JPH06274249A - バックアップ用無停電電源システム - Google Patents

バックアップ用無停電電源システム

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JPH06274249A
JPH06274249A JP12458892A JP12458892A JPH06274249A JP H06274249 A JPH06274249 A JP H06274249A JP 12458892 A JP12458892 A JP 12458892A JP 12458892 A JP12458892 A JP 12458892A JP H06274249 A JPH06274249 A JP H06274249A
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Frederick A Stich
エイ スティック フレデリック
Sr Donald K Zahrte
キース ザルト シニア ドナルド
Jr Richard V Baxter
ヴィー バクスター ジュニア リチャード
Douglas C Folts
シー フォルツ ダグラス
Thomas G Hubert
ジー フーバート トーマス
Juan M Medina
マニュエル メディーナ ジュアン
William J Hazen
ジェイ ハーゼン ウィリアム
Edward G Beistle
ジー ベイストル エドワード
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
    • H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
    • H02J9/062—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for AC powered loads

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 機械式リレーの接点が電流の発生していない
時間の間のみ切り替え、ＡＣ電源システムを無停電電源
システムから積極的に電気的に絶縁する。 【構成】 ＡＣ電源システムの線の故障が発生すると、
電源経路の静止スイッチ３５はＡＣ電力線と負荷との間
の接続を遮断し、インバータをオンして補助バッテリー
から取り出した電力を、ＡＣ電力に変換して供給する。
入力端子と静止スイッチの間に接続されたリレーは、静
止スイッチが遮断した後、リレー接点を開くように制御
され、機械式リレーの接点が電流の発生していない時間
の間のみ切り替わることを可能にし、ＡＣ電源システム
を無停電電源システムから積極的に電気的に絶縁する。
以前のサイクルのＡＣ入力波形の平均による波形を現在
の入力信号と比較して基準波形からの乖離によって、線
の故障の検出を行う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的に電源システム
に関し、特に無停電電源装置または無停電電源システム
に関する。
【０００２】
【従来の技術】無停電電源装置または無停電電源システ
ム（一般的にＵＰＳと称する）は、線路電力の消失によ
ってプログラムが中断したり貴重なデータが失われるコ
ンピュータ・システムのような重要な負荷に対する電源
をバックアップするために使用する。ＡＣ電源システム
の過渡的なスパイク、低電圧状態または電力波形の歪が
ＵＰＳを介して電力を供給したコンピュータの動作を乱
さないことを保証するため、この無停電電源装置はまた
線路電力の条件設定機能を提供することができる。一般
的に、ＵＰＳはＡＣ出力線に対するインバータを介して
インターフェースされたバッテリーを有する。入力ＡＣ
電源に故障が発生すると、このインバータを制御して通
常の入力ＡＣ電源と同じ周波数および実質的に同じ波形
でこのバッテリーからＡＣ出力線に電源を供給するよう
に、１種類のＵＰＳでは動作する。ＡＣ出力線に供給さ
れる波形に実質的な過渡的スパイスまたはディップを発
生させないため、故障時の切り換えは、できるだけスム
ースに行うことが好ましい。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】二重変換ＵＰＳシステ
ムの場合、ＡＣ電源はＤＣ電圧に整流され、このＤＣ電
圧は、バッテリーの電圧と並列に絶えず動作しているイ
ンバータに加えられる。もしこのインバータが故障する
かまたは故障しなくても負荷に電力を供給することがで
き、かつＡＣ電源がＡＣ電源システムからなお入手可能
であれば、ＵＰＳに通常設けられているバイバスを切り
換えて線路電力を直接負荷に供給する。しかし、通常
は、線路電力が直接負荷に接続されないように、インバ
ータが絶えず動作している。もし線路電力が故障する
と、出力インバータは動作を続けているが、バックアッ
プ電源（通常バッテリー）から重要な負荷に電力を供給
する。この入力整流器は通常バッテリーから主電源シス
テムへの電力の逆流を防止することができるが、幾つか
の場合には、リレーを設け、停電または節電中は整流器
をＡＣ主電源から遮断し、バッテリーとインバータをＵ
ＰＳに対する入力端子およびしたがってＡＣ主電源に対
する入力端子から電気的に切り離すことができる。電力
変換装置が絶えず動作して電力を負荷に供給しているの
で、この負荷に供給された電力の中断または不調を回避
するため、電源故障の場合に迅速に切り換えを行って主
電源をＵＰＳから切り離す必要はない。しかし、もしイ
ンバータ自身が故障し、負荷を直接ＡＣ主電源に切り換
える必要が生じ、その結果一般的負荷に供給される電力
が瞬間的に中断される場合には、迅速な切り換えが要求
される。二重変換ＵＰＳのインバータは絶えず動作して
いるため、エネルギーはＵＰＳ自身によって絶えず消費
されている。このインバータは、全ての負荷条件で絶え
ず動作するためのサイズと定格を有さなければならず、
従って高価な部品が必要になる。
【０００４】鉄共振トランスを使用するＵＰＳの場合、
電力は通常この鉄共振トランスを介してＡＣ主電源から
負荷に供給されるので、インバータは絶えず動作する必
要はなく、この鉄共振トランスは入力線路電力の過渡電
流の濾波を行うと共に電力不足による混乱を若干補償す
る。ＡＣ電力線の停電または節電を検出すると、ＡＣス
イッチが開いて鉄共振トランスの一次側をＡＣ主電源か
ら切り離し、インバータがオンして電力をバッテリーか
ら鉄共振トランスの補助一次側に供給し、次にこの鉄共
振トランスが電力を負荷に供給する作業を行う。この鉄
共振トランスのエネルギー貯蔵および波形平滑特性のた
め、切り換えが発生しても、もしこれが適切なタイミン
グで行われれば、鉄共振トランスの二次側から負荷に供
給される出力電圧の波形に大きな影響を及ぼすことはな
く、その結果負荷に対する電力の「中断」は生じない。
「インバータのパルス幅を変調する方法と装置」という
名称のリチャードＶ．バックスター他に対する米国特許
第4,６９2,８５４号に、鉄共振トランスＵＰＳシステム
の１例が開示されている。
【０００５】ある種の他のバックアップ用電源装置で
は、ＡＣ主電源は通常負荷に直接接続され、インバータ
がオンされると、一般的にＡＣ主電源が故障した場合の
み電力を負荷に供給する。このようなシステムの利点
は、通常の動作の間ＡＣ電力線を負荷に直結することに
より、補助電源エネルギーの損失を回避し、比較的安価
で簡単なインバータの部品の使用を可能にすることであ
るが、この理由は、インバータがたまにしか動作しない
からである。しかし、ＡＣ主電源は通常負荷に直結され
ているので、このＡＣ主電源が故障すると、補助電源シ
ステムは先ずＡＣ電源システムを負荷から切り離し、次
にインバータをオンにして電力をバックアップ電源、例
えば、バッテリーから負荷に供給しなければならない。
切り換えに必要な時間は５０Hzまたは６０Hz電源システ
ムの１サイクルのかなりの部分または数サイクルに迄も
長くなる可能性があり、その結果、しばしば負荷に対し
て供給された電力が瞬間的に中断するかまたは少なくと
も負荷に供給された電力の波形に歪が生じる。安全上の
理由から、補助電源のバッテリーとインバータは機械的
なスイッチによってＡＣ主電源から電気的に隔離されな
ければならず、これらのスイッチは、６０Hzの波形のサ
イクルと比較し、不可避的に比較的遅い切り換え時間を
有している。更に、電力の電流が尚ＡＣ電源システムか
ら負荷にレリー・スイッチを介して供給されている間に
（電源の全体的な故障と違って節電の間、またはＡＣ電
源システムにグリッチまたは波形の歪の状態が発生して
電源システムを負荷から切り離すことを要求する間
に）、これらのリレー・スイッチを開の状態にすると、
これらスイッチは、負荷を電源システムから切り離そう
として急速に開かれるので、機械的リレーからアークが
発生し、接点がくっつき、またはこれらが溶接される可
能性さえある。
【０００６】インバータが絶えず動作しないで電力を負
荷に供給しているＵＰＳシステムの場合、不必要なＵＰ
Ｓの動作を避けながら、ＡＣ電源システムを電圧の故障
を迅速かつ正確に検出する能力は、考慮すべき重要な点
である。一般的に、もしＵＰＳが６０Hzの半サイクルの
数分の１で停電を検出することができ、その結果、ＡＣ
電源システムからの電力損失が検出されたのと同じ半サ
イクル内でこのＵＰＳが負荷に対する電力の供給を切り
換えることができれば、これは望ましい。ＵＰＳシステ
ムで停電を検出するために適用することのできるシステ
ムは、「無停電電源装置の線路電力を監視する方法と装
置」という名称のリチャードＶ．バックスター．Ｊｒ．
他に対する米国特許出願番号第７０／４０4,９０２号に
開示され、これはここに参考として含まれている。この
特許出願に開示されているシステムは基準波形を発生
し、マイクロプロセッサ内でこの基準波形と現在のＡＣ
電源システムの波形を比較する。この基準波形は比較的
遅い速度で変化する一連の以前の波形のサイクルから得
たデータを複合したものであり、その結果、故障を示す
電圧波形の適度の変化が検出され、一方この基準は、こ
れにもかかわらず真の正弦波から乖離するが、不必要な
ＵＰＳの切り換えを回避するために電力線の故障を示さ
ない線路電力の組織的な歪に対して適応しこれと一致す
ることができる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のバックアップ用
の無停電電源システムにより、ＡＣ電源システムの正常
な状態の間はＡＣ主電源は重要な負荷に実質的に直接か
つ効率よく接続され、その結果、バックアップ用の電源
システム自身による通常の動作では比較的少量のエネル
ギーしか消費されない。ＡＣ主電源の電力故障はこのバ
ックアップ電源システムによって迅速かつ正確に検出さ
