JP2783614B2

JP2783614B2 - Ｆｍ復調装置

Info

Publication number: JP2783614B2
Application number: JP1269215A
Authority: JP
Inventors: 郁夫熊谷; 明宏村山
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-10-18
Filing date: 1989-10-18
Publication date: 1998-08-06
Anticipated expiration: 2013-08-06
Also published as: JPH03132287A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）この発明は、時分割で情報が到来するFM信号、例えば
SECAM方式のクロマ信号を処理する場合に好適するFM復
調装置に関する。

（従来の技術）現在、世界で使用されているカラーテレビジョン信号
方式としては、NTSC、PAL、SECAMの３つの方式がある。
このうちSECAM方式は、主に東側諸国、フランスなどで
採用されている。SECAM方式では、伝送歪みに対する特
性を向上するために色信号（Ｒ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）をFM
復調し、線順次で送信している。FM復調キャリアは、
（Ｒ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）用で異なり、（Ｒ−Ｙ）が282f
H、（Ｂ−Ｙ）が272fH（fH＝15.625KHz）である。受信
側において（Ｒ−Ｙ）信号を受けたか、（Ｂ−Ｙ）信号
を受けたかを識別するためには、各ラインのアイデント
信号若しくはID信号と称される識別信号を検波すること
により行っている。ID信号は、バックポーチと垂直帰線
期間の部分に挿入されている。

またNTSC方式で行われている搬送波抑圧と同様に、SE
CAM方式でも色信号の輝度信号への影響を軽減するため
に、ベルフィルタと呼ばれる帯域抑圧（送信時は逆ベル
型）フィルタを通して色信号を処理している。

上記した色信号を受信し処理するカラーテレビジョン
受像機においては、１水平期間（1Hライン）のみに着目
すると常に色差信号の片方しか存在しないので、前のラ
インの色差信号を次のラインまで遅延して保持し、同時
化する必要がある。そこで従来は、ガラス遅延線を用い
1H遅延色差信号を得ている。従来このガラス遅延線は、
高周波（RF）帯で遅延を行うような位置に設けられてい
る。このために遅延しない直接信号と、遅延信号との間
でビートを発生し、ラインクローリングと呼ばれる画面
妨害が現れていた。これを避けるためには、復調した線
順次の色差信号、つまり（Ｒ−Ｙ）信号と（Ｂ−Ｙ）信
号とを交互に1H遅延させて同時化すればよい。このよう
な復調後の信号を遅延させる素子としては、CCD（電荷
結合素子）の開発に伴い、これを用いることにより実現
が可能である。

ところで、SECAM方式のクロマ信号を処理する場合、
色差信号、つまり、（Ｒ−Ｙ）信号と（Ｂ−Ｙ）信号と
が1H（１水平期間）毎に交互に線順次で伝送されてお
り、しかも各信号のFM変調キャリア周波数が異なる。こ
のためにFM復調器としては（Ｒ−Ｙ）用と（Ｂ−Ｙ）用
の２つを用意して色差信号を得ている。復調器を低減し
簡単な構成にするために１軸復調器を用いることも考え
られるが、（Ｒ−Ｙ）信号到来時と（Ｂ−Ｙ）信号到来
時においてキャリア周波数が変わったときに、復調出力
の直流レベル（DCレベル）が大きく変動するために正常
な復調出力を得られない。このことは忠実な色再現がで
きないことを意味する。上記したようにクロマ信号の伝
送方式は、SECAM復調器を複雑な構成にする原因となっ
ている。

第７図は、SECAM方式のクロマ信号を処理する特徴的
な回路部分を示し、第８図は各部の信号波形を示してい
る。

複合SECAM信号（第８図（Ａ））から分離されたクロ
マ信号は、入力端子１を介してベルフィルタ２に供給さ
れる。ベルフィルタ２は、送信側の逆ベルフィルタ２に
よる信号特性を補正するもので、このベルフィルタ２を
通すことにより一定振幅のクロマ信号（第８図（Ｂ））
を得ることができる。

