JPH06327028A - カラーバースト信号を利用する調整回路 - Google Patents
カラーバースト信号を利用する調整回路Info
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- JPH06327028A JPH06327028A JP6008161A JP816194A JPH06327028A JP H06327028 A JPH06327028 A JP H06327028A JP 6008161 A JP6008161 A JP 6008161A JP 816194 A JP816194 A JP 816194A JP H06327028 A JPH06327028 A JP H06327028A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/06—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined
- H04N11/12—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined using simultaneous signals only
- H04N11/14—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined using simultaneous signals only in which one signal, modulated in phase and amplitude, conveys colour information and a second signal conveys brightness information, e.g. NTSC-system
- H04N11/146—Decoding means therefor
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/68—Circuits for processing colour signals for controlling the amplitude of colour signals, e.g. automatic chroma control circuits
-
- H—ELECTRICITY
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/70—Circuits for processing colour signals for colour killing
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 乗算器１２に入力されるカラーバースト信号
の有無に応じてＬＰＦ２２から電圧信号Ｖ１を出力す
る。電圧信号Ｖ１に基づいて、ピークホールド回路２
４，サンプルホールド回路４２を介して矩形波信号Ｖａ
を得る。矩形波信号Ｖａと１Ｈ遅延回路４４で１Ｈ遅延
された矩形波信号Ｖｂとを、加算器４６および１／２倍
回路４８で平均化して矩形波信号Ｖｃを得る。矩形波信
号Ｖｃに基づいて、比較的時定数の小さいＬＰＦ５２で
電圧信号Ｖ３を生成し、コンパレータ５４で電圧信号Ｖ
３と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、キラー信号を出力
する。 【効果】 矩形波信号を平均化するので、ノイズに強い
誤動作の少ないカラーキラー回路が得られる。また、放
送（カラーまたは白黒）の切り換えに迅速に対応でき
る。
の有無に応じてＬＰＦ２２から電圧信号Ｖ１を出力す
る。電圧信号Ｖ１に基づいて、ピークホールド回路２
４，サンプルホールド回路４２を介して矩形波信号Ｖａ
を得る。矩形波信号Ｖａと１Ｈ遅延回路４４で１Ｈ遅延
された矩形波信号Ｖｂとを、加算器４６および１／２倍
回路４８で平均化して矩形波信号Ｖｃを得る。矩形波信
号Ｖｃに基づいて、比較的時定数の小さいＬＰＦ５２で
電圧信号Ｖ３を生成し、コンパレータ５４で電圧信号Ｖ
３と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、キラー信号を出力
する。 【効果】 矩形波信号を平均化するので、ノイズに強い
誤動作の少ないカラーキラー回路が得られる。また、放
送（カラーまたは白黒）の切り換えに迅速に対応でき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はカラーバースト信号を
利用する調整回路に関し、特にたとえばカラーキラー回
路，ＡＣＣおよびＡＰＣや、それらが含まれる色再生回
路およびＴＶ受像機などに用いられる、カラーバースト
信号を利用する調整回路に関する。
利用する調整回路に関し、特にたとえばカラーキラー回
路，ＡＣＣおよびＡＰＣや、それらが含まれる色再生回
路およびＴＶ受像機などに用いられる、カラーバースト
信号を利用する調整回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２０を参照して、従来のカラーキラー
回路１では、乗算器２にカラーバースト信号と副搬送波
とが入力され、カラーバースト信号の有無に応じた出力
がＬＰＦ３に与えられ、ＬＰＦ３からは図２１（Ａ）に
示すような電圧信号Ｖ１が１Ｈ毎に出力される。なお、
電圧信号Ｖ１は時間幅を有するものであるが、図面の簡
略化のため、図２１（Ａ）では線状に示した。図６
（Ａ）および図１４（Ａ）も同様である。この電圧信号
Ｖ１が与えられるピークホールド回路４からは図２１
（Ｂ）に示すようなピークホールド信号Ｖ２が出力さ
れ、ＬＰＦ５からは図２１（Ｃ）に示すような電圧信号
Ｖ３が出力され、コンパレータ６からは図２１（Ｄ）に
示すようなキラー信号が出力される。すなわち、カラー
放送受信時には「ハイレベル」のキラー信号が出力され
てカラーキラーは行われず、白黒放送受信時には「ロー
レベル」のキラー信号が出力されてカラーキラーが行わ
れる。
回路１では、乗算器２にカラーバースト信号と副搬送波
とが入力され、カラーバースト信号の有無に応じた出力
がＬＰＦ３に与えられ、ＬＰＦ３からは図２１（Ａ）に
示すような電圧信号Ｖ１が１Ｈ毎に出力される。なお、
電圧信号Ｖ１は時間幅を有するものであるが、図面の簡
略化のため、図２１（Ａ）では線状に示した。図６
（Ａ）および図１４（Ａ）も同様である。この電圧信号
Ｖ１が与えられるピークホールド回路４からは図２１
（Ｂ）に示すようなピークホールド信号Ｖ２が出力さ
れ、ＬＰＦ５からは図２１（Ｃ）に示すような電圧信号
Ｖ３が出力され、コンパレータ６からは図２１（Ｄ）に
示すようなキラー信号が出力される。すなわち、カラー
放送受信時には「ハイレベル」のキラー信号が出力され
てカラーキラーは行われず、白黒放送受信時には「ロー
レベル」のキラー信号が出力されてカラーキラーが行わ
れる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような従来のカラ
ーキラー回路１において、そのＬＰＦ５の時定数を小さ
くすると、図２１（Ａ）に示す期間Ｘのように電圧信号
Ｖ１がノイズの影響を大きく受けた場合には、電圧信号
Ｖ３もノイズの影響を大きく受けてしまい、カラー放送
であるにも拘わらず、電圧信号Ｖ３が基準電圧Ｖｒｅｆ
より小さくなる期間ａ（図２１（Ｃ））が生じる。した
がって、ノイズの影響によって、図２１（Ｄ）に示すよ
うに、白黒放送でもないのに「ローレベル」のキラー信
号が出力され、誤ってカラーキラーを行ってしまうこと
があった。
ーキラー回路１において、そのＬＰＦ５の時定数を小さ
くすると、図２１（Ａ）に示す期間Ｘのように電圧信号
Ｖ１がノイズの影響を大きく受けた場合には、電圧信号
Ｖ３もノイズの影響を大きく受けてしまい、カラー放送
であるにも拘わらず、電圧信号Ｖ３が基準電圧Ｖｒｅｆ
より小さくなる期間ａ（図２１（Ｃ））が生じる。した
がって、ノイズの影響によって、図２１（Ｄ）に示すよ
うに、白黒放送でもないのに「ローレベル」のキラー信
号が出力され、誤ってカラーキラーを行ってしまうこと
があった。
【０００４】一方、ＬＰＦ５の時定数を大きくすると、
ピークホールド信号Ｖ２がより平滑化されるので、電圧
信号Ｖ３が基準電圧Ｖｒｅｆを下回るレベルまで小さく
ならないが、たとえば受信している放送がカラー放送か
ら白黒放送あるいはその逆に急に切り換わった場合に
は、キラー信号が切り換わるまで時間がかかってしま
い、放送の切り換えに迅速に対応できないという問題点
があった。
ピークホールド信号Ｖ２がより平滑化されるので、電圧
信号Ｖ３が基準電圧Ｖｒｅｆを下回るレベルまで小さく
ならないが、たとえば受信している放送がカラー放送か
ら白黒放送あるいはその逆に急に切り換わった場合に
は、キラー信号が切り換わるまで時間がかかってしま
い、放送の切り換えに迅速に対応できないという問題点
があった。
【０００５】それゆえに、この発明の主たる目的は、誤
動作が少ない、カラーバースト信号を利用する調整回路
を提供することである。この発明の他の目的は、誤動作
が少なくかつ迅速に放送の切り換えに対応できる、カラ
ーキラー回路を提供することである。この発明の他の目
的は、適正にゲインを調整できる、ＡＣＣ回路を提供す
ることである。
動作が少ない、カラーバースト信号を利用する調整回路
を提供することである。この発明の他の目的は、誤動作
が少なくかつ迅速に放送の切り換えに対応できる、カラ
ーキラー回路を提供することである。この発明の他の目
的は、適正にゲインを調整できる、ＡＣＣ回路を提供す
ることである。
【０００６】この発明の他の目的は、適正に位相を調整
できる、ＡＰＣ回路を提供することである。この発明の
他の目的は、新規な色再生回路を提供することである。
この発明の他の目的は、新規なＴＶ受像機を提供するこ
とである。
できる、ＡＰＣ回路を提供することである。この発明の
他の目的は、新規な色再生回路を提供することである。
この発明の他の目的は、新規なＴＶ受像機を提供するこ
とである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明は、カラーバー
スト信号に基づいた第１電圧信号を出力する第１電圧信
号出力手段、第１電圧信号を平均化する平均化手段、お
よび平均化手段からの平均化出力に基づいて調整信号を
得る信号検出手段を備える、カラーバースト信号を利用
する調整回路である。
スト信号に基づいた第１電圧信号を出力する第１電圧信
号出力手段、第１電圧信号を平均化する平均化手段、お
よび平均化手段からの平均化出力に基づいて調整信号を
得る信号検出手段を備える、カラーバースト信号を利用
する調整回路である。
【０００８】
【作用】第１電圧信号出力手段は、カラーバースト信号
に基づいた第１電圧信号を平均化手段に出力する。平均
化手段では第１電圧信号を単純平均または加重平均して
平均化出力を得、信号検出手段でその平均化出力に基づ
いて調整信号を得る。カラーキラー回路として用いる場
合には、カラーバースト信号の有無に応じて得られる第
１電圧信号を平均化手段で平均化し、信号検出手段の判
別手段からキラー信号を出力する。ＡＣＣ回路として用
いる場合には、カラーバースト信号の振幅に応じて得ら
れる第１電圧信号を平均化手段で平均化し、信号検出手
段からゲイン調整信号を出力する。ＡＰＣ回路として用
いる場合には、カラーバースト信号の位相に応じて得ら
れる第１電圧信号を平均化手段で平均化し、信号検出手
段から位相調整信号を出力する。
に基づいた第１電圧信号を平均化手段に出力する。平均
化手段では第１電圧信号を単純平均または加重平均して
平均化出力を得、信号検出手段でその平均化出力に基づ
いて調整信号を得る。カラーキラー回路として用いる場
合には、カラーバースト信号の有無に応じて得られる第
１電圧信号を平均化手段で平均化し、信号検出手段の判
別手段からキラー信号を出力する。ＡＣＣ回路として用
いる場合には、カラーバースト信号の振幅に応じて得ら
れる第１電圧信号を平均化手段で平均化し、信号検出手