れ、これによりＡＣ主電源を迅速に負荷から隔離し、バ
ッテリーのようなＤＣ電源から取り出したＡＣ電力を負
荷にとって電力の中断が発生しない十分な迅速で重要な
負荷に電力を供給する。従って、コンピュータのような
重要な負荷には、ＡＣ線路電力からバックアップ電力へ
の切り換え中にデータを消失しまたはそうでなくてもそ
の動作を中断させるような停電が発生しない。一般的
に、線路電力からバックアップ電力への切り換えは６０
Hzの電力の１サイクルの数分の１で行われる。
【０００８】バックアップ電源システムは主トランスを
有し、この主トランスはこのバックアップ電源システム
を通る電源経路を形成する線の両端に接続された二次側
とバッテリーのような貯蔵源からＤＣ電力を供給される
インバータに接続された一次側を有する。リレーおよび
ＳＣＲのような半導体スイッチによって構成された静止
スイッチはバックアップ電源システムの入力端子とトラ
ンスの間に直列に接続される。主電源からＡＣ電力を負
荷に正常に供給している間、リレーと静止スイッチ素子
のリレー接点は、いずれも閉じて電力を負荷に直接接続
する。線路電力の故障を検出すると、静止スイッチは６
０Hzの電力サイクルの数分の１で急速にオフし、インバ
ータがオンして電力を負荷に供給する。ＳＣＲが切り換
え素子として使用される場合、インバータが動作し、主
トランスを介して整流電圧を供給してＳＣＲに強制的に
整流を行わせ、これによってインバータのウス電力線か
らの隔離を保証する。ＳＣＲのオフ動作とインバータの
オン動作は非常に短い時間で行われ、その結果、切り換
え中に出力電圧の波形には殆ど変化が発生しないかまた
は全く変化が発生しない。負荷に対する電力の経路に低
域フィルタを設けることにより潜在的な切り換えによる
過渡電流が更に最小になる。静止スイッチが開いた後、
電流の流れがゼロの状態でリレーの接点が開き、バック
アップ電源システムの入力端子の負荷からの開回路隔離
を行う。線路電力故障の迅速な検出は、入力電力を調
べ、以前の入力サイクルの歴史的な平均値によって構成
される基準波形を発生する。この基準波形はＤ／Ａ変換
器を介してアナログ比較器に供給され、このアナログ比
較器はＡＣ入力信号を基準電圧と比較するが、後者の基
準電圧は入ってくるＡＣ信号に対して位相ロックされた
マイクロプロセッサによって読み出される。入ってくる
ＡＣ信号と基準電圧の間に選択可能なオフセットが設け
られて許容帯域が形成され、この許容帯域内ではＡＣ入
力波形の正常な波形からの乖離によって、バックアップ
電源システムの動作がトリガされることはない。バック
アップ電力への切り換えを不必要にトリガするのを回避
するため、この許容帯域は波形のゼロクロス点の近傍で
最も幅の広いことが好ましい。
【０００９】マイクロプロセッサによって発生される基
準電圧をまたインバータの動作中に使用してパルス幅変
調（ＰＷＭ）基準を発生するのが好ましく、このインバ
ータの切り換え素子は動作されて所望のＰＷＭパルスを
トランスの一次側に供給し、二次側の電圧は適当な低域
フィルタを介して負荷に供給され、この負荷に対して基
本的に正弦波形の出力電圧波形を供給する。基準波形は
負荷の力率に対して補償されるのが好ましく、（例え
ば、Ｈ型ブリッジ）インバータの切り換え素子を監視
し、これらの切り換え素子（例えば、パワーＦＥＴ）を
介して導通される電流が選択した限度を超えないことを
保証する。好適なＨ型ブリッジの構造はこのブリッジの
各アームに複数の切り換え素子を有し、上部のアームは
下部のアームよりもより少ない数の並列切り換え素子を
有し、下部アームを動作させることによって、インバー
タによって発生されたＰＷＭ波形のパルスの間の複数の
期間中これらの下部スィッチを介して電流がフリー・ホ
イール（free-wheeling)することを可能にする。このよ
うにして、このブリッジの個々のＦＥＴのデューティ・
サイクルは実質的に均衡され、その結果、全ての素子は
ほぼ等しくストレスが与えられる。
【００１０】節電を示しているが電源システムの全体的
な故障は示していないＡＣ電源システムからの電力の低
い状態で、１つまたは複数の中間タップを有する主トラ
ンスおよび静止スイッチとトランスの間の電源経路内に
接続されたブースト・スイッチを使用することにより、
バックアップ電源システムを動作させて負荷に供給する
電圧を上昇させることができる。この電源システムは負
荷をＡＣ電力線から瞬間的に切り離し、インバータから
負荷に電力を供給し、ブースト・リレーを切り換えてト
ランスの中間タップに接続し、その後インバータを遮断
してＡＣ電力線を再び接続する。ＡＣ電力を主トランス
の中間タップに接続する結果、このトランスの二次巻線
全体の両端に発生する昇圧された電圧が負荷に印加さ
れ、従ってこのトランスはオートトランスとして効果的
に動作する。このようにして、負荷に印加される有効電
圧は、主電源からの電圧が低下しているにも拘わず比較
的一定に保持される。主電源が正常なＡＣ電圧水準に復
帰すると、このプロセスを逆転することができる。即
ち、静止スィッチを開くことによってＡＣ電力線を負荷
かち切り離し、インバータから負荷に電力を供給し、ブ
ースト・リレーの接点の位置を通常の位置に戻し、イン
バータをオフし、その後静止スイッチを閉じて主電源か
ら負荷に再び電力を接続する。線路電力とインバータの
電力の切り換えは出力波形に歪を発生することなく迅速
に行われるので、負荷にとって出力電圧の波形は実質的
に連続している。
【００１１】本発明では、主トランスとＨ型ブリッジ・
インバータを有利に使用して主電源からＡＣ電力を正常
に供給している間にバッテリーの充電を行う。正常な状
態では、主トランスの二次側は、インバータに接続され
たこのトランスの巻線に出力電圧を供給する一次側とし
て機能する。Ｈ型ブリッジの下部アームの切り換え素子
の固有のダイオードは整流器として使用され、トランス
の巻線の一方の側に接続されているフル・ブリッジ整流
器の２本のアームを形成し、整流素子はバッテリーに対
する主充填素子を介してトランスの巻線の他方の側に接
続される。主充電器はブースト制御装置を有することが
好ましく、このブースト制御装置は整流素子からの出力
電圧をバッテリーを充電するのに必要な所望の電圧水準
に昇圧する機能を果たす。
【００１２】このバックアップ電源システムの他の好適
な特徴には、幾くつかの消費装置を接続することのでき
る複数の出力端子が設けられていることがある。例え
ば、このバックアップ電源システムは、コンピュータお
よびプリンタ、ＣＲＴ、ディスク・ドライブ等のこのコ
ンピュータの周辺装置に対して別個に電力を供給するこ
とができる。マスター出力端子に接続された消費装置が
他の出力端子に対する電力のオン／オフを制御する、例
えば、ユーザが主コンピュータをオフする結果周辺装置
に供給される電力が遮断されるように、本発明の電源を
動作させることが可能である。
【００１３】マスター出力端子に対して供給される電流
を監視し、このマスター出力端子に電流が流れ続ける限
り、スレーブ出力端子に接続されたリレーを閉じること
によって、このことは達成される。マスター出力端子に
対する電力が中断されると、スレーブ出力端子のリレー
接点が開いてこれらのスレーブ出力端子に接続された補
助装置に対する電力を遮断する。
【００１４】主制御装置はこのシステムに対する入力電
圧、出力電流、およびこの電源システムの種々の状態の
条件を監視擦る。マイクロコンピュータまたはマイクロ
プロセッサを使用することのできるこの制御装置は、シ
ステムの動作を制御して線路の故障の迅速な検出、電力
を負荷に供給するための一元化されたインバータのオン
動作、及びＡＣ電源装置の電力が回復した場合に対する
電力の再接続を保証し、かつ能率的でコスト効率の良い
方法でこのシステムの他の機能を制御する。
【００１５】本発明の他の目的、特徴及び利点は、添付
図と組合わせる場合、以下の詳細な説明から明らかにな
る。
【００１６】
【実施例】図１のブロック図は、本発明のバックアップ
用無停電電源システム全体を一般的に３０で示す。この
システムの主要な機能部品とこれらの相互関係を最もよ
く示すため、このブロック図は若干単純化し抽象化して
ある。このシステムの実際の動作を判断するため、以下
の説明を参照する。ＡＣ電力は入力プラグ３１のような
入力端子でＡＣ電源システム（例えば、電力ユーティリ
ティのメイン）の線から受け取られ、このＡＣ電力は電
磁障害（ＥＭＩ）およびサージ抑制回路３２によって濾
波される。濾波されたＡＣ電力は、コンタクタ・リレー
３４、静止スイッチ３５、ブースト・リレー３６、及び
出力フィルタ３８を直列に通って電源経路３３に供給さ
れてＡＣ出力端子４０に至り、このＡＣ出力端子４０に
は重要な負荷、例えば、コンピュータが接続される。以
下で更に説明するように、別のスレーブＡＣコンセント
４２がオートロード制御回路４３を介して出力フィルタ
３８から電力を受けてもよい。これらの構成要素の各々
の機能は、以下で更に論じる。
【００１７】ＡＣ電力が電源システムの入力端子３１に
正常に供給されている間、レリー・コンタクタ３４と静
止スイッチ３５は閉じられ、これらを介して電気的な連
続性が与えられ、ＡＣ電力は、電源経路で出力フィルタ
３８を介して出力端子、即ちコンセント４０と４２に供
給される。以下で更に説明するように、ＡＣ電力が完全
に故障していないが十分高い出力電圧を供給していない
場合（節電状態）、ブースト・リレー３６は、ＡＣ線路
電圧の状態が低い間、主トランス４４と協働してＡＣ出
力端子に供給される出力電圧を昇圧する。ＡＣ主電源か
らの電力が故障すると、インバータ４６がオンし、ＤＣ
電力が補助電源４７からＤＣバス４８を介してこのイン
バータに供給される。このインバータはＡＣ電力をトラ
ンス４４の一次側に供給し、このトランスは次に出力線
３７に出力電力を供給する。低域出力フィルタ３８は全
ての切り換えによる過渡電流を濾波し、その結果、線路
電圧からインバータへの切り換えおよびこれを逆に切り
換える間、出力波形は連続し、歪は発生しない。トラン
ス４４から故障したＡＣ電源システムへの電力の逆流を
防止するため、インバータが電力を負荷に供給する前に
静止スイッチを先ずオフしてこれを流れる電力を遮断
し、次にリレー・コンタクタ３４を開いてトランス４４
をＡＣ電源からガルパニック的に隔離する。
【００１８】バッテリー４７（例えば、２４Ｖの蓄電
池）は、２つの方法で充電されるのが好ましい。第１の
方法では、一次側が線３７から電力を取り出す二次側と
して動作している主トランス４４から供給された電力
は、ダイオード５０によって整流されている主充電器４
９を介してバッテリー４７に供給される。第２方法で
は、ＡＣ電源システムからの電力はライン・モニタ・ト
ランス５３を通り、整流器５４で整流され、主充電器４
９の入力に供給される。
【００１９】ライン・モニタ５４は、ＥＭＩフィルタと