ベルフィルタ２の出力クロマ信号は、色差増幅器３と
ID増幅器４に供給される。ID増幅器４は、FM変調された
（Ｒ−Ｙ）信号の先頭に挿入されている（Ｒ−Ｙ）用ID
信号とFM変調された（Ｂ−Ｙ）信号の先頭に挿入されて
る（Ｂ−Ｙ）用ID信号とを増幅する回路である。色差信
号のタイミングとID信号の入力タイミングは、入力端子
５から供給されゲートパルスGP（第８図（Ｃ））により
決定される。

色差増幅器３からはID信号を除去したクロマ信号のみ
が取出され、色差復調器６に入力される。またID増幅器
４から取出されたID信号は、ID復調器７に入力される。
色差復調器６において、復調の黒レベルは、外付けのボ
リウムVR1とVR2とを用いて調整される。この色差復調器
６においてライン毎の復調軸の切換えは、ID検出器８か
らのラインパルス（第８図（Ｅ））により実行される。
ID検出器８は、ID復調器７からの復調ID信号を判定して
（Ｒ−Ｙ）信号、（Ｂ−Ｙ）信号到来を検出する回路で
ある。復調された色差信号（第８図（Ｇ））は、ベース
バンド処理回路９に入力される。ここでは、1H遅延回路
を用いて（Ｒ−Ｙ）信号と（Ｂ−Ｙ）信号の同時化処
理、およびマトリックス演算による（Ｇ−Ｙ）信号の生
成が行われる。一方、ID増幅器４からのID信号は、ID復
調器７において復調される。ID復調器７におけるこの復
調軸の調整はコンデンサ及びコイルからなるトランスT3
により調整される。ID復調器７の復調出力は、（Ｒ−
Ｙ）信号と（Ｂ−Ｙ）信号のいずれが到来しているかを
示す検波出力（第８図（Ｆ））であり、ラインスイッチ
や切換えパルスのタイミングおよび位相制御用として用
いられる。第８図（Ｄ）は水平同期パルスであり、ID復
調出力の検出タイミング、ベースバンド処理回路９にお
けるタイミング信号として利用される。

（発明が解決しようとする課題）上記したSECAM方式のクロマ信号処理装置において
は、色差復調器とID復調器の２系統の復調部が必要であ
りIC化する場合、素子数が多く、またチップ面積も大き
くなる。また色差復調器において２点のボリウム調整、
ID復調器において１点のトランス調整、合計３点の調整
箇所がある。ボリウムの調整箇所があることは、それだ
け経時変化の要素があることである。このために上記の
装置は、長期的にみて信頼性に劣り、また受像機の製造
工程において調整ステップが多く、費用の増大を免れな
いという問題がある。

そこでこの発明は、１つの位相ロックループ回路方式
を用いたFM復調器を利用し、VCOの動作電流を切換えら
れるようにし、時分割で入力するそれぞれ復調軸の異な
る信号（ID信号、（Ｒ−Ｙ）情報、（Ｂ−Ｙ）情報）に
追従した復調が行われるようにして素子数を低減し、さ
らに復調器の調整項目を低減でき、低価格のFM復調装置
を提供することを目的とする。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）この発明では、アイデント信号および第１、第２の色
差情報信号からなるSECAM方式クロマ信号を入力してFM
復調処理を行う復調回路と、この復調回路の位相ロック
ループにおけるフリーラン周波数を、前記アイデント信
号復調用および第１、第２の色差情報信号復調用の各周
波数として選択的に切換える復調軸切換え手段とを備え
るものである。

（作用）上記の手段により、複数のキャリアの異なる複数のFM
信号を復調することができる。またSECAM方式のクロマ
信号処理回路としては、２つの色差信号の復調とID信号
の復調を１つのFM復調部で行うことができる。よって従
来必要としたID復調器及びその調整が不要となり、素子
数の低減及び調整項目の低減が得られる。