段からゲイン調整信号を出力する。ＡＰＣ回路として用
いる場合には、カラーバースト信号の位相に応じて得ら
れる第１電圧信号を平均化手段で平均化し、信号検出手
段から位相調整信号を出力する。
【０００９】また、これらのカラーキラー回路，ＡＣＣ
回路およびＡＰＣ回路を用いて色再生回路、ＴＶ受像機
などが構成され得る。
回路およびＡＰＣ回路を用いて色再生回路、ＴＶ受像機
などが構成され得る。
【００１０】
【発明の効果】この発明によれば、第１電圧信号を平均
化するので、ノイズの影響をあまり受けず、ノイズに強
い調整回路が得られる。たとえば、カラーキラー回路と
しては、ノイズに強くかつ誤動作が少なく、さらに放送
の切り換えにも迅速に対応できる。また、ノイズがあっ
ても、ＡＣＣ回路としてはゲインを適正に調整でき、Ａ
ＰＣ回路としては位相を適正に調整できる。
化するので、ノイズの影響をあまり受けず、ノイズに強
い調整回路が得られる。たとえば、カラーキラー回路と
しては、ノイズに強くかつ誤動作が少なく、さらに放送
の切り換えにも迅速に対応できる。また、ノイズがあっ
ても、ＡＣＣ回路としてはゲインを適正に調整でき、Ａ
ＰＣ回路としては位相を適正に調整できる。
【００１１】さらに、これらの回路を用いて構成される
色再生回路やＴＶ受像機の性能は向上する。この発明の
上述の目的，その他の目的，特徴および利点は、図面を
参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明らか
となろう。
色再生回路やＴＶ受像機の性能は向上する。この発明の
上述の目的，その他の目的，特徴および利点は、図面を
参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明らか
となろう。
【００１２】
【実施例】図１を参照して、この実施例のカラーキラー
回路１０はカラーバースト信号と副搬送波ｆSCとが与え
られる乗算器１２を含む。カラー放送受信時には、乗算
器１２にカラーバースト信号が与えられるが、白黒放送
受信時には、乗算器１２にカラーバースト信号は与えら
れない。乗算器１２には、カラーバースト信号と副搬送
波ｆSCとがたとえば同相または逆相になるように２つの
入力が与えられ、乗算器１２からの出力は、２つの入力
が逆相の場合には（＋）出力、同相の場合には（−）出
力となる（図３参照）。この実施例では、カラー放送受
信時に乗算器１２に入力されるカラーバースト信号と副
搬送波とが逆相になるようにロックされている。したが
って、カラー放送受信時には、乗算器１２からの出力は
（＋）出力となる。
回路１０はカラーバースト信号と副搬送波ｆSCとが与え
られる乗算器１２を含む。カラー放送受信時には、乗算
器１２にカラーバースト信号が与えられるが、白黒放送
受信時には、乗算器１２にカラーバースト信号は与えら
れない。乗算器１２には、カラーバースト信号と副搬送
波ｆSCとがたとえば同相または逆相になるように２つの
入力が与えられ、乗算器１２からの出力は、２つの入力
が逆相の場合には（＋）出力、同相の場合には（−）出
力となる（図３参照）。この実施例では、カラー放送受
信時に乗算器１２に入力されるカラーバースト信号と副
搬送波とが逆相になるようにロックされている。したが
って、カラー放送受信時には、乗算器１２からの出力は
（＋）出力となる。
【００１３】乗算器１２およびＬＰＦ２２は、たとえば
図２に示すような回路によって構成され、図３に示すよ
うに動作する。乗算器１２はバーストゲート期間にトラ
ンジスタＱ１にバーストゲートパルス（ＢＧＰ）が与え
られることによって能動化され、バーストゲート期間で
は、図２に示す入力端１４および１６には、図３（Ａ）
に示すような副搬送波ｆSCが入力され、入力端１８およ
び２０には、図３（Ｂ）に示すようなカラーバースト信
号が入力される。
図２に示すような回路によって構成され、図３に示すよ
うに動作する。乗算器１２はバーストゲート期間にトラ
ンジスタＱ１にバーストゲートパルス（ＢＧＰ）が与え
られることによって能動化され、バーストゲート期間で
は、図２に示す入力端１４および１６には、図３（Ａ）
に示すような副搬送波ｆSCが入力され、入力端１８およ
び２０には、図３（Ｂ）に示すようなカラーバースト信
号が入力される。
【００１４】図３のに示すように、両信号が同相の場
合、副搬送波ｆSCが正の周期ではトランジスタＱ２およ
びＱ６がオンしかつ負の周期ではトランジスタＱ４およ
びＱ７がオンする。したがって、出力端Ａにおける電圧
は図３（Ｃ）に示すように負方向に半周期毎に脈動し、
出力端Ｂにおける電圧は図３（Ｄ）に示すようにゼロに
なる。したがって、トランジスタＱ８を流れる電流Ｉ１
（すなわちＩ４）は図３（Ｅ）に示すように正方向に脈
動し、トランジスタＱ９を流れる電流Ｉ２は図３（Ｆ）
に示すようにゼロになる。そのため、乗算器１２からＬ
ＰＦ２２に流れ込む電流Ｉ３（Ｉ２−Ｉ４）は、図３
（Ｇ）に示すように負方向に脈動する。この電流Ｉ３
が、たとえば抵抗ＲとコンデンサＣとを含むＬＰＦ２２
によって平滑（積分）され、したがって、ＬＰＦ２２は
図３（Ｈ）に示すように、両信号が同相のときには負の
電圧信号Ｖ１を出力する。
合、副搬送波ｆSCが正の周期ではトランジスタＱ２およ
びＱ６がオンしかつ負の周期ではトランジスタＱ４およ
びＱ７がオンする。したがって、出力端Ａにおける電圧
は図３（Ｃ）に示すように負方向に半周期毎に脈動し、
出力端Ｂにおける電圧は図３（Ｄ）に示すようにゼロに
なる。したがって、トランジスタＱ８を流れる電流Ｉ１
（すなわちＩ４）は図３（Ｅ）に示すように正方向に脈
動し、トランジスタＱ９を流れる電流Ｉ２は図３（Ｆ）
に示すようにゼロになる。そのため、乗算器１２からＬ
ＰＦ２２に流れ込む電流Ｉ３（Ｉ２−Ｉ４）は、図３
（Ｇ）に示すように負方向に脈動する。この電流Ｉ３
が、たとえば抵抗ＲとコンデンサＣとを含むＬＰＦ２２
によって平滑（積分）され、したがって、ＬＰＦ２２は
図３（Ｈ）に示すように、両信号が同相のときには負の
電圧信号Ｖ１を出力する。
【００１５】図３のに示すように、両信号が逆相の場
合、副搬送波ｆSCが正の周期ではトランジスタＱ５およ
びＱ７がオンしかつ副搬送波が負の周期ではトランジス
タＱ３およびＱ６がオンする。したがって、出力端Ａに
おける電圧は図３（Ｃ）に示すようにゼロになり、出力
端Ｂにおける電圧は図３（Ｄ）に示すように負方向に半
周期毎に脈動する。したがって、トランジスタＱ８を流
れる電流Ｉ１（すなわちＩ４）は図３（Ｅ）に示すよう
にゼロになり、トランジスタＱ９を流れる電流Ｉ２は図
３（Ｆ）に示すように正方向に脈動する。そのため、乗
算器１２からＬＰＦ２２に流れ込む電流Ｉ３は、図３
（Ｇ）に示すように正方向に脈動する。この電流Ｉ３が
ＬＰＦ２２によって平滑（積分）され、したがって、Ｌ
ＰＦ２２は図３（Ｈ）に示すように、両信号が逆相のと
きには正の電圧信号Ｖ１を出力する。
合、副搬送波ｆSCが正の周期ではトランジスタＱ５およ
びＱ７がオンしかつ副搬送波が負の周期ではトランジス
タＱ３およびＱ６がオンする。したがって、出力端Ａに
おける電圧は図３（Ｃ）に示すようにゼロになり、出力
端Ｂにおける電圧は図３（Ｄ）に示すように負方向に半
周期毎に脈動する。したがって、トランジスタＱ８を流
れる電流Ｉ１（すなわちＩ４）は図３（Ｅ）に示すよう
にゼロになり、トランジスタＱ９を流れる電流Ｉ２は図
３（Ｆ）に示すように正方向に脈動する。そのため、乗
算器１２からＬＰＦ２２に流れ込む電流Ｉ３は、図３
（Ｇ）に示すように正方向に脈動する。この電流Ｉ３が
ＬＰＦ２２によって平滑（積分）され、したがって、Ｌ
ＰＦ２２は図３（Ｈ）に示すように、両信号が逆相のと
きには正の電圧信号Ｖ１を出力する。
【００１６】図３のに示すように、副搬送波ｆSCがカ
ラーバースト信号より９０度位相が遅れている場合、副
搬送波ｆSCの前半周期の前半ではトランジスタＱ２およ
びＱ６がオンし、後半ではトランジスタＱ５およびＱ７
がオンする。また、副搬送波ｆSCの後半周期の前半では
トランジスタＱ４およびＱ７がオンし、後半ではトラン
ジスタＱ３およびＱ６がオンする。したがって、出力端
Ａにおける電圧は図３（Ｃ）に示すように各半周期の前
半にのみ負方向電圧となり、出力端Ｂにおける電圧は図
３（Ｄ）に示すように各半周期の後半にのみ負方向電圧
として出現する。したがって、トランジスタＱ８を流れ
る電流Ｉ１（すなわちＩ４）は図３（Ｅ）に示すように
各半周期の前半にのみ正方向に流れ、トランジスタＱ９
を流れる電流Ｉ２は図３（Ｆ）に示すように各半周期の
後半にのみ正方向に流れる。そのため、乗算器１２から
ＬＰＦ２２に流れ込む電流Ｉ３は、図３（Ｇ）に示すよ
うにほぼ正弦波となる。したがって、ＬＰＦ２２は図３
（Ｈ）に示すように、副搬送波ｆSCがカラーバースト信
号より９０度位相が遅れているときにはほぼＶR （Ｖ）
の電圧信号Ｖ１を出力する。
ラーバースト信号より９０度位相が遅れている場合、副
搬送波ｆSCの前半周期の前半ではトランジスタＱ２およ
びＱ６がオンし、後半ではトランジスタＱ５およびＱ７
がオンする。また、副搬送波ｆSCの後半周期の前半では
トランジスタＱ４およびＱ７がオンし、後半ではトラン
ジスタＱ３およびＱ６がオンする。したがって、出力端
Ａにおける電圧は図３（Ｃ）に示すように各半周期の前
半にのみ負方向電圧となり、出力端Ｂにおける電圧は図
３（Ｄ）に示すように各半周期の後半にのみ負方向電圧
として出現する。したがって、トランジスタＱ８を流れ
る電流Ｉ１（すなわちＩ４）は図３（Ｅ）に示すように
各半周期の前半にのみ正方向に流れ、トランジスタＱ９
を流れる電流Ｉ２は図３（Ｆ）に示すように各半周期の
後半にのみ正方向に流れる。そのため、乗算器１２から
ＬＰＦ２２に流れ込む電流Ｉ３は、図３（Ｇ）に示すよ
うにほぼ正弦波となる。したがって、ＬＰＦ２２は図３
（Ｈ）に示すように、副搬送波ｆSCがカラーバースト信
号より９０度位相が遅れているときにはほぼＶR （Ｖ）
の電圧信号Ｖ１を出力する。
【００１７】図３のに示す場合、入力端１４および１
６には図３（Ａ）に示すような副搬送波が入力される
が、入力端１８および２０には図３（Ｂ）に示すような
電圧がゼロである信号が入力されるすなわちカラーバー
スト信号が入力されないので、図３（Ｃ）および（Ｄ）
にそれぞれ示すように、出力端ＡおよびＢにおける電圧
はゼロになり、図３（Ｅ），（Ｆ）および（Ｇ）に示す
ように、各電流Ｉ１（Ｉ４），Ｉ２およびＩ３もゼロに
なる。したがって、ＬＰＦ２２は図３（Ｈ）に示すよう
に、ＶR （Ｖ）の電圧信号Ｖ１を出力する。
６には図３（Ａ）に示すような副搬送波が入力される
が、入力端１８および２０には図３（Ｂ）に示すような
電圧がゼロである信号が入力されるすなわちカラーバー
スト信号が入力されないので、図３（Ｃ）および（Ｄ）
にそれぞれ示すように、出力端ＡおよびＢにおける電圧
はゼロになり、図３（Ｅ），（Ｆ）および（Ｇ）に示す
ように、各電流Ｉ１（Ｉ４），Ｉ２およびＩ３もゼロに
なる。したがって、ＬＰＦ２２は図３（Ｈ）に示すよう
に、ＶR （Ｖ）の電圧信号Ｖ１を出力する。
【００１８】ここで、図３のに示す両信号が逆相の場
合がカラー放送受信時に相当し、図３のに示す場合が
白黒放送受信時に相当する。したがって、ＬＰＦ２２
は、カラー放送受信時には正の電圧信号Ｖ１を出力し、
白黒放送受信時にはゼロの電圧信号Ｖ１を出力する。こ
のようにカラー放送受信時と白黒放送受信時とでは、Ｌ
ＰＦ２２から出力される電圧信号Ｖ１が異なる。
合がカラー放送受信時に相当し、図３のに示す場合が
白黒放送受信時に相当する。したがって、ＬＰＦ２２
は、カラー放送受信時には正の電圧信号Ｖ１を出力し、
白黒放送受信時にはゼロの電圧信号Ｖ１を出力する。こ
のようにカラー放送受信時と白黒放送受信時とでは、Ｌ
ＰＦ２２から出力される電圧信号Ｖ１が異なる。
【００１９】そして、電圧信号Ｖ１は、ピークホールド
回路２４に与えられる。ピークホールド回路２４は、た
とえば図４に示すように構成される。図４に示すピーク