サージ抑制器３２を通過したＡＣ電源システムからの電
圧を監視し、何時このＡＣ電源システムが完全に故障し
たか、または何時その電圧が公称電圧水準から低下した
かの判定を可能にする。ライン・モニタ５３からの信号
はシステム制御装置に供給され、このシステム制御装置
は図１の５６で表す点線内に示す。制御装置５６はまた
信号を電流トランス５７から受け、この電流トランス５
７は出力電力線３９に接続され、バックアップ用電圧シ
ステム３０によって電力を消費する装置に供給されてい
る電流を示す情報をこの制御装置に供給する。
【００２０】この制御装置５６は、システムの状態を監
視しこのシステムの条件に反応するこのシステムの種々
の構成部品を制御する。ライン・モニタ５３と電流トラ
ンス５７以外に、バッテリー・モニタ６１を使用してバ
ッテリー４７の電圧を監視し、このバッテリーの状態を
示す信号を制御装置５６に供給する。制御装置５６は、
バッテリー・モニタ６１とライン・モニタ５３から信号
を受ける計量および監視回路６２、電圧量トランス５７
から信号を受ける電流信号処理回路６４、及びマイクロ
プロセッサ・システム６６を有する。このマイクロプロ
セッサ・システム６６は、関連するメモリと入出力素子
を有し、監視回路６２と線故障検出回路６８から信号を
受け、線６９を介してリレー・コンタクタ３４、線７０
を介して静止スイッチ３５、線７１を介してブースト制
御回路７２、線７４を介してオート・ロード回路４３、
線７５を介して波形基準発生回路７６に制御信号を供給
し、上記のブースト制御回路７２は線７３を介してブー
スト・リレー３６に駆動信号を供給する。マイクロプロ
セッサ６６は入出力線７７を介して表示及び制御回路８
０（例えば、適当な制御及び駆動回路を有するＬＥＤ表
示装置とキーボード）と通信を行うことが可能であり、
また通信ボート８１を介して周辺装置と通信を行う。電
流トランス５７からの出力信号は、また線８３を介して
軽量及び監視回路６２に供給され、この計量および監視
回路はその信号を線６３を介してマイクロプロセッサに
供給する。監視及び計量回路６２の出力は、また線８５
を介して基準発生回路７６に供給される。以下で更に説
明する基準発生回路７６の出力は基準補償回路９４に供
給され、一方信号をパルス幅変調器８７に供給し、この
パルス幅変調器は信号をプログラマブル・ロジック（Ｐ
ＥＥＬ）回路９０に供給し、この回路９０は線９１を介
してインバータ４６に信号を供給する。プログラマブル
・ロジック（ＰＥＥＬ）回路９０は、また線９２を介し
て線故障検出回路６８から信号を受け取る。基準発生回
路７６の出力は線故障検出回路６８と基準補償回路９４
に供給され、この基準補償回路９４は電流信号処理回路
６４の出力を受ける。
【００２１】図１にまた示すように、ハウスキーピング
電源９５はバッテリー４７またはこのバッテリーに電力
を供給する充電器から電力を受け取りシステム３０の動
作構成部品の必要とする種々の水準の電力を供給する。
以上によって、電源システム３０の主要な機能構成部品
とこれらの相互接続の概略が示される。これらの部品
は、以下で更に詳細に説明する。
【００２２】図２は、バックアップ用無停電電源システ
ムの電力流路の主要な構成部品の若干単純化した概略回
路図を示す。システム３０の入力端子３１は、電源に電
気的に接続された即ちＨの線１００、Ｌ即ち中立線１０
１、及びＡＣ電源システムのアースに接続さたアース線
１０２を有する。サージ抑制及び保護線１０２は、ヒュ
ーズ１０３と、Ｈ線１００及びアース線１０２の間とＨ
線１００及び中立線１０１の間に接続されたバリスタ１
０４と１０５を有する。線１０２は、またシャーシのア
ースに接続されるのが好ましい。主電力ヒューズ１０３
はＨ線に接続される。線１００と１０１の両端の電力は
電力監視トランス５３に接続され、これはヒューズ１０
８によって保護されている。ライン・リレー３４は上部
リレー接点１１１と下部リレー接点１１２によって構成
されるのが好ましく、その結果、線１００と１０１は、
リレー３４が開くと、いずれもバックアップ用電源シス
テム３０の残りの部分から隔離される。リレー３４から
の出力電力は、線１００と１０１の間に接続されたコン
デンサ１１３、及び線１００とアースの間及び線１０１
とアースの間にそれぞれ接続されたコンデンサ１１４と
１１５によって濾波され、これらのリレーを開閉する場
合に含まれる高周波ノイズと全ての過渡電流を濾波す
る。
【００２３】静止スイッチ３５は図２で模式的にサイリ
スタ（ＳＣＲ）１１７と１１８として示す。２つの制御
可能半導体スイッチ素子によって構成されるのが好まし
く、これらのサイリスタのゲートは静止スイッチ駆動回
路１２０に接続される。静止スイッチ３５の出力はブー
スト・リレー３６のリレー接点１１２に供給される。こ
のリレー接点１２２が図２に示すように下位の位置にあ
る場合、電力は主トランス４４の中間タップに供給され
てオート・トランス型のブースト機能を与え、その結
果、トランスの二次側１２５の出力端子１２３と１２４
の両端の出力電圧が増加し、これによって電源システム
から入力端子３１に加えられる電圧の低下を補償する。
図２ではタップを１つしか示していないが、ブースト・
リレー１３６は幾くつかの独立して切り換え可能なリレ
ー接点を有して二次側１２５の別の点でこの二次側に対
する複数のタップ接続を設け、これによりトランスによ
って与えられる電圧のブースト量を選択可能にすること
ができる。
【００２４】低域出力フィルタ３８は、上部出力線３９
ａで直列に接続されたフィルタ・インダクタ１２８、及
び出力線３９ａと３９ｂの両端に接続されたコンデンサ
１２９とバリスタ１３０を有する。このフィルタによっ
て、インバータから供給されるパルス幅変調波形の高周
波成分が濾波される。これは、また第一次的にはコンデ
ンサ１２９に十分エネルギーを蓄えるように機能し、静
止スイッチのオフ動作とインバータのオン動作の間での
出力電圧の波形の連続性を保証する。
【００２５】インバータ４６は、図２に示すように
「Ｈ」型ブリッジ・インバータによって構成されること
が好ましく、ブリッジの形状に接続された４個の切り換
え素子１３２〜１３５を有し、バッテリ４７からＤＣバ
ス線４８を介して電力を受け取り、共通線１３７を介し
てこれを戻し、このインバータの出力電圧はトランス４
４の一次側１２６に通じる出力線１３９と１４０に接続
される。
【００２６】切り換え素子１３２〜１３５はパワーＦＥ
Ｔ素子であることが好ましく、これらは、図２に示すよ
うに、真性・バイパス・ダイオード１４１〜１４４をそ
れぞれ有してもよい。ＭＯＳＦＥＴ１３４と１３５の真
性ダイオード１４３と１４４は、バッテリー充電器４９
のダイオード１４７と１４８と協働し、これらのダイオ
ード１４７と１４８はまたトランスの一次側１２６に通
じる先１３９と１４０に接続される。ＡＣ電力をＡＣ電
源システム線から入手することのできる通常の動作中、
一次巻線１２６は二次側として機能し、トランスの端子
１２３と１２４の両端で入手可能なステップ・ダウンし
た電圧を供給する。このステップ・ダウンした電圧は交
互に発生する半サイクルでダイオード１４７と１４８に
よって整流され、並列コンデンサ１５０と直列インダク
タ１５１によって構成されるフィルタとショットキ・ダ
イオード１５２を介してＤＣバス線４８に接続された線
１５３に至る。インバータ４６が動作していないと、切
り換え素子１３２〜１３５はオフ状態にあり、真性・ダ
イオード１４１と１４２は逆にバイアスされる。電力
は、バッテリー充電器４９から線１５３を介してバス４
８に流れ、保護ヒューズ１５４を介してバッテリー４７
（これは、図示のように２個の直列に接続された１２Ｖ
のバッテリーによって形成されてもよい）から共通線１
３７に流れ、この共通線からＭＯＳＦＥＴ１３４と１３
５の真性・ダイオード１４３または１４４を介して線１
３９または線１４０のいずれかに戻る。従って、ダイオ
ード１４７、１４８、１４３及び１４４は、全ブリッジ
整流器として協働して動作し、線１３９と１４０の電力
を全整流してバッテリー４７に供給する。以下で詳細に
説明するブースト制御装置１５５はトランジスタ１５６
のベースに接続されているものとして模式的に図示さ
れ、このトランジスタ１５６はインダクタ１５１の出力
と共通線の間に接続されて、以下で更に説明するよう
に、バッテリーに対する電圧のブースト制御の規制を行
う。バス線４８と共通線の間に接続されたコンデンサ１
５８は線４８の電力のピークを濾波するように機能し、
その結果、比較的平滑なＤＣ電圧充電水準がバッテリー
４７に与えられる。 制御装置５６は、バックアップ用
無停電電源システム３０の状態の監視とこのシステムの
目的を達成するための種々の構成部品の制御を行う。制
御装置５６に制御されたシステム３０の動作を以下で説
明する。 線の故障の検出 ＵＰＳシステムで使用している線の故障を検出する１つ
の方法では、ＡＣ電力線の入力電圧をサンプリングし
（例えば、半サイクル当たり３２回）、これらのサンプ
ルをマイクロプロセッサのメモリに記憶されている基準
値と比較する。新しいサンプルを使用して平均化法によ
ってこの基準を絶えず調整しているという点で、これら
の基準値は自己調整を行っている。このようにして、静
的かつ周期的な変動を有する入力電圧によって、線の電
力とバッテリーの電力の間で過剰な切り換えが行われる
ことがない。サンプリングした線路電圧と基準電圧の比
較によって、線路電圧の急激に変化する状態を比較的迅
速に検出することができる。基準値を適用しているため
に検出されないままになる比較的低速で変化する変動の
場合には、ＲＭＳ線路電圧の計算値を固定基準値と比較
する。本発明では、システムを切り換えて電力線の故障
が発生した時点からの１サイクルの数分の１内にシステ
ムを切り換えてバッテリーからインバータを介して負荷
に電力を供給することができるように、線の故障の検出
を非常に迅速に行うのが好ましい。このシステムは３つ
のモードの線の故障の検出を有することが好ましく、こ
れらのモードには、１）動作の中断しない場合の線路電
圧損失の高速検出、２）マイクロプロセッサの介入を必
要とする持続的な線路電力故障の検出、及び３）節電の
しきい値未満のＲＭＳ水準の検出がある。
【００２７】第１モード、即ち高速検出は、先ずマイク
ロプロセッサ６６の外部の回路内で行われる。線の故障
状態の検出と線路電力からバックアップ電力に切り換え
るこのシステムの動作は、非常に迅速、例えば、故障の
検出から１０μ秒以内に行われる。図５に、マイクロプ
ロセッサ６６と共に動作して線の故障の検出を行う回路
の概略回路図である。
【００２８】線路電圧はトランス５３によって検出され
る。このトランスの二次側からの電圧信号は幾くつかの
経路を通って送られる。これらの経路の１つはダイオー
ド１６１〜１６４によって構成される全波整流器５９で
あり、これによって細流充電用のＤＣ電力を線１６５に
