー信号をラ
ッチ回路４２へ供給する。ラッチ回路４２は、ホールド
回路として働き、トラックの切り換わり点等にて発生す
るパイロット信号振幅情報の不連続が出力されないよう
にする。ラッチ回路４２にて、不連続点を前値でホール
ドされたトラッキングエラー信号は、トラッキング制御
の特性を改善する特性補償フィルタ４３を介して、出力
端子４４より出力される。このトラッキングエラー信号
は、先に述べたようにキャプスタン速度エラー信号に加
算され、キャプスタン制御信号として出力される。

【００１９】ここで、上記ＡＴＦトラッキングエラー信
号手段におけるｆＨ−ＢＰＦ３７，３８とエンベロープ
検波回路３９，４０について、その具体的構成例を、図
４および図５により説明する。本実施例では、ｆＨ−Ｂ
ＰＦ３７，３８は、２次のアナログ帯域通過フィルタと
等価な、例えば図４に示すブロックのＩＩＲ型ディジタ
ルフィルタで構成している。図４において、４５は入力
端子、４６，４７は加算器、４８は減算器、４９，５０
はラッチ回路、５１〜５３は係数回路（掛け算回路）、
そして５４は出力端子である。このディジタルｆＨ−Ｂ
ＰＦの伝達関数は、次の（数１）で表される。

【００２０】

【数１】

【００２１】上式（数１）において、ディジタルフィル
タのサンプリング周期は、データ間引き回路２２，２３
におけるサンプリング周波数により決定されるので、所
望のフィルタ特性を得るために各サンプリング周波数に
応じた係数ｋ，α，βを設定している。

【００２２】エンベロープ検波回路３９，４０の構成例
を図５に示す。図５において、５５はデータの入力端
子、５６はクロックの入力端子、５７は大小比較回路、
５８，５９はラッチ回路、６０はデータの出力端子であ
る。図５において、入力端子５５より供給されたｆＨ信
号データは、大小比較回路５７およびラッチ回路５８に
供給される。大小比較回路５７は、入力ｆＨ信号データ
とラッチ回路５８のラッチデータとの大小比較を行い、
入力ｆＨ信号データが大きい場合はラッチ回路５８へラ
ッチクロックを出力する。したがって、ラッチ回路５８
は順次入力ｆＨ信号データの最大値をラッチすることに
なる。そして、このラッチ回路５８は、入力端子５６を
介して供給されるクロックの周期（１／ｆＨ以上）でリ
セットされるが、もう一つのラッチ回路５９は、リセッ
トされる直前のラッチ回路５８のデータをラッチし、出
力端子６０を介して出力するので、入力端子５６を介し
て供給されるクロックの周期でｆＨ信号の最大値データ
をラッチすることができ、出力信号は入力ｆＨ信号のエ
ンベロープ検波信号となる。なお、入力端子５６を介し
て供給されるクロックは、先の図４に示したエンベロー
プ検波回路３９，４０と同じものにすれば、エンベロー
プ検波回路３９，４０における出力信号データのサンプ
リング周波数（出力データレート）は、出力段のラッチ
回路５９のラッチ周波数にて決定されるため、入力ｆＨ
信号のサンプリング周波数が異なっていても次段の演算
回路４１に供給されるエンベロープ検波信号データのサ
ンプリング周波数は等しくでき、容易に演算（減算）処
理ができる。