ホールド回路２４は、トランジスタＱ１１とＱ１２とを
含む差動対２６を含む。トランジスタＱ１１およびＱ１
２のそれぞれのエミッタは共通接続され、電流２Ｉを流
す定電流源２８を介して接地される。トランジスタＱ１
１のベースには入力端子３０から電圧信号Ｖ１が入力さ
れ、トランジスタＱ１２のベースには、ダイオード３２
および電流Ｉを流す定電流源３４が直列接続され、接地
される。また、トランジスタＱ１１のコレクタには、ト
ランジスタＱ１３のコレクタが接続され、トランジスタ
Ｑ１３のベースにはトランジスタＱ１４のベースが接続
され、トランジスタＱ１３のコレクタとベースとが接続
される。すなわち、トランジスタＱ１３とＱ１４とはカ
レントミラー回路３６を構成する。トランジスタＱ１４
のコレクタとトランジスタＱ１２のベースとの間には、
ダイオード３８が接続され、また、トランジスタＱ１４
のコレクタにはトランジスタＱ１５のベースが接続さ
れ、トランジスタＱ１５のエミッタには、抵抗Ｒ１およ
びＲ２の直列接続を経て、トランジスタＱ１６のエミッ
タが接続され、トランジスタＱ１６のコレクタは接地さ
れる。また、トランジスタＱ１６のベースはダイオード
３２のカソードに接続され、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点
には、その一方端が接地されたコンデンサＣ１が接続さ
れ、コンデンサＣ１の他方端の電位が出力端４０からピ
ークホールド信号Ｖ２として出力される。なお、トラン
ジスタＱ１３のエミッタ，Ｑ１２のコレクタ，Ｑ１４の
エミッタおよびＱ１５のコレクタは、それぞれ電源電圧
Ｖｃｃに接続される。
回路２４に与えられる。ピークホールド回路２４は、た
とえば図４に示すように構成される。図４に示すピーク
ホールド回路２４は、トランジスタＱ１１とＱ１２とを
含む差動対２６を含む。トランジスタＱ１１およびＱ１
２のそれぞれのエミッタは共通接続され、電流２Ｉを流
す定電流源２８を介して接地される。トランジスタＱ１
１のベースには入力端子３０から電圧信号Ｖ１が入力さ
れ、トランジスタＱ１２のベースには、ダイオード３２
および電流Ｉを流す定電流源３４が直列接続され、接地
される。また、トランジスタＱ１１のコレクタには、ト
ランジスタＱ１３のコレクタが接続され、トランジスタ
Ｑ１３のベースにはトランジスタＱ１４のベースが接続
され、トランジスタＱ１３のコレクタとベースとが接続
される。すなわち、トランジスタＱ１３とＱ１４とはカ
レントミラー回路３６を構成する。トランジスタＱ１４
のコレクタとトランジスタＱ１２のベースとの間には、
ダイオード３８が接続され、また、トランジスタＱ１４
のコレクタにはトランジスタＱ１５のベースが接続さ
れ、トランジスタＱ１５のエミッタには、抵抗Ｒ１およ
びＲ２の直列接続を経て、トランジスタＱ１６のエミッ
タが接続され、トランジスタＱ１６のコレクタは接地さ
れる。また、トランジスタＱ１６のベースはダイオード
３２のカソードに接続され、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点
には、その一方端が接地されたコンデンサＣ１が接続さ
れ、コンデンサＣ１の他方端の電位が出力端４０からピ
ークホールド信号Ｖ２として出力される。なお、トラン
ジスタＱ１３のエミッタ，Ｑ１２のコレクタ，Ｑ１４の
エミッタおよびＱ１５のコレクタは、それぞれ電源電圧
Ｖｃｃに接続される。
【００２０】このように構成されるピークホールド回路
２４において、入力端３０から電圧信号Ｖ１を入力する
と、差動対２６の出力がトランジスタＱ１３，Ｑ１４お
よびＱ１５および抵抗Ｒ１を介して取り出され、充電電
流ｉ1 が流れ、コンデンサＣ１を充電する。そして、入
力端３０から電圧信号Ｖ１が入力されなくなると、コン
デンサＣ１は放電し、放電電流ｉ2 が流れる。充電時定
数τ1 ＝Ｒ１・Ｃ１が小さく、放電時定数τ2 ＝Ｒ２・
Ｃ１がτ1 より十分大きければ、コンデンサＣ１の電位
差が出力端４０からピークホールド信号Ｖ２として出力
され、ピークホールド回路として働くことになる。
２４において、入力端３０から電圧信号Ｖ１を入力する
と、差動対２６の出力がトランジスタＱ１３，Ｑ１４お
よびＱ１５および抵抗Ｒ１を介して取り出され、充電電
流ｉ1 が流れ、コンデンサＣ１を充電する。そして、入
力端３０から電圧信号Ｖ１が入力されなくなると、コン
デンサＣ１は放電し、放電電流ｉ2 が流れる。充電時定
数τ1 ＝Ｒ１・Ｃ１が小さく、放電時定数τ2 ＝Ｒ２・
Ｃ１がτ1 より十分大きければ、コンデンサＣ１の電位
差が出力端４０からピークホールド信号Ｖ２として出力
され、ピークホールド回路として働くことになる。
【００２１】ピークホールド回路２４からのピークホー
ルド信号Ｖ２は、サンプルホールド回路４２に与えら
れ、サンプルホールド回路４２は、１Ｈ毎に与えられる
バーストゲートパルスのたとえば立ち下がりのタイミン
グでピークホールド信号Ｖ２をサンプルホールドし、そ
の値を１Ｈ期間保持して矩形波信号Ｖａを生成する。矩
形波信号Ｖａは、１Ｈ遅延回路４４および加算器４６に
与えられる。矩形波信号Ｖａは、１Ｈ遅延回路４４で１
Ｈ遅延されて矩形波信号Ｖｂとなり、加算器４６に与え
られる。加算器４６は、矩形波信号ＶａおよびＶｂを加
算して得られた矩形波信号（Ｖａ＋Ｖｂ）を１／２倍回
路４８に与える。１／２倍回路４８は、たとえば図５に
示すように抵抗Ｒ３およびＲ４を含み、入力端５０から
与えられた矩形波信号（Ｖａ＋Ｖｂ）が抵抗Ｒ３とＲ４
とによって分圧されて、１／２倍された矩形波信号Ｖｃ
が得られる。このとき、Ｒ３＝Ｒ４である。矩形波信号
Ｖｃは数１で表される。
ルド信号Ｖ２は、サンプルホールド回路４２に与えら
れ、サンプルホールド回路４２は、１Ｈ毎に与えられる
バーストゲートパルスのたとえば立ち下がりのタイミン
グでピークホールド信号Ｖ２をサンプルホールドし、そ
の値を１Ｈ期間保持して矩形波信号Ｖａを生成する。矩
形波信号Ｖａは、１Ｈ遅延回路４４および加算器４６に
与えられる。矩形波信号Ｖａは、１Ｈ遅延回路４４で１
Ｈ遅延されて矩形波信号Ｖｂとなり、加算器４６に与え
られる。加算器４６は、矩形波信号ＶａおよびＶｂを加
算して得られた矩形波信号（Ｖａ＋Ｖｂ）を１／２倍回
路４８に与える。１／２倍回路４８は、たとえば図５に
示すように抵抗Ｒ３およびＲ４を含み、入力端５０から
与えられた矩形波信号（Ｖａ＋Ｖｂ）が抵抗Ｒ３とＲ４
とによって分圧されて、１／２倍された矩形波信号Ｖｃ
が得られる。このとき、Ｒ３＝Ｒ４である。矩形波信号
Ｖｃは数１で表される。
【００２２】
【数１】Ｖｃ＝（１／２）・（Ｖａ＋Ｖｂ） このようにして、隣接する１Ｈ間の矩形波信号ＶａとＶ
ｂとを単純平均して、矩形波信号Ｖｃを得、ＬＰＦ５２
に与える。ＬＰＦ５２の時定数は比較的小さく設定され
る。ＬＰＦ５２によって矩形波信号Ｖｃを平滑化して得
られた電圧信号Ｖ３が、コンパレータ５４の（＋）入力
に与えられ、コンパレータ５４の（−）入力に与えられ
る基準電圧Ｖｒｅｆとの比較に基づいて、「ハイレベ
ル」または「ローレベル」のキラー信号を出力する。
ｂとを単純平均して、矩形波信号Ｖｃを得、ＬＰＦ５２
に与える。ＬＰＦ５２の時定数は比較的小さく設定され
る。ＬＰＦ５２によって矩形波信号Ｖｃを平滑化して得
られた電圧信号Ｖ３が、コンパレータ５４の（＋）入力
に与えられ、コンパレータ５４の（−）入力に与えられ
る基準電圧Ｖｒｅｆとの比較に基づいて、「ハイレベ
ル」または「ローレベル」のキラー信号を出力する。
【００２３】このように、乗算器１２にカラーバースト
信号が与えられるか否かで受信している放送（カラーま
たは白黒）を判別し、乗算器１２にカラーバースト信号
が与えられるカラー放送受信時には、Ｖ３＞Ｖｒｅｆと
なるので、コンパレータ５４からは「ハイレベル」のキ
ラー信号が出力され、カラーキラーは行われない。一
方、乗算器１２にカラーバースト信号が与えられない白
黒放送受信時には、Ｖ３＜Ｖｒｅｆとなり、コンパレー
タ５４からは「ローレベル」のキラー信号が出力され、
カラーキラーが行われる。すなわち、このようにして、
帯域増幅回路（図１８の１４４）の動作が制御される。
信号が与えられるか否かで受信している放送（カラーま
たは白黒）を判別し、乗算器１２にカラーバースト信号
が与えられるカラー放送受信時には、Ｖ３＞Ｖｒｅｆと
なるので、コンパレータ５４からは「ハイレベル」のキ
ラー信号が出力され、カラーキラーは行われない。一
方、乗算器１２にカラーバースト信号が与えられない白
黒放送受信時には、Ｖ３＜Ｖｒｅｆとなり、コンパレー
タ５４からは「ローレベル」のキラー信号が出力され、
カラーキラーが行われる。すなわち、このようにして、
帯域増幅回路（図１８の１４４）の動作が制御される。
【００２４】このように構成されるカラーキラー回路１
０の動作について、図６を参照して説明する。図６に示
すのは、カラー放送受信時にノイズが混入した場合であ
る。なお、従来技術と比較し易いように、図６（Ａ）に
示す電圧信号Ｖ１と図２１（Ａ）に示す従来技術の電圧
信号Ｖ１とを等しくしている。まず、乗算器１２にカラ
ーバースト信号と副搬送波ｆSCとが入力されると、乗算
器１２の出力に基づき、ＬＰＦ２２からは図６（Ａ）に
示すような電圧信号Ｖ１が出力される。
０の動作について、図６を参照して説明する。図６に示
すのは、カラー放送受信時にノイズが混入した場合であ
る。なお、従来技術と比較し易いように、図６（Ａ）に
示す電圧信号Ｖ１と図２１（Ａ）に示す従来技術の電圧
信号Ｖ１とを等しくしている。まず、乗算器１２にカラ
ーバースト信号と副搬送波ｆSCとが入力されると、乗算
器１２の出力に基づき、ＬＰＦ２２からは図６（Ａ）に
示すような電圧信号Ｖ１が出力される。
【００２５】すると、ピークホールド回路２４からは、
図６（Ｂ）に示すようなピークホールド信号Ｖ２が出力
される。そして、サンプルホールド回路４２は、１Ｈ毎
に与えられるバーストゲートパルスのたとえば立ち下が
りのタイミングでピークホールド信号Ｖ２をサンプルホ
ールドして、そのときのサンプルホールド信号Ｖ２を１
Ｈ期間保持して、図６（Ｃ）に示すような矩形波信号Ｖ
ａを生成する。１Ｈ遅延回路４４で、矩形波信号Ｖａを
１Ｈ遅延して矩形波信号Ｖｂが生成され、加算器４６で
矩形波信号ＶａとＶｂとが加算された後、１／２倍回路
４８で図６（Ｅ）に示すような矩形波信号Ｖｃが生成さ
れる。この矩形波信号ＶｃがＬＰＦ５２によって平滑化
されて、図６（Ｆ）に示すような電圧信号Ｖ３が得ら
れ、コンパレータ５４に与えられる。
図６（Ｂ）に示すようなピークホールド信号Ｖ２が出力
される。そして、サンプルホールド回路４２は、１Ｈ毎
に与えられるバーストゲートパルスのたとえば立ち下が
りのタイミングでピークホールド信号Ｖ２をサンプルホ
ールドして、そのときのサンプルホールド信号Ｖ２を１
Ｈ期間保持して、図６（Ｃ）に示すような矩形波信号Ｖ
ａを生成する。１Ｈ遅延回路４４で、矩形波信号Ｖａを
１Ｈ遅延して矩形波信号Ｖｂが生成され、加算器４６で
矩形波信号ＶａとＶｂとが加算された後、１／２倍回路
４８で図６（Ｅ）に示すような矩形波信号Ｖｃが生成さ
れる。この矩形波信号ＶｃがＬＰＦ５２によって平滑化
されて、図６（Ｆ）に示すような電圧信号Ｖ３が得ら
れ、コンパレータ５４に与えられる。
【００２６】矩形波信号Ｖｃは、矩形波信号ＶａとＶｂ
とを平均化して得られたものであるので、ノイズによる
矩形波信号Ｖａの急激な変化も吸収され、電圧信号Ｖ３
はノイズの影響をあまり受けないものとなる。コンパレ
ータ５４では、電圧信号Ｖ３と基準電圧Ｖｒｅｆとが比
較されるが、図６（Ｆ）からわかるように、正常にＶ３
＞Ｖｒｅｆとなるので、正常に「ハイレベル」のキラー
信号が出力され、カラーキラーは行われない。すなわ
ち、従来技術では、ノイズの影響が大きい期間Ｘが存在
することによって、コンパレータ５４から「ローレベ
ル」のキラー信号を出力して、誤動作によってカラーキ
ラーを行ってしまうことがあったが、この実施例のカラ
ーキラー回路１０では、図６（Ｆ）からわかるように、
ノイズの影響が大きい期間Ｘ（図６（Ａ）に示す）が存