供給すると共にまた線故障検出用のＤＣ電圧信号を供給
する。これらの機能は以下で更に論じる。他の経路はダ
イオード１６６と１６７を介する半波整流器回路であ
り、これらの回路は線路電圧の大きさと極性の情報をそ
れぞれ線１６９と１７０を介してマイクロプロセッサ６
６に供給するように機能する。各半波整流器回路は、多
数の他の部品によって構成される。最上部の回路では、
抵抗１７２と１７３が二次電圧を基準化し、ダイオード
１７４が余分の電圧をクランプしてマイクロプロセッサ
の入力を保護し、コンデンサ１７５が検出に適さない高
周波の変動を減衰させる。下部の半波整流器回路の同様
の構成部品は、抵抗１７７と１７８、ダイオード１７
９、及びコンデンサ１８０である。マイクロプロセッサ
６６は、線１６９は１７０の半波整流されたアナログ信
号をデジタル信号に変換し、これらのデジタル信号は処
理されて基準電圧を形成すると共にマイクロプロセッサ
６６は入力電圧の平均値を計算する。基準電圧は現在お
よび以前のサンプルを複合したものとして形成され、そ
の結果、これは異なった線の状態にも適用することがで
きる。
【００２９】トランス５３の二次側は、また抵抗１８３
と１８４を介して比較器１８２の入力に接続される。こ
の回路はトランスからの未整流の電圧を使用して方形波
を形成し、この方形波は線の周波数の決定と同期のため
に使用する。コンデンサ１８８と共に抵抗１８６と１８
７は正のフィードバック回路を形成する。抵抗１８７は
全ての時点で全ての入力状態に対して１％のヒステリシ
スを与える。抵抗１８６とコンデンサ１８８は、比較器
の出力状態が変化した直後、即ちこれらの影響が消失し
て数ミリ秒後に、大量のヒステリシスを発生する。この
回路によって歪またはノイズによって発生される可能性
のある複数のゼロクロシングが拒絶される。抵抗１９０
は比較器の出力線と５Ｖ電源の間に接続され、プルアッ
プ抵抗として機能して比較器の出力を５Ｖの論理水準に
設定する。比較器１８２からの出力信号は、線１９１に
よってマイクロプロセッサ６６のデジタル・ポート・ピ
ン（図５には図示せず）に接続される。線１９１の信号
は種々の目的に使用されるが、主としてこれはマイクロ
プロセッサのデジタル位相ロック・ループ用の入力信号
として使用される。基準情報と基準極性は全てこの信号
と同期され、線の周波数はこの信号から決定される。
【００３０】比較器１９４は高速で線の故障を検出する
ために使用する。一方向基準電圧波形ＶＲＥＦ（以下で
説明するように形成される）は、線１９５を通り抵抗１
９７を介して比較器１９４の一方の入力に供給される。
この基準はＤ／Ａ変換器（図５には図示せず）の出力か
ら得られ、図４の２００のグラフで示すように、歴史的
に平均された線路電圧の全波整流してレプリカによって
構成される。実際の全波された一方向の線路電圧ＶＬ
は、抵抗２０４、２０５及び抵抗２０７によって構成さ
れる電圧分割器を介して比較器１９４の正の入力に接続
される。この正の入力はまた抵抗２１０を介して共通線
に接続される。線が静的な状態にある場合、信号「ＶＲ
ＥＦ」全波整流入力電圧及び「ＶＬ」はほぼ同じでなけ
ればならない。しかし、比較器１９４の入力では、これ
らの信号は変更されて線の故障の検出のための許容帯域
が設けられ、その結果、線の故障信号ＬＦの状態を注意
深く制御することができる。信号の変更には抵抗２０８
が含まれ、この抵抗によって比較器１９４の入力で線路
電圧信号をバイアスすることによるオフセットが与えら
れる。線路電圧信号「ＶＬ」は、例えば、3.３Ｖの公称
ピーク電圧を有し、このバイアスの効果は、検出の感度
を下げることが望ましいゼロクロス点でより発揮され
る。抵抗２０９は比較器１９４に接続されて正のフィー
ドバックを行い、線路電圧信号が正常である場合、線の
故障の検出の感度を引き下げる機能を果たし、ＡＣ線路
電力が復帰する場合にバッテリー動作からＡＣ電源シス
テムの電力に戻そうとする場合、受け入れ可能な線路電
圧の許容帯域をよりタイトにする。
【００３１】比較器回路の動作は、図３と４の基準波形
と入力波形のグラフに示す。図３は、位相角の関数とし
ての線路デルタ（基準電圧と線路電圧の間の許容誤差）
を変更する抵抗２０８の影響を示す。基準電圧ＶＲＥＦ
は図３では連続する波形によって示され、一方これは実
際には図４の２００で示すように階段状の波形である。
図４は、抵抗２０８と２０９の複合した影響を示す。線
が故障した状態（ＬＦ＝０）では、図４の２１２で示す
比較器に対する＋の入力信号は、これが正常に戻った後
線の故障信号ＬＦがクリアされる前には、線路電圧より
も若干高めに保持されていることに留意すること。これ
は若干虚構的な状態であるが、その理由は、一般的にこ
のような条件は短時間しか存在しないからである。線の
故障をクリアした後、抵抗２０９は比較器に対する２つ
の入力の間に差を発生させ、２１３で示すように、Ｖ＋
信号を増加させて合理的な線路デルタの許容帯域を設定
する。
【００３２】比較器の入力信号に影響を及ぼす可能性の
ある他の信号も存在する。これらの信号の１つはマイク
ロプロセッサからの「ＨＤ」（高デルタ）信号である。
ＡＣ線路電源として小型の発電器によって動作するよう
なある主の用途は線２１４により高い線路デルタ信号を
必要とする可能性があり、この条件はマイクロプロセッ
サによって選択することができる。線２１４が低水準の
ＨＤであれば、比較器に対する基準入力は、ダイオード
２１５と抵抗２１６によって低下される。基準入力は、
マイクロプロセッサから線２１８に「ＧＰ」（ガード・
パルス）信号を加えることによってまた短時間増加する
ことができる。この信号は、ＬＦ＝０の場合のみ有効で
あり、これはシステムが基準電圧のゼロクロス点でバッ
テリー電力からＡＣ線路電力に逆に切り換わるのを防止
する。生きていない（dead) 電力線の入力でさえゼロク
ロス点では正常に見える可能性がある。ガード・パルス
の幅は若干長くなっているが、その理由は、これを以下
で論じる他の機能に使用するからである。しかし、故障
の状態が線の切れていることによる場合には、システム
の入力の線の両端にあるコンデンサの影響をマスクする
のに十分な程度にガード・パルスの幅を広くする必要が
ある。このガード・パルスの代表的なパルス幅は2.２な
いし2.５msecであり、ゼロクロス点にほぼ中心を有して
いる。ガード・パルスはマイクロプロセッサによって発
生され、信号ＬＦがＬになることによってトランジスタ
２２０がオンされる場合、比較器１９４の基準入力に供
給される。ダイオード２２２によって、トランジスタ・
スイッチは逆にブロックする能力を与えられる。比較器
２２４は非反転バッファ及びレベル変換器として機能
し、線２３２の比較器２２４の出力は線の故障信号ＬＦ
を構成する。バッテリーで最小動作時間を保証すること
を希望する場合には、ある種のオプションの機能の定ま
っていない（nonstuffed) 部品（抵抗２２４とコンデン
サ２２５）を使用する。バッテリーの動作が必要に応じ
て最小になるように、システムをサブサイクル・ベース
で交互に動作させることを希望する場合には、これは必
要ではなくまた適当でもない。抵抗２２６と２２７は電
圧分割器を形成し、これによって、バッファ比較器２２
４に対する正の入力のしきい値が設定される。抵抗２２
８によってヒステリシスが付加され、その結果、比較器
２２４の出力の状態が十分に判定される。抵抗２３０は
プルアップ抵抗であり、これによって比較器２２４の出
力が＋５Ｖの論理水準に引き上げられる。比較器２２４
の出力によってＬＦ線故障信号が与えられ、この信号は
抵抗２３１を介してトランジスタ２２０のベースに供給
される。 基準電圧の形成 上記の線の故障の検出の項で線路電圧を検出する方法を
説明した。以下の説明は、線路電圧信号をマイクロプロ
セッサで処理して基準電圧を形成する方法に関する。こ
の基準信号は、迅速に線の故障を検出するために使用さ
れ、またバッテリー動作の期間中インバータのパルス幅
変調（ＰＷＭ）用の基準として使用する。
【００３３】上で留意したように、線１６９と１７０の
正と負の極性を表す半波整流された線路電圧信号は、図
６に示すように、マイクロプロセッサ６６のＡ／Ｄポー
ト・ピンＡＮ０とＡＮ１にそれぞれ接続される。線路動
作の期間中、基準サンプルは、既に形成されたものに新
しい線路電圧のサンプルを加えることによって、絶えず
更新される。例えば、所定数のサンプルの記憶した値
は、この記憶した値の３／４を取り出し、現時点で存在
するサンプルの１／４をこれに加えることによって、更
新することができる。これは、１サイクル当たり３２個
のサンプルの各々について時間コヒーレント法によって
行うことができる。時間コヒーレント性は、マイクロプ
ロセッサのデジタル位相ロックループによって保持さ
れ、このマイクロプロセッサは、前に説明した1.ＩＮＥ
ＦＲＥＱ信号を入力として使用してＲＥＦ ＰＯＬ出
力信号を発生する。好適な平均化プロセスは、上述した
米国特許出願番号第０７／４０４，９０２号に開示さ
れ、これはここに参考として含まれている。
【００３４】図５の線２３２からの線故障信号ＬＦは、
マイクロプロセッサ６６のポート・ピンＰＦ３に接続さ
れる。もしこの信号が設定可能なグリッチ・カウントを
超えてもＬの水準であり続けるなら、または計算された
入力電圧のＲＭＳ水準が選択した節電しきい値以下にな
れば、基準電圧は、線から得た値ではなく、マイクロプ
ロセッサ内のメモリから得た値によって更新される。プ
ロセッサ６６の外部ＲＯＭに記憶されたメモリの値は、
１２０Ｖに相当するＲＭＳの出力水準を有する正弦波で
ある。線の故障がクリアされてこの線の入力が適切なＲ
ＭＳ水準を有していると判断されれば、基準電圧は再び
線から得たサンプルによって決定される。平均化法を使
用しているため、入力データが１つのソースから他のソ
ースに変更された場合の基準波形のぶれ（slewing)は軽
微である。逆に、ＡＣ線路電力が回復すると、このシテ
スムは短時間の間インバータ上で動作し続けるのが好ま
しく、この短時間の間、線路電圧のサンプルを使用して
基準波形を更新すると共に、インバータからＡＣ線路電
力に切り換える前に入力してくるＡＣ波形に対して基準
電圧を位相ロックする。
【００３５】図６は、基準の形成と連動する主回路を示
す。デジタル的に発生された基準データは、８ビットの
高速電流出力素子であるアナログ／デジタル（Ｄ／Ａ）
変換器２３５によってアナグロ信号に変換される。マイ
クロプロセッサ６６は、位相ロック・ループによって周
波数と位相が同期された基準波形のデジタル・データを
入力してくるＡＣ波形に対して出力する。相補電流出力
は、変換器２３５のピン４と２で入手可能である。オペ
アンプ２３７は電流信号を出力線２３８でアナログ基準
電圧に変換し、この出力線２３８は図５の線１９５に接
続されている。基準電圧ＶＲＥＦの公称の大きさは、2.