【００２３】以上、ＡＴＦトラッキングエラー信号発生
手段をはじめＤＳＰ２６の動作をハードウエア構成例を
用いて説明してきたが、以下、プログラムに従って処理
するソフトウエア構成例について、図６〜図１１のプロ
グラムチャートを用いて説明する。図６はｆＨ−ＢＰＦ
処理のチャート、図７はエンベロープ検波処理のチャー
ト、図８はＤＳＰ２６の全体処理のチャート、図９はド
ラム速度制御系のチャート、図１０はドラム位相制御系
のチャート、図１１はキャプスタン速度制御系のチャー
トである。図６のｆＨ−ＢＰＦ処理のチャートにおい
て、Ｐ（ｎ−１），Ｐ（ｎ−２）は図４に示したラッチ
回路４９，５０のデータであり、Ｘ（ｎ）およびＹ
（ｎ）はｆＨ−ＢＰＦ処理の入出力データである。図７
のエンベロープ検波処理のチャートにおいて、Ｑ（ｎ）
は図５に示したラッチ回路５８のデータであり、Ｃｎは
図５に示した入力端子５６を介して供給されるクロック
の１周期における入力ｆＨ信号のデータ数であり、Ｙ
（ｎ），Ｚ（ｎ）はエンベロープ検波処理の入出力デー
タである。図８のＤＳＰ２６の全体処理のチャートにお
いて、モードデコード処理とは、入力端子２８を介して
供給されるモード制御信号をデーコードすることによ
り、システムのモードを決定し、ドラムおよびキャプス
タンの制御目標等を設定することである。ドラムおよび
キャプスタンの速度制御は、その制御帯域がＡＴＦトラ
ッキング制御帯域に比べ広帯域に設定する必要があるこ
とから、処理による遅延時間を最小にするため、割込み
処理とし、優先順位の高い処理としている。図８におい
て三角形に挿入されている部分が割込み処理を表してい
る。また、ドラム速度制御，ドラム位相制御およびキャ
プスタン速度制御の処理ルーチンは、図９，図１０，図
１１に示す通りである。

【００２４】以上説明したように、本実施例に依れば４
周波の再生パイロット信号のディジタル処理として、Ａ
Ｄ変換時のサンプリング周波数を上記パイロット信号の
公倍数の周波数とし、サンプリングデータを間引くこと
で４周波の再生パイロット信号をすべてｆＨ周波数信号
に変換できるので、別個に周波数変換用掛け算回路を設
ける必要は無く、回路の小規模化が実現できる。また、
再生パイロット信号のディジタル処理をＤＳＰを用いた
ソフトウエア処理にて行なうため、ドラムの速度・位相
制御やキャプスタンの速度制御等の他の制御システムを
含めて、１チップのＬＳＩ化が可能となり一層の回路の
小規模化が実現できる。しかも、ＡＴＦトラッキング制
御系の性能を大きく左右するｆＨ成分を抽出するＢＰＦ
やエンベロープ検波回路等をディジタル回路にて実現で
き、アナログ信号処理時に問題となった構成部品のバラ
ツキや経年変化による特性劣化を防止することができ
る。

【００２５】上記第１の実施例ではパイロット信号のデ
ィジタル処理を、折り返し信号を積極的に利用すること
により、低周波数のサンプリング周波数にて実現してい
るが、それでも、１００ｋＨｚ以上のサンプリング周波
数の処理が２系統必要となっており、先の図６および図
７に示したｆＨ−ＢＰＦ処理やエンベロープ検波処理
を、ＤＳＰ２６にて行なう場合にはかなり高速の動作速
度が要求される。そこで、以下に説明する第２の実施例
では、低速の動作速度のＤＳＰにてパイロット信号のデ
ィジタル処理を実現可能としている。

【００２６】図１２および図１３は、本第２の実施例に
係る磁気記録再生装置（８ミリＶＴＲ）およびＡＴＦト
ラッキングエラー信号発生手段を示すブロック図であ
る。図１２，図１３において、先の図１，図３で説明し
てきた磁気記録再生装置とハードウエア構成上で異なる
点は、メモリー２４，２５を設けたことである。なお、
メモリー２４，２５およびＤＳＰ２６におけるソフトウ
エアによるＡＴＦパイロット信号処理以外は、各ブロッ
クとも先の図１，図３と同様の動作をするものである。
このメモリー２４，２５の働きおよびＤＳＰ２６におけ
るソフトウエアによるＡＴＦパイロット信号処理につい
て説明する。

【００２７】図１２および図１３において、メモリー２
４，２５にはデータ間引き回路２２，２３によりサンプ
リング周波数を変換された再生パイロット信号が所定の
データ数を１単位として記憶される（この所定のデータ
数を以下ブロックと呼びその詳細は後述する）。メモリ
ー２４，２５に記憶された再生パイロット信号データ
は、順次ＤＳＰ２６に供給される。ＤＳＰ２６は、再生
パイロット信号データを先の実施例で説明したような予
め決められたプログラムに従って処理し、ＡＴＦトラッ
キングエラー信号を発生する。上記メモリー２４，２５
に記憶されるデータ数である１ブロックを構成するデー
タ数は、本発明において最も重要な項目の１つである。
以下、この１ブロックのデータ数について説明する。