在してもＶ３＞Ｖｒｅｆとなるので、コンパレータ５４
からは「ハイレベル」のキラー信号を出力し続け、誤動
作しない。 また、ＬＰＦ５２の時定数を比較的小さく
できるので、受信している放送がカラー放送から白黒放
送あるいはその逆に急に切り換わった場合であっても、
カラーキラー回路１０からのキラー信号を迅速に切り換
えることができ、受信している放送の切り換えに迅速に
対応できる。
とを平均化して得られたものであるので、ノイズによる
矩形波信号Ｖａの急激な変化も吸収され、電圧信号Ｖ３
はノイズの影響をあまり受けないものとなる。コンパレ
ータ５４では、電圧信号Ｖ３と基準電圧Ｖｒｅｆとが比
較されるが、図６（Ｆ）からわかるように、正常にＶ３
＞Ｖｒｅｆとなるので、正常に「ハイレベル」のキラー
信号が出力され、カラーキラーは行われない。すなわ
ち、従来技術では、ノイズの影響が大きい期間Ｘが存在
することによって、コンパレータ５４から「ローレベ
ル」のキラー信号を出力して、誤動作によってカラーキ
ラーを行ってしまうことがあったが、この実施例のカラ
ーキラー回路１０では、図６（Ｆ）からわかるように、
ノイズの影響が大きい期間Ｘ（図６（Ａ）に示す）が存
在してもＶ３＞Ｖｒｅｆとなるので、コンパレータ５４
からは「ハイレベル」のキラー信号を出力し続け、誤動
作しない。 また、ＬＰＦ５２の時定数を比較的小さく
できるので、受信している放送がカラー放送から白黒放
送あるいはその逆に急に切り換わった場合であっても、
カラーキラー回路１０からのキラー信号を迅速に切り換
えることができ、受信している放送の切り換えに迅速に
対応できる。
【００２７】この実施例によれば、ピークホールド信号
Ｖ２をサンプルホールドして平均化するので、平滑手段
であるＬＰＦ５２の時定数を比較的小さくしても、ＬＰ
Ｆ５２からの電圧信号Ｖ３はノイズの影響をあまり受け
ず、ノイズに強い誤動作の少ないカラーキラー回路１０
が得られる。このとき、ＬＰＦ５２の時定数を比較的小
さくできることから、放送の切り換えにも迅速に対応で
きる。
Ｖ２をサンプルホールドして平均化するので、平滑手段
であるＬＰＦ５２の時定数を比較的小さくしても、ＬＰ
Ｆ５２からの電圧信号Ｖ３はノイズの影響をあまり受け
ず、ノイズに強い誤動作の少ないカラーキラー回路１０
が得られる。このとき、ＬＰＦ５２の時定数を比較的小
さくできることから、放送の切り換えにも迅速に対応で
きる。
【００２８】なお、上述の実施例では、受信している放
送がカラー放送であるのに、白黒放送であると誤検出す
る場合について述べたが、逆に白黒放送であるのにカラ
ー放送であると誤検出する場合にも同様に適用できるこ
とはいうまでもない。図７を参照して、他の実施例のカ
ラーキラー回路１０は、サンプルホールド回路４２から
の矩形波信号について加重平均をとり、ＬＰＦ５２に与
えるものであり、図１に示すカラーキラー回路１０の１
Ｈ遅延回路４４，加算器４６および１／２倍回路４８の
代わりに、１Ｈ遅延回路４４，（１−Ｋ）倍回路５６，
加算回路５８およびＫ倍回路６０を用いるものである。
送がカラー放送であるのに、白黒放送であると誤検出す
る場合について述べたが、逆に白黒放送であるのにカラ
ー放送であると誤検出する場合にも同様に適用できるこ
とはいうまでもない。図７を参照して、他の実施例のカ
ラーキラー回路１０は、サンプルホールド回路４２から
の矩形波信号について加重平均をとり、ＬＰＦ５２に与
えるものであり、図１に示すカラーキラー回路１０の１
Ｈ遅延回路４４，加算器４６および１／２倍回路４８の
代わりに、１Ｈ遅延回路４４，（１−Ｋ）倍回路５６，
加算回路５８およびＫ倍回路６０を用いるものである。
【００２９】（１−Ｋ）倍回路５６，加算回路５８およ
びＫ倍回路６０を構成する回路は、たとえば図８に示す
ように構成される。図８に示す回路は、トランジスタＱ
２１およびＱ２２を含む差動対６２と、トランジスタＱ
２３およびＱ２４を含む差動対６４とを含む。トランジ
スタＱ２２とＱ２３とのベースは共通接続され、その接
続点には直流電圧６６が与えられる。トランジスタＱ２
１のベースに接続される入力端６８にはサンプルホール
ド回路４２からの矩形波信号Ｖａが与えられ、トランジ
スタＱ２４のベースに接続される入力端７０には１Ｈ遅
延回路４４からの矩形波信号Ｖｂが与えられる。そし
て、トランジスタＱ２１およびＱ２２のそれぞれのエミ
ッタは、抵抗Ｒ５を介して接続され、トランジスタＱ２
３およびＱ２４のそれぞれのエミッタは抵抗Ｒ６を介し
て接続され、トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３およ
びＱ２４のエミッタは、それぞれ定電流源７２，７４，
７６および７８を介して、接地される。そして、トラン
ジスタＱ２２およびＱ２３のコレクタは共通接続され、
加重平均された矩形波信号Ｖｃが取り出される。なお、
トランジスタＱ２１のコレクタ，Ｑ２４のコレクタなら
びにＱ２２およびＱ２３のコレクタは抵抗Ｒ７を介し
て、それぞれ電圧Ｖｃｃに接続される。
びＫ倍回路６０を構成する回路は、たとえば図８に示す
ように構成される。図８に示す回路は、トランジスタＱ
２１およびＱ２２を含む差動対６２と、トランジスタＱ
２３およびＱ２４を含む差動対６４とを含む。トランジ
スタＱ２２とＱ２３とのベースは共通接続され、その接
続点には直流電圧６６が与えられる。トランジスタＱ２
１のベースに接続される入力端６８にはサンプルホール
ド回路４２からの矩形波信号Ｖａが与えられ、トランジ
スタＱ２４のベースに接続される入力端７０には１Ｈ遅
延回路４４からの矩形波信号Ｖｂが与えられる。そし
て、トランジスタＱ２１およびＱ２２のそれぞれのエミ
ッタは、抵抗Ｒ５を介して接続され、トランジスタＱ２
３およびＱ２４のそれぞれのエミッタは抵抗Ｒ６を介し
て接続され、トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３およ
びＱ２４のエミッタは、それぞれ定電流源７２，７４，
７６および７８を介して、接地される。そして、トラン
ジスタＱ２２およびＱ２３のコレクタは共通接続され、
加重平均された矩形波信号Ｖｃが取り出される。なお、
トランジスタＱ２１のコレクタ，Ｑ２４のコレクタなら
びにＱ２２およびＱ２３のコレクタは抵抗Ｒ７を介し
て、それぞれ電圧Ｖｃｃに接続される。
【００３０】上述のように構成される回路において、Ｒ
７／Ｒ５＝１−Ｋ，Ｒ７／Ｒ６＝Ｋとすると、矩形波信
号Ｖｃは数２のように表される。
７／Ｒ５＝１−Ｋ，Ｒ７／Ｒ６＝Ｋとすると、矩形波信
号Ｖｃは数２のように表される。
【００３１】
【数２】 Ｖｃ＝（Ｒ７／Ｒ５）Ｖａ＋（Ｒ７／Ｒ６）Ｖｂ ＝（１−Ｋ）Ｖａ＋ＫＶｂ 数２からわかるように、図８に示す回路によって、加重
平均された矩形波信号Ｖｃが得られる。
平均された矩形波信号Ｖｃが得られる。
【００３２】このように、加重平均してさらに多くのラ
インの矩形波信号を平均化することによって、さらにノ
イズの影響を軽減することができ、さらに誤動作が少な
くかつ迅速に受信している放送を判別できるカラーキラ
ー回路１０が得られる。なお、上述の各実施例で用いら
れる１Ｈ遅延回路４４は、ＣＣＤ素子によって構成され
てもよいが、好ましくは図９に示すように構成される。
図９に示す１Ｈ遅延回路４４は、２つのサンプルホール
ド回路８０，８２およびサンプルホールド回路８０およ
び８２のいずれか一方を選択するマルチプレクサ８４を
含む。マルチプレクサ８４には、バーストゲートパルス
を分周器８６によって１／２分周して得られた矩形波状
のコントロールパルスＣＮＴ３が与えられ、マルチプレ
クサ８４のスイッチング動作が制御される。また、サン
プルホールド回路８０および８２には、それぞれバース
トゲートパルスと同期したコントロールパルスＣＮＴ１
およびＣＮＴ２が、１ライン毎に交互に与えられる。
インの矩形波信号を平均化することによって、さらにノ
イズの影響を軽減することができ、さらに誤動作が少な
くかつ迅速に受信している放送を判別できるカラーキラ
ー回路１０が得られる。なお、上述の各実施例で用いら
れる１Ｈ遅延回路４４は、ＣＣＤ素子によって構成され
てもよいが、好ましくは図９に示すように構成される。
図９に示す１Ｈ遅延回路４４は、２つのサンプルホール
ド回路８０，８２およびサンプルホールド回路８０およ
び８２のいずれか一方を選択するマルチプレクサ８４を
含む。マルチプレクサ８４には、バーストゲートパルス
を分周器８６によって１／２分周して得られた矩形波状
のコントロールパルスＣＮＴ３が与えられ、マルチプレ
クサ８４のスイッチング動作が制御される。また、サン
プルホールド回路８０および８２には、それぞれバース
トゲートパルスと同期したコントロールパルスＣＮＴ１
およびＣＮＴ２が、１ライン毎に交互に与えられる。
【００３３】１Ｈ遅延回路４４の動作を、図１０を参照
して説明する。入力端８８からサンプルホールド回路８
０および８２にそれぞれ矩形波信号ｅ 1 が与えられると
する。サンプルホールド回路８０および８２には、それ
ぞれ図１０（Ｆ）および（Ｇ）に示すコントロールパル
スＣＮＴ１およびＣＮＴ２が与えられ、これらのコント
ロールパルスＣＮＴ１およびＣＮＴ２に応じてサンプル
ホールド回路８０および８２は、それぞれ図１０（Ｂ）
および（Ｃ）に示すような矩形波信号ｅ2 およびｅ3 を
出力する。そして、マルチプレクサ８４には、図１０
（Ｈ）に示すコントロールパルスＣＮＴ３が与えられ、
このコントロールパルスＣＮＴ３に応じてマルチプレク
サ８４はスイッチング制御されて１ライン毎に矩形波信
号ｅ3 およびｅ2 を選択し、出力端９０からは図１０
（Ｄ）に示すような矩形波信号ｅ4 が出力される。
して説明する。入力端８８からサンプルホールド回路８
０および８２にそれぞれ矩形波信号ｅ 1 が与えられると
する。サンプルホールド回路８０および８２には、それ
ぞれ図１０（Ｆ）および（Ｇ）に示すコントロールパル
スＣＮＴ１およびＣＮＴ２が与えられ、これらのコント
ロールパルスＣＮＴ１およびＣＮＴ２に応じてサンプル
ホールド回路８０および８２は、それぞれ図１０（Ｂ）
および（Ｃ）に示すような矩形波信号ｅ2 およびｅ3 を
出力する。そして、マルチプレクサ８４には、図１０
（Ｈ）に示すコントロールパルスＣＮＴ３が与えられ、
このコントロールパルスＣＮＴ３に応じてマルチプレク
サ８４はスイッチング制御されて１ライン毎に矩形波信
号ｅ3 およびｅ2 を選択し、出力端９０からは図１０
（Ｄ）に示すような矩形波信号ｅ4 が出力される。
【００３４】図１０（Ａ）および（Ｄ）にそれぞれ示す
矩形波信号ｅ1 およびｅ4 を比較してわかるように、図
１０（Ｄ）に示す矩形波信号ｅ4 は図１０（Ａ）に示す
矩形波信号ｅ1 より１Ｈ遅延されていることがわかる。
次いで、図１１にこの発明の他の実施例のＡＣＣ回路１
００を示す。ＡＣＣ回路１００は、帯域増幅回路（図１
８の１４４）に含まれるＡＧＣアンプ１０２からのカラ
ーバースト信号の振幅に応じてＡＧＣアンプ１０２での
ゲインを調整するものである。ここでは、ＡＧＣアンプ
１０２の制御極性は、ゲイン調整信号Ｖ９が高くなると
ゲインも高くなる極性とする。なお、ＡＧＣアンプ１０
２には、搬送色信号とカラーバースト信号とを含むカラ
ー信号が与えられる。
矩形波信号ｅ1 およびｅ4 を比較してわかるように、図
１０（Ｄ）に示す矩形波信号ｅ4 は図１０（Ａ）に示す
矩形波信号ｅ1 より１Ｈ遅延されていることがわかる。
次いで、図１１にこの発明の他の実施例のＡＣＣ回路１
００を示す。ＡＣＣ回路１００は、帯域増幅回路（図１
８の１４４）に含まれるＡＧＣアンプ１０２からのカラ
ーバースト信号の振幅に応じてＡＧＣアンプ１０２での
ゲインを調整するものである。ここでは、ＡＧＣアンプ
１０２の制御極性は、ゲイン調整信号Ｖ９が高くなると
ゲインも高くなる極性とする。なお、ＡＧＣアンプ１０
２には、搬送色信号とカラーバースト信号とを含むカラ
ー信号が与えられる。
【００３５】ＡＣＣ回路１００は、カラーバースト信号
を全波整流する全波整流回路１０４を含む。全波整流回