３８Ｖのピーク値を有している。
【００３６】より低い電力定格によってシステムのコス
トを引き下げるため、出力電圧検出トランスの使用を避
け、この目的のために主電力トランス４４を使用するこ
とが可能である。しかし、トランス４４はインバータの
動作中、実質的な電流を搬送しているので、一次及び二
次巻線の両端の電圧の低下はかなりの水準になる可能性
がある。従って、インバータの巻線１２６の検出点は、
全ての負荷の電流に対して出力電圧の大きさを正確に表
さない。この影響を補償するため、電圧基準信号は、負
荷の電流に比例する他の信号によっ補償されなければな
らない。図６の回路の上の部分はこの機能を果たしてい
る。
【００３７】出力電流は電流トランス５７によって検出
される。抵抗２４０と２４１によって、負担（burden）
抵抗が形成され、この負荷抵抗によって、電流トランス
の電流信号が電圧信号に変換される。オペアンプ２４２
はこの信号を使用可能な水準（ゲイン＝／〜９０）に増
幅し、フィードバック・コンデンサ２４４を介して高周
波ノイズを除去する。増幅された信号は、２つの半波整
流回路によって更に処理される。オペアンプ２４６は、
ダイオード２４７と協働して、単位利得で電流信号の正
の半サイクルを取り出す。オペアンプ２４８は、ダイオ
ード２５０、２５１及び抵抗２５２、２５３と協働し
て、この電流信号の負の半サイクル用の単位利得、反
転、半波整流器を形成する。ダイオード２５１は、正の
入力半サイクルの間、オペアンプ２４８の反転入力をそ
の出力にクランプし、その結果、過剰な出力のスイング
が回避される。ダイオード２５４と２５５は、整流器の
出力を５Ｖに制限するクランプである。コンデンサ２５
７と２５８は、ノイズを低減する機能を果たす。抵抗２
５９と２６０は、出力ダイオード２４７と２５０がそれ
ぞれブロック状態にある場合、出力を引き下げるための
ものである。
【００３８】これらの整流された電流信号は幾つかの経
路を流れる。これらの信号は、「ＩＯ＋」及び「ＩＯ
−」と符号を付けられ、両者ともアナログ回路とマイク
ロプロセッサ内で使用される。これらの電流信号を使用
してアナグロ回路内で基準電圧を変形する。信号ＩＯ＋
及びＩＯ−は、結合抵抗２６２及び２６３を介して、増
幅器２６４の非反転入力で基準電圧に加えられる。基準
電圧に加えられる電流信号の総量は、抵抗２６５、２６
２及び２６３の値を指定することによって設計中に調整
することができる。部品の誤差に起因して、出力電圧の
総量の幾らかが偏差を生む可能性がある。電流信号がゼ
ロの場合、増幅器２６４回路の電圧ゲインは１、即ち、
ＶＲＥＦ＝ＶＲＥＦ＊であり、ここでＶＲＥＦ＊は線２
６８上の増幅器２６４の出力である。ＶＲＥＦと同相の
電流信号の場合、ＶＲＥＦ＊＞ＶＲＥＦである。
【００３９】しかし、瞬間電流、即ち力率負荷を置き換
えることによって生じる可能性があるような、基準電圧
として逆の極性の電流に対して別の準備がなければなら
ない。こきような状態の場合、基準から減算する必要が
あるが、その理由は、このような状態の場合、エネルギ
ーのある瞬間における方向は負荷からインバータに向っ
ているからである。この制御機能を実現するためには、
信号ＩＯ＋及びＩＯ−は、抵抗２７０と２７１及び抵抗
２７３と２７４をそれぞれ介して増幅器２６４の反転入
力に加えられる。分流スイッチ２７６と２７７が抵抗の
結合部に設けられ、その結果、基準からの減算を制御す
ることができる。また抵抗値の合計、即ち抵抗２７０プ
ラス２７１、または２７３プラス２７４は、電流加算抵
抗２６２と２６３のそれの半分である。このようにし
て、反転結合点で必要減算が行われる間、非反転結合点
で合計を行うことが補償される。
【００４０】線２７９にあるマイクロプロセッサからの
基準極性信号ＲＥＦＰＯＬが１の水準である場合、ＶＲ
ＥＦの極性が正であると示され、ＲＥＦＰＯＬの第２水
準ではＶＲＥＦの極性が負であると示される。ＶＲＥＦ
とＶＲＥＦ＊の半サイクルは、両方とも同じ極性を有す
る。従って、１の水準にあるＲＥＦＰＯＬはスイッチ２
７６を導通させ、これによって基準からＩＯ＋を減算す
ることを許可しない。スイッチ２８０は、インバータと
して使用され、ＲＥＦＰＯＬのＬの水準がスイッチ２７
７を導通させるように構成される。このようにして、Ｉ
Ｏ−は、ＲＥＦＰＯＬがローの期間、ＶＲＥＦから差し
引かれない。しかし、もしＲＥＦＰＯＬ＝０の場合にＩ
Ｏ＋が＞０であれば、またはＲＥＦＰＯＬ＝Ｌ１の度合
にＩＯ−が＞０であれば、ＶＲＥＦはそれに応じて減じ
られる。
【００４１】まとめ： ＲＥＦＰＯＬ＝１の場合：ＶＲＥＦ＊＝ＶＲＥＦ＋Ｒ
（ＩＯ＋）−Ｒ（ＩＯ−） 及び ＲＥＦＰＯＬ＝０の場合：ＶＲＥＦ＊＝ＶＲＥＦ−Ｒ
（ＩＯ＋）＋Ｒ（ＩＯ−） である。
【００４２】この機能を示す種々のシステムの波形が、
先頭力率負荷に対して図７に示される。この例は、この
機能を理解しやすいように、幾分誇張されている。ＶＲ
ＥＦ＊は、少量の電圧歪を生じる負の部分を有し、これ
は図６に示すＰＷＭ比較器３９２では無視されているこ
とに留意すること。図８は、歪力率負荷用の電圧基準を
形成する同様のプロセスの波形を示す。この状態では、
基準の補償はかなり効果的であるが、その理由は、応答
が速いからである。ＶＲＥＦ＊はインバータのバルス幅
変調に対する基準であるが、ＶＲＥＦは依然として線の
故障の検出に使用されることに留意するべきである。 インバータによって整流された静止スイッチの動作 ＡＣ電源システムのホットの中立導線が短絡した場合に
静止スイッチＳＣＲ１１７及び１１８が導通し続けれ
ば、結果として危険な状態が発生する可能性がある。路
線電圧がゼロクロス点を通過する近傍を除く何処でも、
導通しているＳＣＲが整流されるような極性でインバー
タは導通する。このことによって、ＳＣＲの望ましくな
い導通に起因する危険な状態が防止される。ゼロクロス
点の近傍で１つの問題が生じるが、その理由は、このシ
ステムはインバータ・トランスを磁化する電流を示し、
この電流は商用線から静止スイッチを介してインバータ
・トランスへ流れるからである。このシステムはインバ
ータ・トランスを磁化する電流を示し、この電流は商用
線から静止スイッチ３５を介して流れる。磁化電流は路
線電圧を抑え、商用路線電圧のゼロ交差の近傍で線の短
絡（１ミリ秒未満）が生じた場合に問題となる。微弱な
磁化電流であっても、これらの条件のうち１つの条件下
で静止スイッチのＳＣＲを導通状態に保持する傾向があ
る。
【００４３】さらに、マイクロプロセッサで発生した基
準信号は、線周波数に対して位相／周波数が相関してい
る。マイクロプロセッサ６６は、ＰＷＭ変調回路用にイ
ンバータのブリッジ出力電圧の極性を判定する基準波形
信号＜ｐｏｌ＞を発生し、この信号はもし商用線が短絡
していないならば生じるであろう正常な電圧極性点と一
致する。この磁化電流は遅れ電流であるので、交差点で
あったであろう点を超えてその極性を保持し、これによ
ってこの臨界ＳＣＲを導通状態に保持する。しかし、こ
のインバータは、位相をロックした基準に基とづいてそ
の極性を反転するので、このインバータは磁化電流の方
向に大きな電流を流すことを促進する極性で導通する。
このことは、このＳＣＲに過酷な導通状態を強制し、続
いて、このインバータは、その出力から短絡した商用線
にほぼ直接短絡する迄、エネルギーを供給しようと試み
る。
【００４４】本システムでは、ＰＥＥＬ９０の動作（以
下で更に説明する）は、「ガード・パルス」、＜ｇｐ＞
がマイクロプロセッサによって合成されることを必要と
し、この信号は路線電圧がゼロクロス点と交差する点に
ほぼ中心を有する。具体的には、このガード・パルスは
路線電圧がゼロクロス点と交差する点と一致する論理レ
ベル信号である。このガード・パルスによって、上述の
危険な状態が発生しそうなゼロクロス点の両側の「危険
領域」が形成される。＜！lfault＞という信号がＰＥＥ
Ｌ９０に現れる場合、ＰＥＥＬは、０１０の静止スイッ
チがＯＮである状態からインバータの電源パルスが最初
の非同期状態にある０１１へ通常の遷移を行う。これは
図１７に示され、さらに以下で説明する。もし＜ｇｐ＞
が存在する間に線の故障が発生すれば、ＰＥＥＬ９０は
正常な電源バルスの極性を反転し、その結果、これによ
って比較的弱い磁化電流によってこれ迄導通を保持して
いたＳＣＲが整流を強制されるため、静止スイッチは急
激に閉じられる。
【００４５】線の故障がガード・パルスの外側で検出さ
れた場合に生じる状態０１１（図１７参照）と関連する
可変電源パルスとは異なり、インバータのスイクルを完
了する間、整流パルスの持続時間は５２ミリ秒に保証さ
れる。この全パルス幅は、ＳＣＲの整流を保証するため
に必要である。このことは、次のインバータ期間の開始
を示す＜！pwmfreq ＞信号が現れる迄、遷移を遅延させ
状態０１１に止めることによって実現される。状態０１
１からの状態の遷移は、次の＜！pwmfreq ＞の発生時に
のみ発生することができるので、この整流パルスは正確
にインバータの１周期の長さ、５２ミリ秒になるように
強制される。状態０１０から状態０１１への遷移の遅延
は、また高々５２ミリ秒になるようにすることができる
が、このことは、この遷移が電圧×電流の伝送が最小で
あるゼロクロス点の近傍でのみ生じるので、重要ではな
い。
【００４６】整流パルスを伝送した後、ＰＥＥＬステー
ト・マシンは最初のインバータのサイクル状態、０００
に進み、通常の同期型ＰＷＭ動作を再開する。もし線の
故障がガード・パルスの発生する外側で生じたなら、こ
のインバータの電源パルスは、基準信号と位相がコヒー