【００２８】まず、ｆＨ変換パイロット信号を抽出する
ディジタルｆＨ−ＢＰＦの特性について考えてみる。本
実施例では、抽出されたｆＨ信号のＳ／Ｎや過渡応答特
性を考慮し選択度ＱをＱ＝１０〜２０程度に設定してい
る。このようなＱ値の場合、過渡応答特性を考慮すると
出力振幅が安定するのに１００サンプルから数１００サ
ンプルの入力信号が必要となる。当然、この場合入力ｆ
Ｈ信号成分の位相連続性は必要である。

【００２９】次に、ｆＨ−ＢＰＦの入力信号であるｆＨ
変換パイロット信号周波数（検出すべきパイロット信号
の周波数）とサンプリング周波数との関係を考えてみ
る。この関係は各パイロット信号の周波数とデータ間引
き後の各サンプリング周波数との関係から、図１４に示
すものとなる。図１４において、各サンプリング周波数
とｆＨ変換パイロット信号周波数（表中ｆ＊’と表示し
ている）の関係は、ｆ１：ｆ２’＝２５：４，ｆ２：ｆ
１’＝２９：４，ｆ３：ｆ４’＝１０：１（３０：
３），ｆ４：ｆ３’＝９：１（２７：３）となってい
る。したがって、ｆ１〜ｆ４のサンプリング周波数の場
合に、それぞれ２５，２９，１０，９サンプルを１単
位、即ち１ブロックとして信号処理すれば、各ｆＨ変換
パイロット信号の位相の連続性は保たれることになる。
例えば、ｆＨ変換ｆ１パイロット信号をディジタルＢＰ
Ｆで抽出する場合、ｆ２パイロット信号周波数でサンプ
リングされたデータを、まず２９個のデータを処理し、
次の２９個のデータを廃棄し、次の２９×３個のデータ
を処理し、次の２９×２個のデータを廃棄し、といった
ように２９個のデータを１ブロックして処理しさえすれ
ば、ｆＨ変換ｆ１パイロット信号の位相連続性は保た
れ、ｆＨ−ＢＰＦにおけるｆＨ信号抽出を可能にするこ
とができる。

【００３０】以上のことを考慮して本実施例では、検出
すべき再生パイロット信号がｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４、
即ち間引き後のサンプリング周波数がｆ２，ｆ１，ｆ
４，ｆ３の場合に、メモリー２４，２５の記憶データ数
を２９個，２５個，２７個，３０個に設定している。具
体的に言えば、例えば、磁気ヘッドがｆ２パイロット信
号トラックを走査している場合には、その両隣接トラッ
クの再生パイロット信号であるｆ１およびｆ３のパイロ
ット信号を検出する必要がある。このため、データ間引
き回路２２のデータ間引き率を１／２５（サンプリング
周波数＝ｆ２）にし、ｆ１パイロット信号をｆＨ信号に
変換し、データ間引き回路２３のデータ間引き率を１／
２０（サンプリング周波数＝ｆ４）にし、ｆ３パイロッ
ト信号をｆＨ信号に変換する。データ間引き回路２２，
２３により周波数変換された再生パイロット信号は、メ
モリー２４，２５にそれぞれ２９データ，２７データ単
位で記憶される。この記憶されたｆＨ変換データは、順
次ＤＳＰ２６に供給され、先の図６および図７に示した
ｆＨ−ＢＰＦ処理とエンベロープ検波処理をされる。こ
のＤＳＰ２６の処理期間に供給されるデータ間引き回路
２２，２３からのｆＨ変換パイロット信号データは、そ
れぞれ２９データ単位と２７データ単位で廃棄され、Ｄ
ＳＰ２６の処理が終了した時点で次の２９データと２７
データをメモリー２４，２５に記憶し、処理していく。
そして、磁気テープの走行と共に走査トラックが、ｆ２
→ｆ３→ｆ４→ｆ１→ｆ２となるにしたがって、データ
間引き回路２２，２３は、フィールドコントロール信号
に従って間引き率を設定され、変換サンプリング周波数
を、ｆ２→ｆ３→ｆ４→ｆ１→ｆ２およびｆ４→ｆ１→
ｆ２→ｆ３→ｆ４とする。これにより、メモリー２４，
２５に記憶されるデータ数は、２９個→３０個→２７個
→２５個→２９個、および２７個→２５個→２９個→３
０個→２７個としている。