路１０４は、たとえば図１２に示すように構成される。
全波整流回路１０４は、トランジスタＱ３１とＱ３２と
を含む差動対１０６を含む。トランジスタＱ３１とＱ３
２とのそれぞれのエミッタは抵抗Ｒ１３およびＲ１４を
介して接続され、定電流源１０８を介して接地される。
トランジスタＱ３１のベースには入力端子１１０からカ
ラーバースト信号が与えられ、トランジスタＱ３２のベ
ースには直流電源ＶB が与えられる。トランジスタＱ３
１およびＱ３２のそれぞれのコレクタには抵抗Ｒ１１お
よびＲ１２が接続され、バイアス電圧ＶCCに接続され
る。また、トランジスタＱ３１およびＱ３２のそれぞれ
のコレクタ出力は、トランジスタＱ３３およびＱ３４の
ベースに接続される。トランジスタＱ３３およびＱ３４
のそれぞれのコレクタは直流電圧ＶCCに接続され、共通
接続されたトランジスタＱ３３およびＱ３４のそれぞれ
のエミッタ出力が整流電圧信号Ｖ４として、たとえば抵
抗ＲとコンデンサＣとを含むＬＰＦ２３に与えられる。
そして、電圧信号Ｖ５が得られる。なお、トランジスタ
Ｑ３３およびＱ３４のそれぞれのエミッタは、定電流源
１１２を介して接地される。
を全波整流する全波整流回路１０４を含む。全波整流回
路１０４は、たとえば図１２に示すように構成される。
全波整流回路１０４は、トランジスタＱ３１とＱ３２と
を含む差動対１０６を含む。トランジスタＱ３１とＱ３
２とのそれぞれのエミッタは抵抗Ｒ１３およびＲ１４を
介して接続され、定電流源１０８を介して接地される。
トランジスタＱ３１のベースには入力端子１１０からカ
ラーバースト信号が与えられ、トランジスタＱ３２のベ
ースには直流電源ＶB が与えられる。トランジスタＱ３
１およびＱ３２のそれぞれのコレクタには抵抗Ｒ１１お
よびＲ１２が接続され、バイアス電圧ＶCCに接続され
る。また、トランジスタＱ３１およびＱ３２のそれぞれ
のコレクタ出力は、トランジスタＱ３３およびＱ３４の
ベースに接続される。トランジスタＱ３３およびＱ３４
のそれぞれのコレクタは直流電圧ＶCCに接続され、共通
接続されたトランジスタＱ３３およびＱ３４のそれぞれ
のエミッタ出力が整流電圧信号Ｖ４として、たとえば抵
抗ＲとコンデンサＣとを含むＬＰＦ２３に与えられる。
そして、電圧信号Ｖ５が得られる。なお、トランジスタ
Ｑ３３およびＱ３４のそれぞれのエミッタは、定電流源
１１２を介して接地される。
【００３６】全波整流回路１０４はカラーバースト期間
には図１３に示すように動作する。入力端子１１０から
トランジスタＱ３１に、図１３（Ａ）に示すようなカラ
ーバースト信号が与えられると直流電圧ＶB との電位差
に応じた出力が出力端ＣおよびＤから図３（Ｂ）および
（Ｃ）に示すように出力される。すなわち、出力端子Ｃ
からは、カラーバースト信号が正の期間に正の電圧が出
力され、出力端Ｄからは、カラーバースト信号が負の期
間に正の電圧が出力される。そして、出力端Ｃからの出
力はトランジスタＱ３４を介してＬＰＦ２３に出力さ
れ、出力端Ｄからの出力はトランジスタＱ３３を介して
ＬＰＦ２３に出力される。その結果、ＬＰＦ２３には、
図１３（Ｄ）に示すような整流電圧信号Ｖ４が入力され
る。なお、整流電圧信号Ｖ４は、カラーバースト信号の
レベルあるいは振幅によって変化する。そして、整流電
圧信号Ｖ４はＬＰＦ２３によって平滑（積分）され、図
１３（Ｅ）に示すようなカラーバースト信号のレベルに
応じた電圧信号Ｖ５をサンプルホールド回路４２に出力
する。
には図１３に示すように動作する。入力端子１１０から
トランジスタＱ３１に、図１３（Ａ）に示すようなカラ
ーバースト信号が与えられると直流電圧ＶB との電位差
に応じた出力が出力端ＣおよびＤから図３（Ｂ）および
（Ｃ）に示すように出力される。すなわち、出力端子Ｃ
からは、カラーバースト信号が正の期間に正の電圧が出
力され、出力端Ｄからは、カラーバースト信号が負の期
間に正の電圧が出力される。そして、出力端Ｃからの出
力はトランジスタＱ３４を介してＬＰＦ２３に出力さ
れ、出力端Ｄからの出力はトランジスタＱ３３を介して
ＬＰＦ２３に出力される。その結果、ＬＰＦ２３には、
図１３（Ｄ）に示すような整流電圧信号Ｖ４が入力され
る。なお、整流電圧信号Ｖ４は、カラーバースト信号の
レベルあるいは振幅によって変化する。そして、整流電
圧信号Ｖ４はＬＰＦ２３によって平滑（積分）され、図
１３（Ｅ）に示すようなカラーバースト信号のレベルに
応じた電圧信号Ｖ５をサンプルホールド回路４２に出力
する。
【００３７】サンプルホールド回路４２は、カラーキラ
ー回路１０の場合と同様に、１Ｈ毎に与えられるバース
トゲートパルスのたとえば立ち下がりのタイミングで、
図１４（Ａ）に示すような電圧信号Ｖ５をサンプルホー
ルドし、その値を１Ｈ期間保持して図１４（Ｂ）に示す
ような矩形波信号Ｖ６を生成する。矩形波信号Ｖ６は、
１Ｈ遅延回路４４および加算器４６に与えられる。矩形
波信号Ｖ６は、１Ｈ遅延回路４４で１Ｈ遅延されて矩形
波信号Ｖ７となり、加算器４６に与えられる。加算器４
６は、矩形波信号Ｖ６およびＶ７を加算して得られた矩
形波信号（Ｖ６＋Ｖ７）を１／２倍回路４８に与える。
１／２倍回路４８はたとえば図５に示すように構成さ
れ、１／２倍された矩形波信号Ｖ８が得られる。矩形波
信号Ｖ８はコンパレータ５４の（−）入力に与えられ、
コンパレータ５４の（＋）入力に与えられる基準電圧Ｖ
ｒｅｆ（ＡＣＣレベルを決定する）との比較に基づい
て、「ハイレベル」または「ローレベル」の信号を出力
する。すなわち、矩形波信号Ｖ８が基準信号Ｖｒｅｆよ
り大きければコンパレータ５４は「ローレベル」の信号
を出力し、ＬＰＦ１１４からのゲイン調整電圧信号Ｖ９
は小さくなり、ＡＧＣアンプ１０２でのゲインが小さく
なる。一方、矩形波信号Ｖ８が基準信号Ｖｒｅｆ以下で
あれば、コンパレータ５４は「ハイレベル」の信号を出
力し、ＬＰＦ１１４からのゲイン調整信号Ｖ９は大きく
なり、ＡＧＣアンプ１０２でのゲインが高くなる。
ー回路１０の場合と同様に、１Ｈ毎に与えられるバース
トゲートパルスのたとえば立ち下がりのタイミングで、
図１４（Ａ）に示すような電圧信号Ｖ５をサンプルホー
ルドし、その値を１Ｈ期間保持して図１４（Ｂ）に示す
ような矩形波信号Ｖ６を生成する。矩形波信号Ｖ６は、
１Ｈ遅延回路４４および加算器４６に与えられる。矩形
波信号Ｖ６は、１Ｈ遅延回路４４で１Ｈ遅延されて矩形
波信号Ｖ７となり、加算器４６に与えられる。加算器４
６は、矩形波信号Ｖ６およびＶ７を加算して得られた矩
形波信号（Ｖ６＋Ｖ７）を１／２倍回路４８に与える。
１／２倍回路４８はたとえば図５に示すように構成さ
れ、１／２倍された矩形波信号Ｖ８が得られる。矩形波
信号Ｖ８はコンパレータ５４の（−）入力に与えられ、
コンパレータ５４の（＋）入力に与えられる基準電圧Ｖ
ｒｅｆ（ＡＣＣレベルを決定する）との比較に基づい
て、「ハイレベル」または「ローレベル」の信号を出力
する。すなわち、矩形波信号Ｖ８が基準信号Ｖｒｅｆよ
り大きければコンパレータ５４は「ローレベル」の信号
を出力し、ＬＰＦ１１４からのゲイン調整電圧信号Ｖ９
は小さくなり、ＡＧＣアンプ１０２でのゲインが小さく
なる。一方、矩形波信号Ｖ８が基準信号Ｖｒｅｆ以下で
あれば、コンパレータ５４は「ハイレベル」の信号を出
力し、ＬＰＦ１１４からのゲイン調整信号Ｖ９は大きく
なり、ＡＧＣアンプ１０２でのゲインが高くなる。
【００３８】このように構成されるＡＣＣ回路１００で
は、矩形波信号Ｖ６とＶ７とを平均化した矩形波信号Ｖ
８をコンパレータ５４に与えることによって、ＬＰＦ１
１４からのゲイン調整信号Ｖ９が図１４（Ｅ）に示すよ
うになる。図１４（Ｅ）からわかるように、ノイズ（図
１４（Ａ）参照）があっても、ゲイン調整信号Ｖ９は本
来あるべきＡＧＣアンプ１０２の制御電圧レベルからさ
ほど変動していない。一方、従来のＡＣＣ回路は、図１
１に示すＡＣＣ回路１００から１Ｈ遅延回路４４，加算
器４６および１／２倍回路４８を除いて構成される。こ
の従来のＡＣＣ回路では、図１５（Ａ）に示すように、
サンプルホールド回路４６からの矩形波信号Ｖ６がコン
パレータ５４の（−）入力に直接与えられるので、図１
５（Ｂ）に示すように、ＬＰＦ１１４からのゲイン調整
信号Ｖ９は、ノイズの影響を大きく受けてしまう。
は、矩形波信号Ｖ６とＶ７とを平均化した矩形波信号Ｖ
８をコンパレータ５４に与えることによって、ＬＰＦ１
１４からのゲイン調整信号Ｖ９が図１４（Ｅ）に示すよ
うになる。図１４（Ｅ）からわかるように、ノイズ（図
１４（Ａ）参照）があっても、ゲイン調整信号Ｖ９は本
来あるべきＡＧＣアンプ１０２の制御電圧レベルからさ
ほど変動していない。一方、従来のＡＣＣ回路は、図１
１に示すＡＣＣ回路１００から１Ｈ遅延回路４４，加算
器４６および１／２倍回路４８を除いて構成される。こ
の従来のＡＣＣ回路では、図１５（Ａ）に示すように、
サンプルホールド回路４６からの矩形波信号Ｖ６がコン
パレータ５４の（−）入力に直接与えられるので、図１
５（Ｂ）に示すように、ＬＰＦ１１４からのゲイン調整
信号Ｖ９は、ノイズの影響を大きく受けてしまう。
【００３９】したがって、図１４（Ｅ）と図１５（Ｂ）
とを比較してわかるように、図１１に示すＡＣＣ回路１
００では、大きなノイズが与えられても、電圧信号Ｖ９
の揺れが従来よりも少なくなり、ノイズの影響が小さく
なる。すなわちＡＣＣ回路１００では、電界強度が弱か
ったりノイズをカラーバースト信号と判断したりするな
ど受信条件の悪いときであっても、ＡＧＣアンプ１０２
でのゲインを安定的に調整でき、誤動作を防止できる。
とを比較してわかるように、図１１に示すＡＣＣ回路１
００では、大きなノイズが与えられても、電圧信号Ｖ９
の揺れが従来よりも少なくなり、ノイズの影響が小さく
なる。すなわちＡＣＣ回路１００では、電界強度が弱か
ったりノイズをカラーバースト信号と判断したりするな
ど受信条件の悪いときであっても、ＡＧＣアンプ１０２
でのゲインを安定的に調整でき、誤動作を防止できる。
【００４０】次いで、この発明の他の実施例のＡＰＣ回
路１２０を図１６に示す。ＡＰＣ回路１２０は、たとえ
ばＶＸＯ（電圧制御型水晶発振器）などの発振回路１２
２から出力される発振信号の周波数位相を調整する回路
である。ＡＰＣ回路１２０は９０度移相器１２４を含
む。９０度移相器１２４は、発振回路１２２からの発振
信号を９０度遅延して乗算器１２に与える。９０度移相
器１２４は、たとえば図１７に示すように構成される。
路１２０を図１６に示す。ＡＰＣ回路１２０は、たとえ
ばＶＸＯ（電圧制御型水晶発振器）などの発振回路１２
２から出力される発振信号の周波数位相を調整する回路
である。ＡＰＣ回路１２０は９０度移相器１２４を含
む。９０度移相器１２４は、発振回路１２２からの発振
信号を９０度遅延して乗算器１２に与える。９０度移相
器１２４は、たとえば図１７に示すように構成される。
【００４１】図１７に示す９０度移相器１２４では、入
力端１２６ａは抵抗Ｒ２１を介して、差動接続されたト
ランジスタＱ４１およびＱ４２のトランジスタＱ４２の
ベースに接続される。入力端１２６ｂは負極を接地して
いる定電圧源１２８のに正極と接続され、また抵抗Ｒ２
２を介して、差動接続されたトランジスタＱ４３および
Ｑ４４のトランジスタＱ４４のベースに接続され、さら
に抵抗Ｒ２３を介してトランジスタＱ４１のベースに接
続される。トランジスタＱ４１およびＱ４２のエミッタ
は共通的に、トランジスタＱ４８および抵抗Ｒ２４の直
列回路を介して、接地される。トランジスタＱ４１のコ
レクタは直接電源電圧ＶCCに接続され、トランジスタＱ
４２のコレクタはトランジスタＱ４６と抵抗Ｒ２５との
直列回路を介して電源電圧ＶCCに接続される。トランジ
スタＱ４２のコレクタとトランジスタＱ４６のコレクタ
との接続点はトランジスタＱ４５のベースおよびトラン
ジスタＱ４３のコレクタに接続される。
力端１２６ａは抵抗Ｒ２１を介して、差動接続されたト
ランジスタＱ４１およびＱ４２のトランジスタＱ４２の
ベースに接続される。入力端１２６ｂは負極を接地して
いる定電圧源１２８のに正極と接続され、また抵抗Ｒ２