レントであるＰＷＭで同期した後続のインバータの出力
と一致する極性で直に実行される。即ち、状態０１１は
躊躇することなく入力され、電源パルスは直ちに伝送さ
れる。その持続時間は、ＰＷＭ回路によって決定される
パルス持続時間によって、０から５２ミリ秒にすること
ができる。導通がガード・パルスの内側で発生したか外
側で発生したかによって、円滑な遷移が行われる。
【００４７】ＰＥＥＬ９０からの静止スイッチ投入信号
は、図９に示すように、線２９０を介して電源ドライバ
２９１のピン１７に供給される。この電源ドライバ回路
２９１は、全２９３上を抵抗２９４を介してスイッチン
グ・トランス２９６の一次側に静止スイッチ駆動信号を
供給する。トランス２９６の一方の二次側２９８はＳＣ
Ｒ１１７のゲートに駆動パルスを供給するように接続さ
れ、他方の二次側３００はＳＣＲ１１８のゲートに駆動
パルスを供給するように接続される。
【００４８】このドライバ２９１は、また線３０２上を
ブースト・リレー３６のリレー・コイル３０３に出力信
号を供給する。リレー３６のスイッチ１２２が、図９に
示す常閉位置にある場合、入力電力は線３０５を介して
トランス４４の一次側全体に供給される、一方リレーが
スイッチ１２２を反対の位置に切り替えるように動作す
る場合、電力は線３０６上をトランス４４の一次側１２
５の中間タップに供給される。この構成では、トランス
４４はオートトランスとして機能し、中立線３９と、他
方の出力線３９に接続された線３０５との間にブースト
された出力信号を供給する。
【００４９】ライン・リレー３４は、電力線１００をイ
ンバータの出力から完全に直流的に絶縁する。ドライバ
２９１をまた使用して、線３１０上を制御回路３１１に
出力駆動信号が供給され、ライン・リレー３４のコイル
３１３に駆動電力を提供し、これによって、正常なシス
テム動作中、リレー接点１１１と１１２を閉位置に切り
替える。 ライン・リレーの動作 ライン・リレー３４の切り替えは、静止スイッチ３５の
切り替えと同調してオン／オフの粗制御を実現し、これ
によって、高速遷移を阻害することなく、バックアップ
電力システム３０のインバータをその入力端子３１から
絶縁するための冗長要件とＩＥＣ３mm接点間隔要件が満
足される。リレー３４の動作によって、静止スイッチの
故障または他の不意の故障が生じた場合でさえ、コスト
効率の良い高速静止切り換えが可能になり、堅牢な突入
電流搬送能力、２極間の空気間隔による絶縁、電源入力
プラグ３１上の危険な電圧から保護が得られる。入力端
子１００と１０１に商用電源が最初に加えられる場合、
静止スイッチ３５と２極ライン・リレー３４はいずれも
「開」状態にある。電力は次にコイル３３に加えられて
ライン・リレーを付勢し、この時点ではまだ解放（非導
通）状態にあるＳＣＲ静止スイッチ３５に線路電圧を供
給する。短時間の遅延の後、静止スイッチのＳＣＲ１１
７と１１８は高周波のゲート・パルスによってトリガー
され、これによって線路出力と中立出力との間に接続さ
れた負荷に電力を供給する。
【００５０】インバータの動作を希望する場合、静止ス
イッチのゲートのトリガー信号は禁止され、ＳＣＲ１１
７と１１８は上述のように強制的に整流を中断され、イ
ンバータ電力が商用線る逆流するのを防止し、その後、
ライン・リレーのスイッチ１１１と１１２を開放する。
上述した動作のシーケンスのいずれの期間中も、ライン
・リレー３４は常に「乾式で切り換えられている」、即
ち、切り替えの期間中このライン・リレーを介して電流
が導通しないように、静止スイッチを開放した状態で、
ライン・リレーが常に開放または閉鎖される。
【００５１】静止スイッチのＳＣＲ１１７と１１８は、
高Ｉ2t定格を有するように選択され、この定格に入力ヒ
ューズ１０３のＩ2t限界特性が適合している。従って、
このヒューズ１０３によって、静止スイッチのＳＣＲ１
１７と１１８が、過剰な出力サージのクリアランスと過
負荷から保護される。この堅牢な静的ＳＣＲスイッチ
は、高負担の負荷サージや出力電流要求を取扱い、リレ
ー動作の乾式切り替えモードによって、リレー接点の寿
命が延長され、そうでなければストレスの高い電流切り
替えに起因して生じる接点の焼き付きまたは溶着を防止
する。
【００５２】無停電電源システムは、商用入力電源の遮
断中、装置のＡＣ入力端子に電撃の危険が現れないよう
に逆流防止を設けなければならないことを、電気機器安
全基準は一般的に要求している。この逆流防止は、電撃
の危険を防止するため、電気機械式のリレーのような空
気間隙接点を有する装置を使用することを必要としてい
る。
【００５３】インバータ電力をＡＣ入力端子から絶縁す
るために電気機械式のリレーのみを採用するＵＰＳシス
テムでは、リレーはストレスの高い注入電流を取り扱わ
なければならず、負荷電流を導通しながら、開閉動作を
行うことができなければならない。電気機械式ライン・
リレーが比較的遅く動作する場合、２〜６ミリ秒のかな
りの「デッド・タイム」を生じ、ＵＰＳの負荷る供給さ
れる電力がＡＣ電源システムからインバータに切り替わ
り、再びこの逆方向に切り替わる場合、このデッド・タ
イムの間にこの負荷に供給される電力が中断する可能性
がある。これらの切り替え事象の間、電気機械式リレー
は、大電流の切り替えによるストレスと取り組まなけれ
ばならず、この結果接点が焼き付いたり溶着することに
なる。
【００５４】マイクロプロセッサに制御される場合のラ
イン・リレーの切り替えは、特に図９を参照して、以下
の方法で実現される。先ず、商用ＡＣ電源が入力端子１
００と１０１に加えられる。背面パネルの制御スイッチ
９６（図９に図示せず）は閉じ、これによって、ハウス
キーピング電源９５に電力が供給され、これは図９の回
路に電源電圧（例えば、＋２４ボルトと＋５ボルト）を
供給する。インバータ・スイッチ１３４と１３５のゲー
トに対する制御信号が、線３１５と３１６上をそれぞれ
ダイオード３１７と３１８を介して共通結合点３２０に
供給される。抵抗３２１が＋５ボルトの論理電源と結合
点３２０との間に接続され、ダイオード３１７と３１８
が両方とも逆バイアスされている場合、結合点３２０に
標準論理レベル電圧が供給される。結合点３２０の電圧
は、抵抗３２１とダイオード３２２を介してＦＥＴ３２
４のゲートに供給され、またダイオード３２５を介して
ＦＥＴ３２６のゲートに供給される。抵抗３３０は結合
点３３１で線３１０に接続され、ＦＥＴ３２４と３２６
はコイル３１３と結合点３３１との間に互いに直列に接
続される。マイクロプロセッサは、初期試験ルーチン
を、例えば、インバータ、バッテリー、および商用線に
対して実行するのが好ましい。もしこれらのルーチンが
受け入れ可能ならば、インバータからの線３１５と３１
６のゲート制御信号はＨに駆動され、ＦＥＴ３２４と３
２６はオンに切り替わり、これによってＬＩＮＥＲＬＹ
信号を線３１０から通過させ、コイル３１３を付勢し、
ライン・リレー３４のリレー接点１１１と１１２を閉じ
る。ＰＥＥＬ９０から供給される線２９０の信号ＳＳＯ
Ｎは、高周波数のパルスのストリングであり、線２９３
の信号ＳＳＤＲＩＶＥとしてドライバ２９１によって反
転され、高周波数トリガー信号をＳＣＲ１１７と１１８
のゲートに接続されているトランス２９６の両端に供給
する。ＳＣＲ１１７と１１８の各々は、入力電圧波形の
半波の間、順バイアスされ、トガリー・パルスをＳＣＲ
のゲートで受け取ると、直ちにトリガーされる。これら
のＳＣＲの各々は、入力電圧波形の極性が反転してＳＣ
Ｒを逆バイアスすると、同様に整流を停止する。従っ
て、線１０６からの全波電力は、静的スイッチ３５を介
して出力線３９に供給される。
【００５５】停電が発生した場合、この静的スイッチ３
５は上述の方法で整流を停止し、静的スイッチ駆動信号
ＳＳＤＲＩＶＥが中断され、インバータの投入によって
線３１５と３１６の信号を二者択一的にＬに変化させ、
これによって最終的にＦＥＴ３２４と３２６を遮断し、
リレー・コイル３１３を消勢し、接点１１１と１１２を
開にする。しかし、このライン・リレーが閉じている間
コンデンサ３２３が充電され、抵抗４７を介して放電す
るので、インバータが動作するとライン・リレーが直ち
に開放されることなく、インバータのオンとライン・リ
レー・スイッチ１１１と１１２の開放との間の遅延時間
を制御することができる。スイッチ１１１と１１２が開
放される時間まで、静的スイッチ１１７と１１８は、上
述のように整流され、両者が遮断すると、その時点で電
流はリレーを介して流れない。商用線電源の不良状態が
終了すると、インバータは禁止され、線３１５と３１６
は両方ともＨになり、ＦＥＴ３２４と３２６はオンるな
り、線３１０によってコイル３１３が付勢されてリレー
接点１１１と１１２を閉じる。その後、静的スイッチ駆
動信号ＳＳＤＲＩＶＥを加えてＳＣＲ１１７と１１８を
開き、電力がＡＣ電源システムから負荷に流れることを
可能にする。
【００５６】節電が行われると、すなわち、ＡＣ入力線
路電圧が公称値以下に低下すると、静的スイッチ３５は
開放され、システムはインバータ・モード動作に入り、
インバータから電力を出力線３９に供給する。次に、、
信号が線３０２に供給されてプースト・リレー・コイル
３０３を付勢し、リレー３６のスイッチ１２２をトラン
スの中間タップ３０７に接続し、ここでインバータは遮
断し、システムはＳＣＲ１１７と１１８を起動すること
によってＡＣ線路電力に戻り、これによって、実質的に
連続した中断しない電力を負荷に供給する。 インバータの動作 バックアップ用無停電電源システム３０に使用する好適
なインバータのトポロジーは、図２に示すように、１9.