【００３１】以上説明したように、本実施例によれば上
記第１の実施例における効果に加えて、ＤＳＰにおける
再生パイロット信号のディジタル処理に要する時間を削
減でき、動作速度の遅いＤＳＰを用いて全てのディジタ
ル制御が可能となり、１チップＬＳＩにした場合に、低
コストで低消費電力化が実現できる。

【００３２】なお、本実施例では、メモリー２４，２５
に記憶するデータ数を２９個，２５個，２７個，３０個
に設定しているが、先の説明からもわかるようにこの数
は、サンプリング周波数がｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４に対
し、上記以外の２５の倍数，２９の倍数，１０の倍数，
９の倍数にしても同様の効果が得られることは明らかで
ある。

【００３３】では次に、第２の実施例の考えをさらに進
めた第３の実施例について説明する。第３の実施例の基
本的思想は以下の通りである。ＡＴＦトラッキング制御
の制御帯域（ループゲインが１以上の帯域）は、例えば
現在製品化されている８ミリビデオでみると、高々数Ｈ
ｚである。したがって、ＡＴＦトラッキング制御信号の
最終的な出力サンプリング周波数は、数十Ｈｚから１０
０数十Ｈｚに設定してもほとんど問題は生じない。そこ
で、再生パイロット信号処理によるＡＴＦトラッキング
エラー信号の発生を常時行なうのではなく、各トラック
のヘッド走査期間（各フィールド期間）に対して、数点
のタイミングでのみ再生パイロット信号処理によるＡＴ
Ｆトラッキングエラー信号の発生を行ない、それ以外の
期間は前値ホールドすることにする。上記考え方に従っ
た手段として本第３の実施例では、ハードウエア構成は
先の図１２，図１３に示した第２の実施例と同じとし、
ＤＳＰ２６における再生パイロット信号のソフトウエア
処理を変更することにした。以下、ＤＳＰ２６における
再生パイロット信号処理によるＡＴＦトラッキングエラ
ー信号の発生について説明する。

【００３４】先の第２の実施例において図１４を用いて
説明したように、データ間引き後のサンプリング周波数
がｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４に対し、２５の倍数個，２９
の倍数個，１０の倍数個，９の倍数個のデータを単位と
して処理をすれば、ｆＨ変換パイロット信号の位相は連
続性が保たれｆＨ−ＢＰＦにて正しく抽出できる。そこ
で、１フィールド期間において、フィールドの切り替わ
り時点から１／４フィールド及び３／４フィールドのタ
イミングでのみで、メモリー２４，２５に間引きデータ
を記憶し、この記憶データを順次複数回ＤＳＰ２６に供
給する。なお、このときのメモリー２４，２５に記憶さ
れるデータ数は先の第２の実施例と同じに設定してお
り、間引き後のサンプリング周波数がｆ２，ｆ１，ｆ
４，ｆ３に対し、記憶データ数は２９個，２５個，２７
個，３０個としている。ＤＳＰ２６は順次メモリー２
４，２５のデータを読み取り、ｆＨ−ＢＰＦ処理により
ｆＨ信号成分を抽出するが、ｆＨ−ＢＰＦのｆＨ信号出
力の振幅が安定するには、１００サンプルから数１００
サンプルの入力信号データが必要なことから、メモリー
２４，２５に記憶されるデータを繰返し用いてｆＨ−Ｂ
ＰＦのｆＨ信号出力の振幅が安定するのに必要なデータ
数までフィルタ処理を実行する。例えば、ｆＨ−ＢＰＦ
のＱが１３程度であればｆＨ信号出力の振幅が安定する
のに必要なデータ数処理の合計は約１２０データ程度で
ある。この場合も、メモリー２４，２５に記憶されてい
るデータは、ｆＨ信号成分の位相連続性が保たれている
ためｆＨ−ＢＰＦのｆＨ信号出力は正確な振幅情報を持
つことになる。ｆＨ−ＢＰＦ処理により抽出されたｆＨ
変換パイロット信号は、エンベロープ検波されるが、本
実施例ではｆＨ−ＢＰＦの処理が同一入力データの処理
となっているので、エンベロープ検波は、ｆＨ−ＢＰＦ
処理の最後の１ブロックのｆＨ出力データを処理すれば
よい。