２を介して、差動接続されたトランジスタＱ４３および
Ｑ４４のトランジスタＱ４４のベースに接続され、さら
に抵抗Ｒ２３を介してトランジスタＱ４１のベースに接
続される。トランジスタＱ４１およびＱ４２のエミッタ
は共通的に、トランジスタＱ４８および抵抗Ｒ２４の直
列回路を介して、接地される。トランジスタＱ４１のコ
レクタは直接電源電圧ＶCCに接続され、トランジスタＱ
４２のコレクタはトランジスタＱ４６と抵抗Ｒ２５との
直列回路を介して電源電圧ＶCCに接続される。トランジ
スタＱ４２のコレクタとトランジスタＱ４６のコレクタ
との接続点はトランジスタＱ４５のベースおよびトラン
ジスタＱ４３のコレクタに接続される。
【００４２】トランジスタＱ４６のベースはトランジス
タＱ４７のベースおよびコレクタに接続され、トランジ
スタＱ４７のエミッタは抵抗Ｒ２６を介して電源電圧Ｖ
CCに接続される。これらのトランジスタＱ４６およびＱ
４７が電流ミラー回路を構成する。トランジスタＱ４７
のコレクタはトランジスタＱ５０および抵抗Ｒ２７の直
列回路を介して接地される。トランジスタＱ４５のコレ
クタは直接電源電圧Ｖ CCに接続され、そのエミッタはト
ランジスタＱ４９および抵抗Ｒ２８の直列回路を介して
接地される。
タＱ４７のベースおよびコレクタに接続され、トランジ
スタＱ４７のエミッタは抵抗Ｒ２６を介して電源電圧Ｖ
CCに接続される。これらのトランジスタＱ４６およびＱ
４７が電流ミラー回路を構成する。トランジスタＱ４７
のコレクタはトランジスタＱ５０および抵抗Ｒ２７の直
列回路を介して接地される。トランジスタＱ４５のコレ
クタは直接電源電圧Ｖ CCに接続され、そのエミッタはト
ランジスタＱ４９および抵抗Ｒ２８の直列回路を介して
接地される。
【００４３】トランジスタＱ４２のベースはコンデンサ
Ｃ３および抵抗Ｒ２９の直列回路を介してトランジスタ
Ｑ４３のベースに接続される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ
２９との接続点は出力端１２６ｃに接続される。出力端
１２６ｄは接地される。トランジスタＱ４３のベースと
トランジスタＱ４４のベースとの間にはコンデンサＣ４
が介挿され、それらのエミッタは共通に、トランジスタ
Ｑ５１および抵抗Ｒ３０の直列回路を介して、接地され
る。トランジスタＱ４８，Ｑ４９，Ｑ５０およびＱ５１
のベースは共通に、負極を接地している定電圧源１３０
の正極に接続される。すなわち、この９０度移相器１２
４は、トランジスタＱ４１，Ｑ４２，Ｑ４５，Ｑ４６，
Ｑ４７，Ｑ４８，Ｑ４９およびＱ５０と、ハイパスフィ
ルタを構成する抵抗Ｒ２１およびコンデンサＣ３等から
なり、かつ図１７において１点鎖線で取り囲んでいる交
流的な負帰還増幅回路１３２を備え、さらにローパスフ
ィルタを構成する抵抗Ｒ２９およびＲ２２ならびにコン
デンサＣ４と、トランジスタＱ４３およびＱ４４等から
なり、かつ図１７において２点鎖線で囲んだ、直流電圧
を負帰還増幅回路１３２へ帰還させる、直流的な負帰還
回路１３４を備える構成となっている。
Ｃ３および抵抗Ｒ２９の直列回路を介してトランジスタ
Ｑ４３のベースに接続される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ
２９との接続点は出力端１２６ｃに接続される。出力端
１２６ｄは接地される。トランジスタＱ４３のベースと
トランジスタＱ４４のベースとの間にはコンデンサＣ４
が介挿され、それらのエミッタは共通に、トランジスタ
Ｑ５１および抵抗Ｒ３０の直列回路を介して、接地され
る。トランジスタＱ４８，Ｑ４９，Ｑ５０およびＱ５１
のベースは共通に、負極を接地している定電圧源１３０
の正極に接続される。すなわち、この９０度移相器１２
４は、トランジスタＱ４１，Ｑ４２，Ｑ４５，Ｑ４６，
Ｑ４７，Ｑ４８，Ｑ４９およびＱ５０と、ハイパスフィ
ルタを構成する抵抗Ｒ２１およびコンデンサＣ３等から
なり、かつ図１７において１点鎖線で取り囲んでいる交
流的な負帰還増幅回路１３２を備え、さらにローパスフ
ィルタを構成する抵抗Ｒ２９およびＲ２２ならびにコン
デンサＣ４と、トランジスタＱ４３およびＱ４４等から
なり、かつ図１７において２点鎖線で囲んだ、直流電圧
を負帰還増幅回路１３２へ帰還させる、直流的な負帰還
回路１３４を備える構成となっている。
【００４４】なお、トランジスタＱ４８，Ｑ４９，Ｑ５
０およびＱ５１は定電流源を構成し、抵抗Ｒ２４，Ｒ２
７およびＲ３０は同抵抗値に設定される。そのため、ト
ランジスタＱ４８，Ｑ５０およびＱ５１のコレクタ電流
が等しく、それぞれの電流値を２Ｉｏとすると、トラン
ジスタＱ４６およびＱ４７が電流ミラー回路を構成して
いるため、抵抗Ｒ２５およびＲ２６の抵抗値が同抵抗値
であれば、トランジスタＱ４６のコレクタ電流は２Ｉｏ
となる。
０およびＱ５１は定電流源を構成し、抵抗Ｒ２４，Ｒ２
７およびＲ３０は同抵抗値に設定される。そのため、ト
ランジスタＱ４８，Ｑ５０およびＱ５１のコレクタ電流
が等しく、それぞれの電流値を２Ｉｏとすると、トラン
ジスタＱ４６およびＱ４７が電流ミラー回路を構成して
いるため、抵抗Ｒ２５およびＲ２６の抵抗値が同抵抗値
であれば、トランジスタＱ４６のコレクタ電流は２Ｉｏ
となる。
【００４５】次に、９０度移相器１２４の交流的動作を
説明する。トランジスタＱ４１のベースは交流的に接地
されている。トランジスタＱ４６が、差動接続のトラン
ジスタＱ４１およびＱ４２からの出力を電流で取り出す
ための負荷となっており、交流負荷が非常に大きな値と
なるため、開ループゲインＡは十分大きい。トランジス
タＱ４２のコレクタ電流が変化するとトランジスタＱ４
５のベース電流が変化し、トランジスタＱ４５のエミッ
タフォロワで出力を電圧として導出する。トランジスタ
Ｑ４５のエミッタフォロワから出力された出力電圧ｅo
は、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２１のハイパスフィル
タに供給される。したがって、トランジスタＱ４２のベ
ース電位は数３で与えられる。
説明する。トランジスタＱ４１のベースは交流的に接地
されている。トランジスタＱ４６が、差動接続のトラン
ジスタＱ４１およびＱ４２からの出力を電流で取り出す
ための負荷となっており、交流負荷が非常に大きな値と
なるため、開ループゲインＡは十分大きい。トランジス
タＱ４２のコレクタ電流が変化するとトランジスタＱ４
５のベース電流が変化し、トランジスタＱ４５のエミッ
タフォロワで出力を電圧として導出する。トランジスタ
Ｑ４５のエミッタフォロワから出力された出力電圧ｅo
は、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２１のハイパスフィル
タに供給される。したがって、トランジスタＱ４２のベ
ース電位は数３で与えられる。
【００４６】
【数３】
【００４７】そして、トランジスタＱ４１のベース電位
は、交流的に接地されているため、入力電圧ｅi と出力
電圧ｅo との関係は、数４で与えられる。
は、交流的に接地されているため、入力電圧ｅi と出力
電圧ｅo との関係は、数４で与えられる。
【００４８】
【数４】
【００４９】ここで、開ループゲインＡが十分大きいこ
とを考慮すると、数４は、次式の数５に変形され、移相
量が９０度になることが理解されよう。
とを考慮すると、数４は、次式の数５に変形され、移相
量が９０度になることが理解されよう。
【００５０】
【数５】 −ｅi ＝ｅo ｛（１／Ａ）＋ｊωＣ３・Ｒ２１｝ −ｅi ≒ｅo ｊωＣ３・Ｒ２１ 次に直流的な動作を説明する。負帰還増幅回路１３２で
は交流的に負帰還されるが、コンデンサＣ３により直流
的には負帰還されていない。そのためトランジスタＱ４
５のエミッタ電圧は、不定となり、このままでは負帰還
増幅回路１３２は動作しない。しかし、トランジスタＱ
４５のエミッタフォロワから出力される電圧の直流成分
のみが、抵抗Ｒ２９およびＲ２２ならびにコンデンサＣ
４のローパスフィルタへ供給され、差動接続されたトラ
ンジスタＱ４３およびＱ４４のトランジスタＱ４３のベ
ースに供給される。トランジスタＱ４４のベースには定
電圧源１２８から一定電圧が供給されており、トランジ
スタＱ４３およびＱ４４のベース電流と抵抗Ｒ２９およ
びＲ２２による電圧降下とを無視すると、両ベース電圧
の差によって、トランジスタＱ５１のコレクタ電流２Ｉ
ｏの分流比が変わり、トランジスタＱ４３のコレクタ電
流が変化する。
は交流的に負帰還されるが、コンデンサＣ３により直流
的には負帰還されていない。そのためトランジスタＱ４
５のエミッタ電圧は、不定となり、このままでは負帰還
増幅回路１３２は動作しない。しかし、トランジスタＱ
４５のエミッタフォロワから出力される電圧の直流成分
のみが、抵抗Ｒ２９およびＲ２２ならびにコンデンサＣ
４のローパスフィルタへ供給され、差動接続されたトラ
ンジスタＱ４３およびＱ４４のトランジスタＱ４３のベ
ースに供給される。トランジスタＱ４４のベースには定
電圧源１２８から一定電圧が供給されており、トランジ
スタＱ４３およびＱ４４のベース電流と抵抗Ｒ２９およ
びＲ２２による電圧降下とを無視すると、両ベース電圧
の差によって、トランジスタＱ５１のコレクタ電流２Ｉ
ｏの分流比が変わり、トランジスタＱ４３のコレクタ電
流が変化する。
【００５１】トランジスタＱ４１およびＱ４２のベース
の直流電圧は定電圧源１２８の電圧に保持されるため、
トランジスタＱ４１およびＱ４２のベース電流と抵抗Ｒ
２１およびＲ２３による電圧降下とを無視すると、トラ
ンジスタＱ４１およびＱ４２にそれぞれ流れるコレクタ
電流はトランジスタＱ４８のコレクタ電流２Ｉｏを等分
したＩｏとなる。
の直流電圧は定電圧源１２８の電圧に保持されるため、
トランジスタＱ４１およびＱ４２のベース電流と抵抗Ｒ
２１およびＲ２３による電圧降下とを無視すると、トラ
ンジスタＱ４１およびＱ４２にそれぞれ流れるコレクタ
電流はトランジスタＱ４８のコレクタ電流２Ｉｏを等分
したＩｏとなる。
【００５２】また、トランジスタＱ４６のコレクタ電流
は２Ｉｏとなっているため、トランジスタＱ４５のベー
ス電流が小さく無視できるとすれば、トランジスタＱ４
３のコレクタ電流はトランジスタＱ４６のコレクタ電流
からトランジスタＱ４２のコレクタ電流を差し引いたＩ
ｏとなる。そして、差動接続されたトランジスタＱ４３
およびＱ４４のトランジスタＱ４３のコレクタ電流がＩ
ｏになるためには、トランジスタＱ５１のコレクタ電流
が２Ｉｏであるから、トランジスタＱ４３およびＱ４４
のベース電圧が等しくならなければならず、トランジス
タＱ４５のエミッタの直流電圧は定電圧源１２８の電圧
に固定されるので、この電圧を動作点として負帰還増幅
回路１３２が正常に動作する。
は２Ｉｏとなっているため、トランジスタＱ４５のベー
ス電流が小さく無視できるとすれば、トランジスタＱ４
３のコレクタ電流はトランジスタＱ４６のコレクタ電流
からトランジスタＱ４２のコレクタ電流を差し引いたＩ
ｏとなる。そして、差動接続されたトランジスタＱ４３
およびＱ４４のトランジスタＱ４３のコレクタ電流がＩ
ｏになるためには、トランジスタＱ５１のコレクタ電流
が２Ｉｏであるから、トランジスタＱ４３およびＱ４４
のベース電圧が等しくならなければならず、トランジス
タＱ４５のエミッタの直流電圧は定電圧源１２８の電圧
に固定されるので、この電圧を動作点として負帰還増幅
回路１３２が正常に動作する。
【００５３】このような９０度移相器１２４によって発
振回路１２２からの発振信号が９０度遅延されて位相比
較を行う乗算器１２に入力され、カラーバースト信号と
の位相が比較される。乗算器１２およびＬＰＦ２２は、
たとえば図２に示すように構成され、入力される２つの
信号の位相差に応じた電圧信号Ｖ１が出力される。すな
わち、入力端１４および１６に入力される９０度移相器
１２４からの発振信号が入力端１８および２０に入力さ
れるカラーバースト信号より９０度位相が遅れている場
合には図３のに示すようになり、２つの信号が同相の
場合には図３のに示すようになり、２つの信号が逆相