（実施例）以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例である。SECAM方式のテ
レビジョン信号から分離されたクロマ信号は入力端子11
を介してベルフィルタ12に供給される。ベルフィルタ12
は、送信側の逆ベルフィルタによる信号特性を補正する
もので、このベルフィルタ12を通すことにより一定振幅
のクロマ信号を得ることができる。

ベルフィルタ12の出力クロマ信号は、色差信号及びク
ロマ信号を増幅する増幅器（以下クロマ・ID増幅器とい
う）13に供給される。このクロマ・ID増幅器13の出力
は、位相ロックループ回路を用いたFM復調器14に入力さ
れる。このFM復調器14は、２つの色差信号及びID信号を
復調するので、以下クロマ・ID復調器ということにす
る。このクロマ・ID復調器14は、位相ロックループ（PL
L）回路を利用した復調回路であり、PLL回路に含まれる
電圧制御発振器（以下VCOと記す）の動作電流を電圧ま
たは電流で切換えることによりフリーラン周波数を切換
え復調軸を調整可能である。

VCOの動作電流は、外付けの調整ボリウムVR1、VR2に
より設定されており、その出力がスイッチパルスにより
交互に選択されてVCOの動作電流を設定するように構成
されている。

クロマ・ID復調器14から出力された復調信号（色差信
号、復調ID信号）は、ベースバンド処理回路15に入力さ
れる。ベースバンド処理回路15においては、端子18から
の水平同期パルスHPを用いて水平期間のブランキング処
理を行う。そして、1H遅延回路を用いて（Ｒ−Ｙ）信号
と（Ｂ−Ｙ）信号の同時化処理、およびマトリックス演
算による（Ｇ−Ｙ）信号の生成が行われる。

また、クロマ・ID復調器14から出力された復調信号
（色差信号、復調ID信号）は、ID検出器16にも入力され
る。ここでは、端子19からのゲートパルスGPのタイミン
グで復調ID信号が抜取られる。そして、このID検出器16
は、復調ID信号に基づいて、カラーキラー判定及びスイ
ッチパルスの極性の確認を行い、復調器14の復調軸の切
換えを行うためにスイッチパルスを出力する。

第２図及び第３図は、上記のシステムをさらに具体的
に説明するために示した図である。

第２図は、PLL回路を利用したクロマ・ID復調器14の
検波特性を示すレベルチャートである。入力した色差信
号の極性（Ｒ−Y/B−Ｙ）に同期してスイッチパルスに
よる復調軸の切換えが行われているものとする。（Ｂ−
Ｙ）信号が入力したときに、ボリウムVR1で設定した電
流がPLLのVCOの動作電流として流れ、そのフリーラン周
波数が設定される。このときのフリーラン周波数はfOB
（＝277fH）になるように設定されている。fHは水平周
波数である。送信側における（Ｂ−Ｙ）色差黒レベル
は、周波数fOBに設定されているので復調色差信号、つ
まり（Ｂ−Ｙ）信号は第２図の出力電圧V0を中心に振れ
ることになる。次の水平ラインになり、（Ｒ−Ｙ）信号
が入力すると、ボリウムVR2で設定した電流がPLLのVCO
の動作電流として流れ、そのフリーラン周波数が設定さ
れる。このときのフリーラン周波数はfOR（＝282fH）に
なるように設定されている。送信側における（Ｂ−Ｙ）
色差黒レベルは、周波数fORに設定されているので復調
色差信号、つまり（Ｒ−Ｙ）信号は第２図の出力電圧V0
を中心に振れることになる。PLL回路方式のFM復調にお
いては、VCOのフリーラン周波数がどこに設定されるか
により、復調出力の直流レベルが決まるので、このシス
テムはこのことを利用し、キャリアの異なる信号が入力
しても基準の直流レベルは常に同じ値Voとなるように、
復調軸を切換えるようにしたものである。