【００３５】以上の再生パイロット信号処理を行なうＤ
ＳＰ２６のソフトウエア構成例について、図１５，１６
のプログラムチャートを用いて説明する。図１５はｆＨ
−ＢＰＦ処理のチャート、図１６はエンベロープ検波処
理のチャートであり、その基本構成は、第１の実施例に
て説明した図６のｆＨ−ＢＰＦ処理のチャートと図７の
エンベロープ検波処理のチャートと同じである。異なる
点は、図１５のｆＨ−ＢＰＦ処理のチャートでは、メモ
リーに記憶されたデータを複数回（Ｃｍ回）使用するの
で“ｍ”のループを設けたことである。なお、Ｃｎはメ
モリーに記憶されたデータの数である。そして、図１６
のエンベロープ検波処理のチャートでは、エンベロープ
検波はｆＨ−ＢＰＦ処理の最後の１ブロックのｆＨ出力
データを処理すればよいので、“Ｃｍ”の値によりエン
ベロープ検波処理を行なうか否かを判断するようにして
いる。

【００３６】以上のｆＨ−ＢＰＦ処理とエンベロープ検
波処理により検出された両隣接トラックからの再生パイ
ロット信号の振幅情報は、図１３の演算回路４１で減算
処理されトラッキングエラー信号としてラッチ回路４２
に供給される。ラッチ回路４２は、トラッキングエラー
信号が、フィールドの切り替わり時点から１／４フィー
ルド及び３／４フィールドのタイミングでしか発生され
ないので、それ以外の期間はホールド信号を出力する。

【００３７】以上説明したように、本実施例によれば上
記第１の実施例における効果に加えて、ＤＳＰにおける
再生パイロット信号のディジタル処理に要する時間を大
幅に削減でき、第２の実施例におけるＤＳＰよりさらに
動作速度の遅いＤＳＰを用いて全てのディジタル制御が
可能となり、１チップＬＳＩにした場合に、一層の低コ
スト化と低消費電力化が実現できる。

【００３８】上述した第１〜第３の実施例におけるＤＳ
Ｐの具体的構成例を図１７に示す。図１７において、６
１はマスタークロックの入力端子、６２は割込み処理信
号の入力端子、６３は入出力ポート、６４はコントロー
ラ、６５はプログラムカウンタ、６６はスタックメモリ
ー、６７はプログラム用ＲＯＭ，６８，７５はレジス
タ、６９，７３はデーターセレクタ，７０はＲＡＭ、７
１はシフトレジスタ，７２は乗算器、７４は加算器であ
る。図１７に示したＤＳＰでは、まず、プログラムカウ
ンタ６５にて発生されるアドレスにより、ＲＯＭ６７か
らプログラムデータを読みだす。コントローラ６４は、
上記プログラムをデコードし、各ブロックを制御して、
データの加減乗除や比較・論理演算・判断等の所望のデ
ィジタル信号処理を行なう。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＡＴＦトラッキング制御系が、小規模のディジタル処理
化あるいはソフト処理化され、ドラムの速度・位相制御
やキャプスタンの速度制御等の他の制御システムを含め
た高度の集積化が可能になるとともに、構成部品のバラ
ツキや経年変化による性能劣化の無い高性能なトラッキ
ング性能を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係る磁気記録再生装置
の要部構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の第１の実施例による間引き後の再生パ
イロット折り返し信号周波数を示す説明図である。