の場合には図３のに示すようになる。そして図１の実
施例と同様に、サンプルホールド回路４２から矩形波信
号Ｖａが出力され、１Ｈ遅延回路４４からの矩形波信号
Ｖｂと加算器４６で加算された後、１／２倍回路４８で
１／２倍され、平均化された矩形波信号Ｖｃが得られ
る。その矩形波信号ＶｃはＬＰＦ１３６で平滑化されて
位相調整信号Ｖ１０として発振回路１２２に与えられ、
発振回路１２２からの発振信号の周波数位相を制御す
る。
振回路１２２からの発振信号が９０度遅延されて位相比
較を行う乗算器１２に入力され、カラーバースト信号と
の位相が比較される。乗算器１２およびＬＰＦ２２は、
たとえば図２に示すように構成され、入力される２つの
信号の位相差に応じた電圧信号Ｖ１が出力される。すな
わち、入力端１４および１６に入力される９０度移相器
１２４からの発振信号が入力端１８および２０に入力さ
れるカラーバースト信号より９０度位相が遅れている場
合には図３のに示すようになり、２つの信号が同相の
場合には図３のに示すようになり、２つの信号が逆相
の場合には図３のに示すようになる。そして図１の実
施例と同様に、サンプルホールド回路４２から矩形波信
号Ｖａが出力され、１Ｈ遅延回路４４からの矩形波信号
Ｖｂと加算器４６で加算された後、１／２倍回路４８で
１／２倍され、平均化された矩形波信号Ｖｃが得られ
る。その矩形波信号ＶｃはＬＰＦ１３６で平滑化されて
位相調整信号Ｖ１０として発振回路１２２に与えられ、
発振回路１２２からの発振信号の周波数位相を制御す
る。
【００５４】このように構成されるＡＰＣ回路１２０に
おいて、乗算器１２へ入力されるカラーバースト信号に
対して９０度移相器１２４を介して与えられる発振信号
が９０度遅れ位相になるように、ＡＰＣ回路１２０はロ
ックされる。このとき、発振回路１２２からの発振信号
とカラーバースト信号との位相関係は同相となる。ＡＰ
Ｃ回路１２０がアンロック時には、乗算器１２への２つ
の入力信号の位相関係はＡＰＣ回路１２０のロック時の
位相関係を中心に±９０度の間で変化する。そして、Ａ
ＰＣ回路１２０からはカラーバースト信号と同期した発
振信号が出力される。
おいて、乗算器１２へ入力されるカラーバースト信号に
対して９０度移相器１２４を介して与えられる発振信号
が９０度遅れ位相になるように、ＡＰＣ回路１２０はロ
ックされる。このとき、発振回路１２２からの発振信号
とカラーバースト信号との位相関係は同相となる。ＡＰ
Ｃ回路１２０がアンロック時には、乗算器１２への２つ
の入力信号の位相関係はＡＰＣ回路１２０のロック時の
位相関係を中心に±９０度の間で変化する。そして、Ａ
ＰＣ回路１２０からはカラーバースト信号と同期した発
振信号が出力される。
【００５５】このＡＰＣ回路１２０によれば、受信条件
の悪いときでも発振回路１２２からの発振信号の位相を
安定的に調整できる。さらに、この発明の他の実施例の
色再生回路を含むＴＶ受像機１４０を図１８に示す。な
お、ここではＮＴＳＣ方式のＴＶ受像機１４０について
説明するが、ＰＡＬ方式やＳＥＣＡＭ方式など他の任意
のＴＶ方式にも適用できることはいうまでもない。
の悪いときでも発振回路１２２からの発振信号の位相を
安定的に調整できる。さらに、この発明の他の実施例の
色再生回路を含むＴＶ受像機１４０を図１８に示す。な
お、ここではＮＴＳＣ方式のＴＶ受像機１４０について
説明するが、ＰＡＬ方式やＳＥＣＡＭ方式など他の任意
のＴＶ方式にも適用できることはいうまでもない。
【００５６】この色再生回路を含むＴＶ受像機１４０
は、クロマティクオフトランス１４２を含む。クロマテ
ィクオフトランス１４２は３．５８ＭＨｚ±０．５ＭＨ
ｚの帯域トランスであり、図１９（Ａ）に示すようなコ
ンポジット映像信号に含まれた３〜４ＭＨｚ帯の信号、
すなわち搬送色信号とカラーバースト信号とが２次側に
出力される。その信号はコンデンサＣ５を通すことによ
って直流分が失われ、図１９（Ｂ）に示すような波形と
なる。このカラーバースト信号と搬送色信号とを含む信
号は帯域増幅回路１４４で搬送色信号とカラーバースト
信号とに分離され、カラーバースト信号はバースト増幅
回路１４６で増幅され、カラーキラー回路１０，ＡＣＣ
回路１００およびＡＰＣ回路１２０にカラーバースト信
号が与えられる。カラーキラー回路１０はカラーバース
ト信号の有無によって帯域増幅回路１４４の動作を制御
する。すなわち、カラーバースト信号がない場合には白
黒放送を受信しているので帯域増幅回路１４４の動作を
停止する。一方、カラーバースト信号がある場合にはカ
ラー放送を受信しているので帯域増幅回路１４４を動作
させる。また、ＡＣＣ回路１００はカラーバースト信号
の振幅に応じて帯域増幅回路１４４でのゲインを調整す
る。すなわち、カラーバースト信号の振幅が大きければ
帯域増幅回路１４４でのゲインを小さくし、カラーバー
スト信号の振幅が小さければゲインを大きくする。
は、クロマティクオフトランス１４２を含む。クロマテ
ィクオフトランス１４２は３．５８ＭＨｚ±０．５ＭＨ
ｚの帯域トランスであり、図１９（Ａ）に示すようなコ
ンポジット映像信号に含まれた３〜４ＭＨｚ帯の信号、
すなわち搬送色信号とカラーバースト信号とが２次側に
出力される。その信号はコンデンサＣ５を通すことによ
って直流分が失われ、図１９（Ｂ）に示すような波形と
なる。このカラーバースト信号と搬送色信号とを含む信
号は帯域増幅回路１４４で搬送色信号とカラーバースト
信号とに分離され、カラーバースト信号はバースト増幅
回路１４６で増幅され、カラーキラー回路１０，ＡＣＣ
回路１００およびＡＰＣ回路１２０にカラーバースト信
号が与えられる。カラーキラー回路１０はカラーバース
ト信号の有無によって帯域増幅回路１４４の動作を制御
する。すなわち、カラーバースト信号がない場合には白
黒放送を受信しているので帯域増幅回路１４４の動作を
停止する。一方、カラーバースト信号がある場合にはカ
ラー放送を受信しているので帯域増幅回路１４４を動作
させる。また、ＡＣＣ回路１００はカラーバースト信号
の振幅に応じて帯域増幅回路１４４でのゲインを調整す
る。すなわち、カラーバースト信号の振幅が大きければ
帯域増幅回路１４４でのゲインを小さくし、カラーバー
スト信号の振幅が小さければゲインを大きくする。
【００５７】また、搬送色信号は帯域増幅回路１４４か
ら色復調回路１４８に与えられ、搬送色信号から元の色
差信号（Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙ，Ｇ−Ｙ）が取り出される。こ
のとき、送信側で搬送色信号を作るときに使用した３．
５８ＭＨｚの副搬送波と同じ位相の搬送波が必要とな
る。そのため発振回路１５０は３．５８ＭＨｚの発振信
号を出力するが、ＡＰＣ回路１２０で３．５８ＭＨｚの
カラーバースト信号と発振回路１５０からの発振信号と
の位相が合わせられる。なお、発振回路１５０からの発
振信号を色復調回路１４８に直接与えるとともに移相器
１５２を通して色復調回路１４８に与えることによっ
て、色復調回路１４８から各色差信号（Ｒ−Ｙ，Ｂ−
Ｙ，Ｇ−Ｙ）が取り出される。
ら色復調回路１４８に与えられ、搬送色信号から元の色
差信号（Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙ，Ｇ−Ｙ）が取り出される。こ
のとき、送信側で搬送色信号を作るときに使用した３．
５８ＭＨｚの副搬送波と同じ位相の搬送波が必要とな
る。そのため発振回路１５０は３．５８ＭＨｚの発振信
号を出力するが、ＡＰＣ回路１２０で３．５８ＭＨｚの
カラーバースト信号と発振回路１５０からの発振信号と
の位相が合わせられる。なお、発振回路１５０からの発
振信号を色復調回路１４８に直接与えるとともに移相器
１５２を通して色復調回路１４８に与えることによっ
て、色復調回路１４８から各色差信号（Ｒ−Ｙ，Ｂ−
Ｙ，Ｇ−Ｙ）が取り出される。
【００５８】ここで注目すべきは、カラーキラー回路１
０，ＡＣＣ回路１００およびＡＰＣ回路１２０に、それ
ぞれ図１，図１１および図１６に示す回路が用いられて
いることである。このような回路を用いることによっ
て、カラーキラー回路１０，ＡＣＣ回路１００およびＡ
ＰＣ回路１２０からはノイズに強い適正な調整信号が得
られる。したがって、色再生回路やＴＶ受像機１４０の
性能を向上することができる。
０，ＡＣＣ回路１００およびＡＰＣ回路１２０に、それ
ぞれ図１，図１１および図１６に示す回路が用いられて
いることである。このような回路を用いることによっ
て、カラーキラー回路１０，ＡＣＣ回路１００およびＡ
ＰＣ回路１２０からはノイズに強い適正な調整信号が得
られる。したがって、色再生回路やＴＶ受像機１４０の
性能を向上することができる。
【００５９】なお、図７に示す、（１−Ｋ）倍回路５
６，加算器５８，Ｋ倍回路６０および１Ｈ遅延回路４４
を含む平均化回路を、図１１に示すＡＣＣ回路１００や
図１６に示すＡＰＣ回路１２０に用いてもよい。また、
ＡＣＣ回路１００およびＡＰＣ回路１２０の１Ｈ遅延回
路４４としては、図９に示す回路が用いられられてもよ
い。さらに、これらのＡＣＣ回路１００やＡＰＣ回路１
２０および図７に示すカラーキラー回路１０を、図１８
に示すＴＶ受像機１４０に用いてもよいことはいうまで
もない。
６，加算器５８，Ｋ倍回路６０および１Ｈ遅延回路４４
を含む平均化回路を、図１１に示すＡＣＣ回路１００や
図１６に示すＡＰＣ回路１２０に用いてもよい。また、
ＡＣＣ回路１００およびＡＰＣ回路１２０の１Ｈ遅延回
路４４としては、図９に示す回路が用いられられてもよ
い。さらに、これらのＡＣＣ回路１００やＡＰＣ回路１
２０および図７に示すカラーキラー回路１０を、図１８
に示すＴＶ受像機１４０に用いてもよいことはいうまで
もない。
【図１】この発明の一実施例のカラーキラー回路の一例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】図１実施例に用いられる乗算器の一例を示す回
路図である。
路図である。
【図３】図２の乗算器の動作を示す波形図である。
【図４】ピークホールド回路の一例を示す回路図であ
る。
る。
【図５】１／２倍回路の一例を示す回路図である。
【図６】図１実施例の動作を示す波形図である。
【図７】この発明の他の実施例のカラーキラー回路を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図８】図７実施例に用いられる加重平均のための回路
の一例を示す回路図である。
の一例を示す回路図である。
【図９】１Ｈ遅延回路の一例を示すブロック図である。
【図１０】１Ｈ遅延回路の動作を示す波形図である。
【図１１】この発明の他の実施例のＡＣＣ回路の一例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１２】図１１実施例の全波整流回路の一例を示す回
路図である。
路図である。
【図１３】全波整流回路およびＬＰＦの動作を示す波形
図である。
図である。
【図１４】図１１のＡＣＣ回路にノイズが混入した場合
の動作を示す波形図である。
の動作を示す波形図である。
【図１５】従来のＡＣＣ回路にノイズが混入した場合の
動作を示す波形図である。
動作を示す波形図である。
【図１６】この発明の他の実施例のＡＰＣ回路の一例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１７】図１６実施例の９０度移相器の一例を示す回
路図である。
路図である。
【図１８】この発明の他の実施例のＴＶ受像機の一例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１９】図１８実施例のクロマティクオフトランスの
動作を示す波形図である。
動作を示す波形図である。
【図２０】従来技術を示すブロック図である。
【図２１】従来技術の動作を示す波形図である。