一方、ID信号が入力したときは、周波数fOBとfORの中
間の周波数FOIDがフリーラン周波数となるように設定さ
れる。このときは、周波数fOBとfORを設定したときの電
流の半分の電流が、動作電流としてVCOに流れるように
なっており、フリーラン周波数fOID（＝277fH）、つま
り（fOB＋fOR）/2が設定される。この周波数による復調
軸でID信号を検波した場合、第２図に示すように電圧Ｖ
oIBとＶoIRの上下対称な復調波を得ることができる。垂
直帰線期間に挿入されているID信号は、第２図に示すよ
うにfmaxとfminの周波数であるが、この場合も基準の設
定電位ＶOIDに対してVmaxとVminの復調出力が得られ、
上下対称の関係がある。

第３図は、クロマ・ID復調器14の具体構成を示し、第
４図はその動作タイミングチャートである。クロマ・ID
増幅器13からの色差情報及びID信号（第４図（Ａ））は
位相検波器141に入力され、VCO143からの発振出力と位
相比較される。位相比較結果はFM復調出力として出力さ
れるとともに、電圧電流変換器142に入力される。この
電圧電流変換器で142と電流変換された信号は、VCO143
の周波数及び位相制御端子に入力される。ここでVCO143
の制御パルスであるスイッチパルスは、第４図（Ｃ）、
（Ｄ）に示すように２系統あり、スイッチパルスsw1がL
oのときは、周波数272fHに相当する電流がVCO143の動作
電流として流れ、Hiのときは周波数277fHに相当する電
流がVCO143の動作電流として流れるものとする。またス
イッチパルスsw2がLoのときは第２の動作電流供給路が
カットオフ、Hiのときは、周波数5fHに相当する電流が
供給されるものとする。

このスイッチプラスウsw1とsw2の組合わせによりVCO1
43は復調軸が３種類切換えられる。

１つは、スイッチパルスsw1、sw2が両方ともハイレベ
ル状態のとき、たの１つは両方ともローレベル状態のと
き、残りはハイレベルとローレベルの組合わせ状態にな
ったときである。これらの３つの状態においてそれぞれ
VCOの動作電流は異なることになり、第２図に示したよ
うに３つの復調軸を得ることができる。各状態における
VCO143の発振周波数は、第４図（Ｅ）に示すような関係
となり、ID信号期間はfOID、（Ｒ−Ｙ）信号期間はfO
R、（Ｂ−Ｙ）信号期間はfOBの発振周波数となる。

このシステムは、ID復調周波数の絶対精度が色差復調
周波数程高くないことを利用している。復調軸周波数調
整はまずfOBについて行われ、fORの調整はfOR（＝282f
H）がfOB（＝272fH）よりも10fH高いことから、fOBを＋
10fH分をシフトさせるシフト量調整で行われる。このよ
うにしても、色差復調軸調整精度は、従来の精度とかわ
りはない。次に、fORの調整に用いた＋10fH分の電流を
それぞれ1/2に分流し、そして＋5fH分のシフトに相当す
る電流を２つ生成する。＋5fH分の電流を両方使えば元
通りfORの周波数を得ることができるし、＋5fH用電流を
片方あるいは交互にfOB用の電流に加算すれば、fOIDの
周波数が得られる。

第４図に示した例では、常に＋5fH分の電流の片方を
使用する例であり、上記したように交互に用いてもよ
い。

上記の実施例ではあくまでも復調軸周波数調整でfOID
の調整誤差を補うものであるから、必ずしもこのような
電流設定でなくてもよい。例えば、fOB用の電流を直接2
72fH相当の電流に調整し、fOR用の電流を直接282fH相当
の電流に調整しても、（282fH用電流−272fH用電流）の
演算により10fH用のシフト電流を作成すれば上記のよう
な動作を実現できる。