２KHz のパルス幅変調されたＨ型ブリッジ構成であり、
図１０に簡略化した概略形態を示し、図１３に概略回路
図を示す。
【００５７】このインバータは、その電源として比較的
低電圧のバッテリー４７、例えば２４Ｖ ＤＣ（２個の
１２Ｖバッテリー）を使用する。インバータ・トランス
４４の一次巻線２６の片方は切り替え装置１３３および
（または）切り替え装置１３５に接続され、一方もう一
方の一次巻線は切り替え装置１３２および（または）切
り替え装置１３４に接続される。以下に説明するよう
に、これらの切り替え素子１３２〜１３５は、電力ＦＥ
Ｔが好ましい。トランスは一次側１２６で１2.９KHz 、
２４Ｖのインバータ信号を受け、二次側１２５でこれを
電源経路の公称出力電圧に昇圧し、ここでインダクタ１
２８とコンデンサ１２９がこの信号を正弦波出力に低域
濾波する。６６０ＶＡ／１２０Ｖのシステムに対して、
インダクタ１２８は約１５０マイクロヘンリであり、コ
ンデンサ１２９は１０マイクロファラッドであることが
好ましい。
【００５８】図１０のブロック図に示すように、Ｈ型ブ
リッジの電力ＦＥＴ１３２〜１３５はトランスを介して
電力を制御する。トーテムポール３４０〜３４３を使用
して電力ＦＥＴのゲートを駆動し、一方論理制御３４５
〜３４８はこれらのＦＥＴをオンさせるべきかどうかと
インバータの周期のパルス幅を決定する。これらのイン
バータＦＥＴの動作を論じる場合、以下の定義に留意す
べきである。
【００５９】正の１／２周期とは、正弦波出力の正の部
分である。負の１／２周期とは、正弦波出力の負の部分
である。ＰＥＥＬ９０とは、プログラム可能な電気消去
可能論理であり、インバータ制御論理を含む。切り替え
経路１Ａとは、正の１／２周期の間、上部ＦＥＴ１３２
を介して電圧＋ＢＡＴＴからトランス４４に電力パルス
経路を提供する。
【００６０】スイッチ経路１Ｂとは、負の１／２周期の
間、下部ＦＥＴ１３４を介して電圧−ＢＡＴＴからトラ
ンス４４に電力パルス経路を提供する。スイッチ経路２
Ａとは、負の１／２周期の間、上部ＦＥＴ１３３を介し
て電圧＋ＢＡＴＴからトランス４４に電圧パルス経路を
提供する。スイッチ経路２Ｂとは、正の１／２周期の
間、下部ＦＥＴ１３５を介して電圧−ＢＡＴＴからトラ
ンス４４に電力パルス経路を提供する。
【００６１】トーテムポールとは、トランジスタ駆動回
路であり、Ｈレベル信号を駆動するために使用するＮＰ
ＮトランジスタとＬレベル信号を駆動するために使用す
るＰＮＰトランジスタによって構成される。この「トー
テムポール」という名前はこれらトランジスタの一般的
なスタッフ回路構成に由来する。ＲＥＦ ＰＯＬとは、
基準極性のことであり、マイクロプロセッサから取り出
した６０Hz論理信号であり、いづれのＦＥＴをオンさせ
るかを決定するために使用する。例えば、もしＲＥＦ
ＰＯＬ＝「１」すなわち５Ｖならば、正の１／２周期出
力を制御するために必要なＦＥＴがオンする。もしＲＥ
Ｆ ＰＯＬ＝「０」すなわち０Ｖならば、１／２周期出
力の負の部分を制御するために使用されるＦＥＴがオン
される。
【００６２】種々のインバータ駆動信号間のタイミング
を図１１に示す。正の１／２周期の期間、図１３に示す
ように複数の（例えば、３個）の並列に接続されたＦＥ
Ｔ１３５ａ、１３５ｂ、１３５ｃによって構成するのが
好ましいスイッチ２Ｂは、１／２周期の全持続時間中オ
ンされる。スイッチ１Ａ（例えば、２個の並列に接続さ
れたＦＥＴ１３５ａと１３５ｃ）もまたオンする。電力
は、＋ＢＡＴＴから、「１Ａ」ＦＥＴを介し、トランス
のインバータの巻線１２６を介し、「２Ｂ」ＦＥＴを介
して−ＢＡＴＴに流れる。この期間、バッテリー電圧は
インバータ巻線１２６の両端に加えられている。このパ
ルスは電力パルスと呼ばれる。この論理で決定した「電
力」パルスのパルス幅が完了したなら、１ＡのＦＥＴが
遮断する。１ＢのＦＥＴ（図１３の１３４ａ、１３４
ｂ、１３４ｃ）が次にオンする迄に、約８８０ナノ秒の
遅延がある。１ＢのＦＥＴと２ＢのＦＥＴがいずれもオ
ンすると、インバータ周期の残りの期間（５２μｓｅ
ｃ）、エネルギーはトランス内に保持され、インバータ
巻線１２６の両端に少しの電圧しかかからない。これは
「慣性モード」（Free Wheel Mode)と呼ばれる。この期
間に循環するエネルギーは、トランスの漏洩インダクタ
ンス中、および出力フィルターと負荷抵抗中に蓄えられ
および（または）放出される。
【００６３】８８０ナノ秒遅延によって、１ＢのＦＥＴ
がオンする前に１ＡのＦＥＴが遮断するための時間が与
えられる。この形態は正の１／２周期の持続する間継続
する。インバータ周期のパルス幅は、１／２周期のゼロ
クロス点の近傍では狭く、この１／２周期のピークでは
広くなる。
【００６４】負の１／２周期の持続期間中、１ＢのＦＥ
Ｔがオンする。スイッチ２Ａがオンした場合、電力パル
スが発生する。電力は、＋ＢＡＴＴから２ＡのＦＥＴ
（１３３ａと１３３ｃ）を介し、インバータ巻線を介
し、１ＢのＦＥＴを介して−ＢＡＴＴに流れる。２Ａが
遮断した後スイッチ２Ｂがオンした場合、また２Ｂが遮
断し２Ａがオンする間、慣性モードが発生する。
【００６５】これらの電力ＦＥＴのゲートは、これらの
それぞれのトーテ・ムポール・ドライバによって駆動さ
れる。各トーテ・ムポールは、ＮＰＮトランジスタ（図
１３に示すように、３５１〜３５４）（例えば、２Ｎ４
４０１）、ＰＮＰトランジスタ（図１３に示すように、
３５６〜３５９）（例えば、２Ｎ４４０３）およびレベ
ル・シフタ（図１３に示すように、３６１〜３６４）
（例えば、２Ｎ７０００）によって構成される。これは
「トーテムポール・ドライバ」と呼ばれるが、その理由
は、これが能動部品のスタッフ構成であるからである。
各トーテムポールと、それらの減結合された（decouple
d)＋１５Ｖ電源は、これが駆動する電力ＦＥＴ群と関係
する。
【００６６】レベル・シフタ３６１〜３６４は、Ｎチャ
ンネル低電力ＦＥＴ（例えば、２Ｎ７０００）で構成さ
れる。各レベル・シフタを使用してＮＡＮＤゲート３６
６〜３６９からの＋５Ｖ論理信号を＋１５Ｖ制御信号に
変換する。ＦＥＴ３６１〜３６４のゲートにＬのレベル
が加えられる場合、ＦＥＴは遮断（開放）する。これに
よって、トランジスタ３５１〜３５４が、自己のベース
抵抗を介してバイアスされる。＋１５Ｖがインバータ内
の適切な電力ＦＥＴのゲートに加えられ、これらをオン
にする。
【００６７】各レベル・シフタＦＥＴのゲートに＋１５
Ｖが加えられる場合、各レベル・シフタはオンする。こ
れによって、ベース電流が接続されたＰＮＰトランジス
タ（３５６〜３５９）のゲートが順バイアスされると同
時に、このベース電流が接続されたＮＰＮトランジスタ
（３５１〜３５４）からこのベース電流が取り除かれ、
これをオンする。このことは、電力ＦＥＴのゲートをこ
れらのＦＥＴのソース端子に対して０Ｖる駆動し、従っ
てこれらの電力ＦＥＴを遮断する。１Ａと２Ａの電力Ｆ
ＥＴを駆動するのに使用される＋１５Ｖ電源は、ブート
ストラップ電源を使用することによって取り出される。
【００６８】例えば、１ＢのＦＥＴがオンの場合、１Ａ
のＦＥＴのゾースは、コンデンサ３７０とトランジスタ
３５６のコレクタと共に、−ＢＡＴＴに引き下げられ
る。この時、コンデンサ３７１とコンデンサ３７２にか
かっている＋１５Ｖによって、コンデンサ３７０が抵抗
３７３とダイオード３７４を介してを充電される。この
コンデンサの電圧によって、ゲート電圧が供給され、Ｆ
ＥＴ１３２ａと１３２ｃをオンさせる（一般的に３番目
のＦＥＴ１３２ｂに供給する必要はない）。コンデンサ
３７０の電荷は、１ＢのＦＥＴがオンする度に再充電さ
れる。コンデンサ３７６の電圧によって、ゲート電圧が
供給され、ＦＥＴ１３３ａと１３３ｃオンさせる。この
コンデンサ３７６は、２ＢのＦＥＴ（１３５ａ、１３５
ｂ、１３５ｃ）がオンする場合、同様に充電される。こ
のコンデンサ３７６は、抵抗３７７とダイオード３７８
を介して充電され、２ＢのＦＥＴがオンする度に再充電
される。
【００６９】ブートストラップは、システムがオンライ
ンで動作中、充電状態を維持するが、その理由は、イン
バータの巻線１２６を使用してバッテリー充電器を動作
させるためのＤＣを作り出すからである。２ＢのＦＥ
Ｔ、１３５ａ、１３５ｂ、１３５ｃ内の逆ダイオード
は、全波整流の他方のボトム・レグ（bottom leg) を作
る。１ＢのＦＥＴのダイオードが導通する場合、１Ａの
ＦＥＴ、１３２ａ、１３２ｂ、１３２ｃ、のゾースは、
−ＢＡＴＴに引き下げられ、従ってコンデンサ３７０
は、＋１５Ｖに充電された状態を保持される。１ＢのＦ
ＥＴのダイオードが導通する場合にコンデンサ３７０が
充電されるのと同じ方法で、２ＢのＦＥＴのダイオード
が導通する場合、コンデンサ３７６は充電状態を保持さ
れる。ＮＡＮＤゲート３６０〜３６９の目的は、システ
ムの立上がり時と遮断時に、インバータの制御を保証す
ることである。ゲート３６６〜３６９に供給される＋５
Ｖ電源は、＋５ＶのＣＰＵ電源である。この＋５ＶＣＰ
Ｕ電源は、投入時に＋１５Ｖ電源よりも早く立ち上が
る。ゲート３６６〜３６９の入力に接続される／ＲＥＳ
ＥＴ信号は、＋５ＶＣＰＵが約4.７５Ｖになる迄Ｌに保
持され、その後／ＲＥＳＥＴはＨ（＋５Ｖ）になる。／
ＲＥＳＥＴがＬであることによって、ＦＥＴ３６１〜３
６４のゲートがＨ（＋５Ｖ）であることが保証され、こ
れによって電力ＦＥＴは遮断状態に保持される。
【００７０】もし、いづれかの理由によって、／ＲＥＳ
ＥＴがＨになる迄に、ＰＥＥＬ９０が完全に付勢されな
ければ、抵抗３８１〜３８４は、それぞれのゲート３６
６〜３６９の入力をＬに引き下げ、これによって、次に
電力ＦＥＴが遮断状態に保持される。この装置が遮断こ
れる間、＋５ＶのＣＰＵ電源および／ＲＥＳＥＴは、＋
１５Ｖ電源よりも長い間電源を供給された状態に保持さ
れる。／ＲＥＳＥＴがＬの場合、投入時と同じ理由によ
って、電力ＦＥＴは遮断状態を保証される。
【００７１】再び、ゲート３６０〜３６９が電源を失う
前の消勢の期間、抵抗３８１〜３８４は、それぞれのゲ
ートへの入力をＬに引き下げ、従って、電力ＦＥＴを遮
断状態に保持する。通常動作の期間、／ＲＥＳＥＴはＨ
（＋５Ｖ）であり、従ってゲート３６６〜３６９は、Ｐ
ＥＥＬ９０から入力する信号を反転させる。これらの信
号は、前に図１１のタイミング図に示したように、イン
バータの通常動作を制御する。
【００７２】ＰＥＥＬ９０は、インバータのタイミング
を制御する。ＰＥＥＬ９０のピン１１に入力されるの
は、／ＣＹＣＥＮＤ信号である。インバータの動作中、
もし／ＣＹＣＥＮＤがＬになれば、インバータの周期の
電力パルスは終了する。２つの回路のいづれかによっ
て、インバータ動作中、／ＣＹＣＥＮＤがＬにされ、こ