１０ …カラーキラー回路 １２ …乗算器 ２２，５２，１１４，１３６ …ＬＰＦ ２４ …ピークホールド回路 ４２，８０，８２ …サンプルホールド回路 ４４ …１Ｈ遅延回路 ４６，５８ …加算器 ４８ …１／２倍回路 ５４ …コンパレータ ５６ …（１−Ｋ）倍回路 ６０ …Ｋ倍回路 １００ …ＡＣＣ回路 １０２ …ＡＧＣアンプ １０４ …全波整流回路 １２０ …ＡＰＣ回路 １２２ …発振回路 １２４ …９０度移相器 １４０ …ＴＶ受像機 １４２ …クロマティクオフトランス １４４ …帯域増幅回路 １４６ …バースト増幅回路 １４８ …色復調回路 １５０ …発振回路 １５２ …移相器
Claims (18)
- 【請求項１】カラーバースト信号に基づいた第１電圧信
号を出力する第１電圧信号出力手段、 前記第１電圧信号を平均化する平均化手段、および前記
平均化手段からの平均化出力に基づいて調整信号を得る
信号検出手段を備える、カラーバースト信号を利用する
調整回路。 - 【請求項２】前記平均化手段は、前記第１電圧信号を１
Ｈ遅延する遅延手段、および前記第１電圧信号と前記遅
延手段からの遅延信号とを単純平均する単純平均化手段
を含む、請求項１記載のカラーバースト信号を利用する
調整回路。 - 【請求項３】前記平均化手段は、前記第１電圧信号を１
Ｈ遅延する遅延手段、および前記第１電圧信号と前記遅
延手段からの遅延出力とを加重平均する加重平均化手段
を含む、請求項１記載のカラーバースト信号を利用する
調整回路。 - 【請求項４】請求項１ないし３のいずれかに記載の調整
回路を用いたカラーキラー回路。 - 【請求項５】前記第１電圧信号出力手段は前記カラーバ
ースト信号に基づく矩形波信号を前記第１電圧信号とし
て出力するサンプルホールド手段を含む、請求項４記載
のカラーキラー回路。 - 【請求項６】前記第１電圧信号出力手段は、前記カラー
バースト信号の有無に応じた第２電圧信号を出力する第
２電圧信号出力手段、および前記第２電圧信号のピーク
値を検出して得たピークホールド信号を前記サンプルホ
ールド手段に出力するピークホールド手段を含む、請求
項５記載のカラーキラー回路。 - 【請求項７】前記第２電圧信号出力手段は、前記カラー
バースト信号と副搬送波とを比較する乗算器、および前
記乗算器からの出力を平滑して前記ピークホールド手段
に与える第１平滑手段を含む、請求項６記載のカラーキ
ラー回路。 - 【請求項８】前記信号検出手段は、前記平均化出力を平
滑する第２平滑手段、および前記第２平滑手段からの出
力に基づいたキラー信号を調整信号として出力する判別
手段を含む、請求項４記載のカラーキラー回路。 - 【請求項９】請求項１ないし３のいずれかに記載の調整
回路を用いたＡＣＣ回路。 - 【請求項１０】前記第１電圧信号出力手段は前記カラー
バースト信号に基づく矩形波信号を前記第１電圧信号と
して出力するサンプルホールド手段を含む、請求項９記
載のＡＣＣ回路。 - 【請求項１１】前記第１電圧信号出力手段は前記カラー
バースト信号を全波整流して前記サンプルホールド手段
に与える全波整流手段を含む、請求項１０記載のＡＣＣ
回路。 - 【請求項１２】前記信号検出手段は、前記平均化手段か
らの平均化出力に基づいてゲインを示す信号を設定する
設定手段、および前記設定手段からの信号を平滑してゲ
イン調整信号とする第３平滑手段を含む、請求項９記載
のＡＣＣ回路。 - 【請求項１３】請求項１ないし３のいずれかに記載のＡ
ＰＣ回路。 - 【請求項１４】前記第１電圧信号出力手段は前記カラー
バースト信号に基づく矩形波信号を前記第１電圧信号と
して出力するサンプルホールド手段を含む、請求項１３
記載のＡＰＣ回路。 - 【請求項１５】前記第１電圧信号出力手段は前記カラー
バースト信号と副搬送波との位相差に応じた出力を前記
サンプルホールド手段に与える位相比較手段を含む、請
求項１４記載のＡＰＣ回路。 - 【請求項１６】前記信号検出手段は前記平均化手段から
の平均化出力を平滑して位相調整信号を得る第４平滑手
段を含む、請求項１３記載のＡＰＣ回路。 - 【請求項１７】搬送色信号とカラーバースト信号とを分
離する第１増幅回路、前記カラーバースト信号の有無に
よって前記第１増幅回路の動作を制御するカラーキラー
回路、前記カラーバースト信号の振幅に応じて前記第１
増幅回路でのゲインを調整するＡＣＣ回路、前記搬送色
信号から元の色差信号を取り出す色復調回路、前記搬送
色信号を作るときに使用した副搬送波と同じ位相の発振
信号を前記色復調回路に与える発振回路、およびカラー
バースト信号と前記発振信号との位相を合わせるＡＰＣ
回路を備える色再生回路において、 前記カラーキラー回路は、前記カラーバースト信号の有
無に応じた第３電圧信号を出力する第３電圧信号出力手
段、前記第３電圧信号を平均化する第１平均化手段、お
よび前記第１平均化手段からの平均化出力に基づいてキ
ラー信号を出力する手段を含み、 前記ＡＣＣ回路は、前記カラーバースト信号の振幅に応
じた第４電圧信号を出力する第４電圧信号出力手段、前
記第４電圧信号を平均化する第２平均化手段、および前
記第２平均化手段からの平均化出力に基づいてゲイン調
整信号を出力する手段を含み、 前記ＡＰＣ回路は、前記カラーバースト信号の位相に応
じた第５電圧信号を出力する第５電圧信号出力手段、前
記第５電圧信号を平均化する第３平均化手段、および前
記第３平均化手段からの平均化出力に基づいて位相調整
信号を出力する手段を含む、色再生回路。 - 【請求項１８】請求項１７記載の色再生回路を用いたＴ
Ｖ受像機。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6008161A JPH06327028A (ja) | 1993-03-17 | 1994-01-28 | カラーバースト信号を利用する調整回路 |
| US08/212,890 US5661530A (en) | 1993-03-17 | 1994-03-15 | Television circuit utilizing color burst signal |
| DE69424588T DE69424588T2 (de) | 1993-03-17 | 1994-03-16 | Fernsehschaltung die ein Farbsynchronsignal verwendet |
| KR1019940005179A KR100354627B1 (ko) | 1993-03-17 | 1994-03-16 | 컬러버스트신호를이용하는텔레비전회로 |
| EP94104102A EP0616474B1 (en) | 1993-03-17 | 1994-03-16 | Television circuit utilizing color burst signal |
| CN94104821A CN1087561C (zh) | 1993-03-17 | 1994-03-17 | 利用色同步信号的调节电路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5-56670 | 1993-03-17 | ||
| JP5667093 | 1993-03-17 | ||
| JP6008161A JPH06327028A (ja) | 1993-03-17 | 1994-01-28 | カラーバースト信号を利用する調整回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06327028A true JPH06327028A (ja) | 1994-11-25 |
Family
ID=26342626
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6008161A Pending JPH06327028A (ja) | 1993-03-17 | 1994-01-28 | カラーバースト信号を利用する調整回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5661530A (ja) |
| EP (1) | EP0616474B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06327028A (ja) |
| KR (1) | KR100354627B1 (ja) |
| CN (1) | CN1087561C (ja) |
| DE (1) | DE69424588T2 (ja) |
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| US7250985B2 (en) | 2003-09-17 | 2007-07-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Color demodulation circuit |
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| DE10201064B4 (de) * | 2002-01-14 | 2004-07-22 | Siemens Ag | System zur Bereitstellung von Informationen in Form eines Informationsmodells |
| US6857185B2 (en) * | 2002-05-24 | 2005-02-22 | Iap Research, Inc. | Method for electromagnetically joining tubes to sheets in a tubular heat transfer system |
| JP2008294629A (ja) * | 2007-05-23 | 2008-12-04 | Funai Electric Co Ltd | テレビ受信機 |
| CN101808249B (zh) * | 2009-02-12 | 2012-06-27 | 晨星软件研发(深圳)有限公司 | 影像处理电路及影像处理方法 |
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| US4554596A (en) * | 1981-11-04 | 1985-11-19 | Hitachi, Ltd. | Color video signal recording apparatus |
| JPS6030294A (ja) * | 1983-07-28 | 1985-02-15 | Sony Corp | デジタルカラ−キラ−回路 |
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| JPH05336534A (ja) * | 1992-06-04 | 1993-12-17 | Sony Corp | レベル検出回路 |
-
1994
- 1994-01-28 JP JP6008161A patent/JPH06327028A/ja active Pending
- 1994-03-15 US US08/212,890 patent/US5661530A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-03-16 DE DE69424588T patent/DE69424588T2/de not_active Expired - Fee Related
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- 1994-03-17 CN CN94104821A patent/CN1087561C/zh not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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| EP0616474A2 (en) | 1994-09-21 |
| KR100354627B1 (ko) | 2002-12-26 |
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