通常、復調軸周波数の調整には10^-4程度の精度が要求
される。絶対値でいうと数100Hzのオーダーである。こ
れに対してID復調の調整精度は数KHzと１オーダー低
い。この精度については、さらに第５図の具体回路にお
いて説明する。

第５図はVCO143の具体回路である。

VCO143は、トランジスタQ1〜Q15、抵抗R1〜R10、コン
デンサC1により構成されている。トランジスタQ1〜Q15
はエミッタ結合型マルチバイブレータ発振器を構成して
いる。マルチバイブレータは、コンデンサC1に対する充
電放電を交互に行い、発振出力を得る。放電電流は、ト
ランジスタQ13、Q14のコレクタ電流であり、トランジス
タQ13〜Q15がカレントミラー回路を構成しているので、
全体では電流スイッチ及び電圧電流変換器からの入力電
流の和となる。抵抗R1、R2に発生する発振電圧は、トラ
ンジスタQ1、Q2、Q3でクランプされるために抵抗R3に発
生する電位差に等しい。発振出力はトランジスタQ2、Q3
のエミッタから導出される。上記の電流和をIcontとお
き抵抗R3に発生する電位差をVR3とおくと、発振周波数f
oscは、 fosc＝Icont/（４×C1×VR3）となる。VR3は一定であるから、制御電流に対して発振
周波数はリニアに変化する。

電流スイッチは、マルチバイブレータに流れる電流を
切換える部分である。

電流スイッチは、トランジスタQ50〜Q62、抵抗R50〜R
56により構成されている。トランジスタQ52のエミッタ
にボリウムVR1からの設定電流が抵抗R52を介して供給さ
れ、またトランジスタQ53、Q54のエミッタにボリウムVR
2からの設定電流が抵抗R53を介して供給される。また、
基準電流源ＩREFの電流Irefは、トランジスタQ61、Q62
を介してトランジスタQ53、Q54に２分岐される。

トランジスタQ56〜Q59は２系統のスイッチパルスsw1
とSW2により、VCOの動作電流を切換える部分である。ス
イッチパルスSW1がローレベルLoのときは、トランジス
タQ56がオンし、VCOにはトランジスタQ53からの電流は
供給されない。またスイッチパルスsw1がハイレベルHi
のときはトランジスタQ57がオンしてトランジスタQ53か
らの電流をVCOへ供給する。またスイッチパルスsw2がロ
ーレベルのときはトランジスタQ58がオンしてトランジ
スタQ54からの電流はVCOには供給されず、ハイレベルの
ときはトランジスタQ59がオンしてトランジスタQ54から
の電流がVCOに供給される。これらの電流は、ボリウムV
R2により設定された電流に加算される形で供給される。
この加算電流と、スイッチパルスsw1、sw2の関係を説明
する。スイッチパルスsw1、sw2が両方ともローレベルで
あると、トランジスタQ56とQ58がオンするために、VR2
からの電流および基準電流Irefは、VCOに供給されるこ
とはない。よってVCOに供給される電流は、トランジス
タQ52を介して流れるボリウムVR1からのfOB用の電流の
みである。これにより、VCOは周波数fOB（（Ｂ−Ｙ）用
の復調軸）をフリーラン周波数として発振する。次に、
スイッチパルスsw1とsw2の両方がハイレベルのときは、
トランジスタQ57、Q59がオンし、ボリウムVR2により設
定された電流に対して更に基準電流Irefが加わる。従っ
て、VCOに供給される電流としては、ボリウムVR1により
設定されている電流に対して、先のVR2により設定され
る電流および基準電流Irefが加算されることになる。VR
2により設定される電流および基準電流Irefは、先に説
明したfOBを＋10fH分をシフトさせる電流量に相当す
る。このときはVCOはfORのフリーラン周波数となる
（（Ｒ−Ｙ）用の復調軸）。さらに、スイッチパルスsw
1とsw2のいずれか一方がハイレベル、他方がローレベル
であれば、基準電流Irefの1/2と、VR2により設定される
電流及び、VR1により設定されている電流がVCOに供給さ
れるので、VCOはfOIDのフリーラン周波数となる（ID信
号用の復調軸）。