【図３】本発明の第１の実施例によるＡＴＦパイロット
信号処理を行なうハードウエア構成を示すブロック図で
ある。

【図４】図３のディジタルｆＨ−ＢＰＦの１例を示すブ
ロック図である。

【図５】図３のエンベロープ検波回路の１例を示すブロ
ック図である。

【図６】本発明の第１の実施例によるｆＨ−ＢＰＦ処理
のプログラムチャート図である。

【図７】本発明の第１の実施例によるエンベロープ検波
処理のプログラムチャート図である。

【図８】本発明の第１の実施例によるＤＳＰの全体処理
のプログラムチャート図である。

【図９】本発明の第１の実施例によるドラム速度制御系
のプログラムチャート図である。

【図１０】本発明の第１の実施例によるドラム位相制御
系のプログラムチャート図である。

【図１１】本発明の第１の実施例によるキャプスタン速
度制御系のプログラムチャート図である。

【図１２】本発明の第２の実施例に係る磁気記録再生装
置の要部構成を示すブロック図である。

【図１３】本発明の第２の実施例によるＡＴＦパイロッ
ト信号処理を行なうハードウエア構成を示すブロック図
である。

【図１４】本発明の第２の実施例によるｆＨ変換パイロ
ット信号周波数とサンプリング周波数との関係を示す説
明図である。

【図１５】本発明の第３の実施例によるｆＨ−ＢＰＦ処
理のプログラムチャート図である。

【図１６】本発明の第３の実施例によるエンベロープ検
波処理のプログラムチャート図である。

【図１７】本発明の第１〜第３の実施例で用いられるデ
ィジタルシグナルプロセッサの構成の１例を示すブロッ
ク図である。

【符号の説明】

１４ ドラム回転速度検出回路 １５ ドラム回転位相検出回路 １６ キャプスタン回転速度検出回路 １８ アナログＬＰＦ ２０ ＡＤコンバータ ２１ ディジタルＬＰＦ ２２，２３ データ間引き回路 ２４，２５ メモリー ２６ ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ） ２９，３０ ＤＡコンバータ ３６ 制御クロック発生回路 ３７，３８ ｆＨ−ＢＰＦ ３９，４０ エンベロープ検波回路 ４１ 演算回路 ４２ ラッチ回路 ４３ 特性補償フィルタ ４６，４７ 加算器 ４８ 減算器 ４９，５０ ラッチ回路 ５１，５２，５３ 係数回路（掛け算回路） ５７ 大小比較回路 ５８，５９ ラッチ回路 ６４ コントローラ ６５ プログラムカウンタ ６６ スタックメモリー ６７ ＲＯＭ ６８，７５ レジスタ ６９，７３ データーセレクタ ７０ ＲＡＭ ７１ シフトレジスタ ７２ 乗算器 ７４ 加算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三邊 晃史 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所映像メディア研究所内 (72)発明者 多田 行伸 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所映像メディア研究所内 (72)発明者 成田 芳雄 茨城県勝田市大字稲田1410番地 株式会社 日立製作所ＡＶ機器事業部内