上記のようにVCO143は、スイッチパルスsw1、SW2の組
合わせにより、動作電流が切換えられ３つの復調軸を得
ることができる。

第６図は、位相比較器141と電圧電流変換器142の具体
回路例を示している。

位相比較器141は、トランジスタQ24〜Q37、Q44と、抵
抗R17〜R24、R34から構成されている。また、電圧電流
変換器163は、トランジスタQ38〜Q43、Q45〜Q47、抵抗R
25〜R33、R35〜R38から構成されている。

差動トランジスタQ28、Q29のベースにクロマ信号が入
力され、差動対トランジスタQ24〜Q27に、VCOの発振出
力が供給される。位相比較出力は、トランジスタQ30〜Q
37のカレントミラー回路により電流反転およびシングル
エンドされ、抵抗R25（負荷抵抗）に流れ、電圧に変換
される。

この電圧は、電圧電流変換器のトランジスタQ38のベ
ースに印加される。トランジスタQ38、Q39の差動増幅器
は、電流返還出力を得る。トランジスタQ38、Q39の両コ
レクタ電流は、トランジスタQ40、Q41のカレントミラー
回路でシングルエンドされ、変換電流はトランジスタQ4
1のコレクタから出力される。この電流はVCO162（トラ
ンジスタQ13、Q14のベース）に供給される。電圧電流変
換器161の変換率をGmとおくと、 Gm＝1/（re＋R27） re＝（Ic/Vt）、Ic:コレクタ電流、Vt:熱起電力。

re＜＜R27のとき、1/R27で与えられる。

次にPLL色差復調器の復調色差信号Voutを求めてみ
る。

FM信号である入力クロマ信号の周波数偏移をΔｆとお
くと、VCOに必要な制御電流ΔＩは、 ΔＩ＝４×C1×VR3×Δｆとなる。このΔＩを発生させるVoutは、 Vout＝ΔI/Gm ＝４×C1×VR3×Δｆ×2R27 である。

［発明の効果］以上説明したようにこの発明は、１つの位相ロックル
ープ回路方式を用いたFM復調器を利用し、VCOの動作電
流を切換えることにより時分割で入力するそれぞれ復調
軸の異なる信号（ID信号、（Ｒ−Ｙ）情報、（Ｂ−Ｙ）
情報）に追従した復調が行われるようにして素子数を低
減し、さらにFM復調器の調整項目を低減でき、低価格の
復調装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図はこ
の発明の装置の動作原理を説明するために示した説明
図、第３図は第１図のクロマ・ID復調器に構成を示す
図、第４図は第３図の回路の動作を説明するために示し
たタイミングチャート、第５図は第３図の電圧制御発振
器の具体例を示す回路図、第６図は第３図の位相比較器
及び電圧電流変換器の具体例を示す回路図、第７図はSE
CAM方式の色復調回路の例を示す図、第８図は第７図の
色復調回路の動作を説明するために示した信号波形図で
ある。 12……ベルフィルタ、13……クロマ・ID増幅器、14……
クロマ・ID復調器、15……ベースバンド処理回路、16…
…ID検出器、141……位相比較器、143……電圧制御発振
器（VCO）、143……電圧電流変換器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04N 11/18 H04N 9/47 H04N 9/64

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】アイデント信号および第１、第２の色差情
報信号からなるSECAM方式クロマ信号を入力してFM復調
処理を行う復調回路と、この復調回路の位相ロックループにおけるフリーラン周
波数を、前記アイデント信号復調用および第１、第２の
色差情報信号復調用の各周波数として選択的に切換える
復調軸切換え手段とを具備したことを特徴とするFM復調装置。