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転ドラムに搭載された磁気ヘッドのヘ
   リカル走査により磁気テープ上に形成されるトラック
   に、トラッキング制御用パイロット信号を情報信号に多
   重して記録し、再生時に上記パイロット信号の再生信号
   に応じてトラッキング制御を行うようにした磁気記録再
   生装置において、 回転ドラムの回転速度および回転位相をディジタル信号
   として検出する第１および第２の検出手段と、磁気テー
   プの走行速度をディジタル信号として検出する第３の検
   出手段と、再生パイロット信号をディジタル信号に変換
   するＡＤ変換手段と、上記第１，第２，および第３の検
   出手段とＡＤ変換手段の出力信号が供給され、予め決め
   られたプログラムに従ってディジタル信号の処理を行な
   うディジタル信号処理手段と、を備え、 上記ディジタル信号処理手段が、上記第１および第２の
   検出手段の出力信号から回転ドラムの速度および位相を
   制御する第１の制御信号を発生し、上記第３の検出手段
   の出力信号から磁気テープの速度を制御する第２の制御
   信号を発生し、上記ＡＤ変換手段の出力信号からトラッ
   キング制御を行なう第３の制御信号を発生し、上記第１
   の制御信号を回転ドラムモータに供給し、上記第２の制
   御信号と第３の制御信号を加算の後、磁気テープ走行モ
   ータに供給するようにしたことを特徴とする磁気記録再
   生装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載において、 上記ＡＤ変換手段の出力信号のサンプリング周波数を変
   換するサンプリング周波数変換手段と、上記サンプリン
   グ周波数変換手段の出力信号を記憶するデータ記憶手段
   とを設け、上記データ記憶手段の記憶データを上記ディ
   ジタル信号処理手段に供給して、上記トラッキング制御
   を行なう第３の制御信号を発生するようにしたことを特
   徴とする磁気記録再生装置。
3. 【請求項３】 回転ドラムに搭載された磁気ヘッドのヘ
   リカル走査により磁気テープ上に形成されるトラック
   に、トラッキング制御用パイロット信号を情報信号に多
   重して記録し、再生時に上記パイロット信号の再生信号
   に応じてトラッキング制御を行うようにした磁気記録再
   生装置において、 再生パイロット信号をディジタル信号に変換するＡＤ変
   換手段と、上記ＡＤ変換手段の出力信号のサンプリング
   周波数を変換するサンプリング周波数変換手段と、サン
   プリング周波数を変換された再生パイロット信号からト
   ラッキング制御信号を発生するディジタル信号処理手段
   と、を備え、 上記ディジタル信号処理手段にて検出すべき再生パイロ
   ット信号の周波数ｆｐと変換サンプリング周波数ｆｓと
   の関係が、ｆｐ：ｆｓ＝Ｎ：Ｍ（Ｎ，Ｍは自然数且つ互
   いに素）であるとき、上記ディジタル信号処理手段が再
   生パイロット信号処理をＭ個の整数倍データを１単位と
   して再生パイロット信号データからトラッキング制御信
   号を発生するようにしたことを特徴とする磁気記録再生
   装置。
4. 【請求項４】 回転ドラムに搭載された磁気ヘッドのヘ
   リカル走査により磁気テープ上に形成されるトラック
   に、トラッキング制御用パイロット信号を情報信号に多
   重して記録し、再生時に上記パイロット信号の再生信号
   に応じてトラッキング制御を行うようにした磁気記録再
   生装置において、 再生パイロット信号をディジタル信号に変換するＡＤ変
   換手段と、上記ＡＤ変換手段の出力信号のサンプリング
   周波数を変換するサンプリング周波数変換手段と、上記
   サンプリング周波数変換手段の出力信号を記憶するデー
   タ記憶手段と、上記データ記憶手段の記憶データを用い
   てトラッキング制御信号を発生するディジタル信号処理
   手段と、を備え、 上記ディジタル信号処理手段にて検出すべき再生パイロ
   ット信号の周波数ｆｐと変換サンプリング周波数ｆｓと
   の関係が、ｆｐ：ｆｓ＝Ｎ：Ｍ（Ｎ，Ｍは自然数且つ互
   いに素）であるとき、上記データ記憶手段における記憶
   データ数をＭ個の整数倍データとするようにしたことを
   特徴とする磁気記録再生装置。
5. 【請求項５】 請求項４記載において、 上記ディジタル信号処理手段が、所定の再生パイロット
   信号を抽出するバンドパスフィルタ手段と、上記バンド
   パスフィルタ手段の出力信号の振幅情報を検出するエン
   ベロープ検出手段と、上記エンベロープ検出手段の出力
   信号からトラッキング制御信号を発生する演算手段とを
   備え、再生パイロット信号からトラッキング制御信号を
   発生する場合に、上記データ記憶手段に記憶された再生
   パイロット信号データをＭ個のデータを１単位として複
   数回重複して上記バンドパスフィルタ手段に供給するよ
   うにしたことを特徴とする磁気記録再生装置。
6. 【請求項６】 請求項２乃至５記載において、 パイロット信号をトラック走査周期で順次切り換えられ
   る４周波のパイロット信号とし、上記ＡＤ変換手段にお
   けるサンプリング周波数を、上記４周波パイロット信号
   の公倍数周波数とし、上記サンプリング周波数変換手段
   における変換後のサンプリング周波数を、上記４周波の
   パイロット信号における所定のパイロット信号周波数と
   したことを特徴とする磁気記録再生装置。
7. 【請求項７】 請求項６記載において、 ４周波（ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４）のパイロット信号周
   波数が、記録情報信号がＮＴＳＣ方式の映像信号の場合
   は、ｆ１＝３７８ｆＨ／５８，ｆ２＝３７８ｆＨ／５
   ０，ｆ３＝３７８ｆＨ／３６，ｆ４＝３７８ｆＨ／４０
   であり、記録情報信号がＣＣＩＲ方式の映像信号の場合
   は、ｆ１＝３７５ｆＨ／５８，ｆ２＝３７５ｆＨ／５
   ０，ｆ３＝３７５ｆＨ／３６，ｆ４＝３７５ｆＨ／４０
   （ｆＨは映像信号の水平同期信号周波数）であることを
   特徴とする磁気記録再生装置。