れらの回路は「変調」回路と導通制御回路である。
【００７３】図１２に示す変調回路では、線３６０上の
線（ＶＲＥＦ）の１／２周期の３２段階の複製が比較器
２９２内のコンデンサ３９１の電圧電荷と比較される。
コンデンサ３９１の充電とリセットは、１9.２KHz で行
われる。インバータがオンする場合、（電力パルス）、
正の１／２周期用のダイオード３９４のアノード、また
は負の１／２周期用のダイオード３９５のアノードのい
づれかが、適当な電力ＦＥＴ（正の１／２周期用の１Ａ
のＦＥＴ、負の１／２周期用の２ＡのＦＥＴ）を介し
て、＋ＢＡＴＴ電圧に近い電圧迄引き上げられる。この
動作によって、抵抗３９７を介してコンデンサ３９１を
充電する。コンデンサ３９１の電圧がＶＲＥＦの電圧を
超える場合、線３９３のコンデンサ３９２からの出力、
／ＣＹＣＥＮＤはＬになり、「電力パルス」すなわちイ
ンバータ周期のパルス幅が終了し、底部のＦＥＴ（２Ａ
のＦＥＴと２ＢのＦＥＴ）がオンする。これが、インバ
ータ周期の「慣性」モードである。
【００７４】各インバータ周期の最初の８８０ナノ秒を
使用して、先行するインバータ周期からコンデンサ３９
１をリセット即ち放電する。このことは、線４０１の
「時定数リセット」（ＴＣＲＳＴ）信号によって行われ
る。この信号は、ＦＥＴ４０２を８８０ナノ秒の間オン
させ、次の周期のための準備中にコンデンサ３９１を放
電させる。
【００７５】ＶＲＥＦの振幅が増加するに従って、コン
デンサ３９１を充電するのに必要な時間は長くなり、従
って、ＶＲＥＦが０Ｖまたはそれに近く、幅広のパルス
の幅がＶＲＥＦのピークに近い場合、狭いパルス幅が得
られる。このパルス幅のパターンはインバータの出力に
反射され、トランス４４の出力に転送され、ここでトラ
ンスの漏れインダクタンスと協働するインダクタ１２８
（１５０μｈ）とコンデンサ１２９（１０μ）は、イン
バータの信号を実質的に正弦波出力に濾波する。この変
調スキームのため、ＶＲＥＦの形状をトラックする追跡
することが可能である。マイクロプロセッサ、入力して
くるＡＣ電源線がどのように「見える」かを判定し、基
準を適用して電圧入力を反射させる。この手順によって
システムを電力線と相互に動作させながらバッテリの動
作を最小にすることが可能になる。
【００７６】／ＣＹＣＥＮＤ信号を制御するために使用
する第２回路は図１３に示す「導通制限」回路である。
この回路によって、インバータの動作中にシステムに発
生する短絡のようなオーバロードの場合に、電力ＦＥＴ
１３２〜１３５を損傷から保護する。各インバータ・サ
イクルの正の１／２サイクルに対する電力のパルスは＋
ＢＡＴＴから１Ａ電力ＦＥＴ、トランスの巻線１２０、
２Ｂ電力ＦＥＴ１３５を介して−ＢＡＴＴに流れる。電
流を有すると同じ電流は、２Ｂ ＦＥＴ１３５を介して
流れる（例えば、３個の並列のＦＥＴ１３５ａ、１３５
ｂ、１３５ｃ）を介して流れるのと同様に、１Ａ ＦＥ
Ｔ１３２（例えば、２個の並列のＦＥＴ１３２ａと１３
２ｃ）を介して流れる。２個の１Ａ ＦＥＴと３個の２
Ｂ ＦＥＴしか存在しないので、この電流によって２Ｂ
電力ＦＥＴの両端よりも１Ａ電力ＦＥＴの両端でより大
きな電圧の低下が発生される。負の１／２のサイクルの
インバータの電力パルスの場合、２個の２Ａ電力ＦＥＴ
（１３３ａと１３３ｃ）の両端の電圧低下は、３個の１
Ｂ電力ＦＥＴ（１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ）の両端
の電圧の低下よりも大きいが、この理由は、同じ電流が
１Ｂ ＦＥＴを介して流れるのと同様に２Ａ ＦＥＴを
介して流れるからである。
【００７７】電流がトランスに転送される場合には上部
のスイッチ（１Ａと２Ａ）ＦＥＴは常により大きな電圧
の低下を有しているので１Ａ ＦＥＴの両端の電圧を監
視して正の１／２サイクルに対して電力ＦＥＴを保護
し、２Ａ ＦＥＴの両端の電圧を監視して負の１／２サ
イクルに対してこの電圧ＦＥＴを保護する。上部のＦＥ
Ｔの両端の電圧はトランジスタ４２０をオンすることに
よって監視され、このトランジスタのエミッタは抵抗４
２１を介してバッテリー電圧＋ＢＡＴＴに接続されてい
る。トランジスタ４２４が抵抗４２５を−ＢＡＴＴ即ち
ＧＮＤにする場合、トランジスタ４２０はバイアス・ソ
ースを得る。１Ａ電力ＦＥＴ１３２がオンの場合、トラ
ンジスタ４２０のベースは、１Ａ電力ＦＥＴ１３２のソ
ースと同じ電位からダイオード４２７のダイオード低下
分を差し引いたものになる。トランジスタ４２０のベー
ス電圧は、ＦＥＴ１３のドレイン／ソース電圧にダイオ
ード４２８の電圧低下（0.６Ｖ ＤＣ）を加えたものと
等しくなる。トランジスタ４２０のエミッタの電圧はこ
のトランジスタのベース電圧からトランジスタ４２０の
エミッタ／ベース接合の電圧低下（0.６Ｖ）を差し引い
たものに等しい。従って、抵抗４２１の両端の電圧は、
１Ａ ＦＥＴ１３２のドレイン／ソースの両端の電圧に
等しい。同様に、ダイオード４２７のダイオード低下
は、トランジスタ４２０のエミッタ／ベース電圧の低下
にほぼ等しい。これによって、抵抗４２１両端の電圧は
１Ａ電力ＦＥＴのドレイン／ソース電圧に等しい。
【００７８】負の１／２サイクルの間に２Ａ ＦＥＴ１
３３が導通していると、トランジスタ４２０のベース
は、２Ａ電力ＦＥＴ１３３のソース電位からダイオード
の低下分を差し引いたのと同じ電位に引き上げられる。
ダイオード４２８のダイオード低下は、トランジスタ４
２０のエミッタ／ベース接合の低下と等しくこれによっ
て抵抗４２１の両端の電圧は２Ａ電力ＦＥＴ１３３のド
レイン／ソース電圧と等しくなる。インバータの４個の
スイッチ全てに対して１つの保護チャンネルしか必要で
ないことに留意すべきである。
【００７９】抵抗４２１を流れる電流はトランジスタ４
２０のコレクタに接続された抵抗４３０を流れる電流と
等しく、トランジスタ４２０がＨのゲインを有している
と仮定すれば、抵抗４２１と４３０は抵抗値が等しいの
で、抵抗４２１の両端に現れる電圧は抵抗４３０の両端
の電圧に等しい。変調回路の場合、線４３２の信号ＴＣ
ＲＳＴ（時定数のリセット）によって、アナログ・スイ
ッチ４３３は各インバータ・サイクルの８８０ナノ秒の
間オンされる。
【００８０】アナログ・スイッチ４３３は、コンデンサ
４３４を放電させ、比較器４３５の正の入力をアースす
る。ＴＣＲＳＴによってスイッチ４３３がオフされると
これによってコンデンサ４３３が解放されインバータ・
サイクルの電力パルスがスタートする。コンデンサ４３
３の電圧は＋２Ｖのしきい値未満にとどまり、これは約
1.２μ秒の間比較器４３５の負の入力に現れる。この時
間の間、比較器４３７の負の入力はＧＮＤになり、その
出力信号、／ＣＹＣＥＮＤがＨの状態にとどまることが
可能になる。この1.２μ秒の遅延により、上部のＦＥＴ
１３２または１３３（１Ａまたは２Ａ）が完全にオンす
るのに十分な時間が得られる。1.２μ秒の遅延の後、コ
ンデンサ４３４の電圧は２Ｖのしきい値を超える。これ
によって、抵抗４３０の電圧が抵抗４２１の電圧に追従
することが可能になる。
【００８１】抵抗４２１に現れる電圧と等しい抵抗４３
０の電圧が２Ｖを超えると、／ＣＹＣＥＮＤ、比較器４
３７の出力線４３８の信号は強制的にＬにされ、これに
よってオーバロード状態によりインバータ・サイクルの
電力パルスは早めに終了する。導通制限回路によって可
能になる最大出力ピーク電流は、下記に示すように、装
置のサイズによって変化するように選択することが望ま
しい。
【００８２】 装置のサイズ 公称出力ピーク電流 ６６０ＶＡ １６Ａ ４６０ＶＡ １２Ａ ３６０ＶＡ １０Ａ トランジスタ４４０の目的は、この装置に対する電力が
オフすると、トランジスタ４２０をオフすることであ
る。これによってバッテリーからの望ましくない電流ド
レインが除去される。
【００８３】上述の回路構成から以下の幾つかの利点が
得られる。即ち、これらの利点は、(1) 電力素子の数が
最小に保持され、かつ十分に使用される。(2) １Ａと２
Ａの位置に２つの電力素子を使用し、一方１Ｂと２Ｂの
位置に３個の電力素子を使用し、ほぼ等しい電力が消費
が全ての電力素子で行われるように、これらの電力素子
を非対称適に使用するように制御する。(3) １チャンネ
ルの過電流保護回路を使用することにより、部品の数を
最小にし、これによってシステムの信頼性を向上させ
る。(4) 過電流保護回路によって、より故障しやすい上
部の素子１３２と１３３（１Ａと２Ａ）とブート・トラ
ップの供給が保護される。このブート・ストラップの供
給は放電されるようになる可能性があり、その結果、ゲ
ート電圧が不十分になる。これによって、システムに信
頼性が更に向上する。 マイクロコンピュータの制御とソフトウエア タイミングと論理のような基本適な制御機能は、ＮＥＣ
によって製造されるＵＰＤ７８Ｃ１４ＣＶのような高集
積シングル・チップ・マイクロコンピュータ６６によっ
て行われる。この保守は、１個の６４ピンの集積回路内
に８ビットの中央演算装置（ＣＰＵ）の機能、プログラ
ム・メモリ、データ・メモリ、入力／出力（Ｉ／Ｏ）、
及び多くの周辺機能を集積したものである。図１４は、
このマイクロコンピュータ６６のポート・マップを示
す。ここで説明する機能を実行するマイクロコンピュー
タ６６の代表的なプログラムを、マイクロフィルムの付
録に示す。
【００８４】内部の周辺機能には、内部サンプルとホー
ルドを有する８ビットのアナログ／デジタル変換器（Ａ
／Ｄ変換器）、８ビットのアナログ・マルチプレクサ、
２個の８ビットのインタバル・タイマー、１６ビットの
マルチ機能タイム／イベント・カウンタ及び同期または
非同期動作を行うことのできるシリアル通信インターフ
ェースが含まれる。５個の８ビットのデジタルＩ／Ｏソ
ートもまた設けられている。ｕＰＤ７８Ｃ１４ＵＷのシ
ングル・チップ・マイクロコンピュータによって、プロ
グラムと定数データを記憶するための１６Ｋバイトの内
部呼出専用メモリ（ＲＯＭ）が設けられる。２５６バイ
トの内部ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）が設け
られ、中間プログラム・データとスタックを記憶する。
このメモリは揮発性であり、ＣＰＵの電源が切れると失
われてしまう。
【００８５】外部から電気的に消去可能なプログラム可
能読み出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）が設けられ、プ
ログラム可能なユーザの定数、工場のセットアップ・デ
ータ、及び較正係数を記憶する。この素子はシリアルに
アクセスされ、４６Ｘ１６として構成された１Ｋビット
のデータを有する。この素子はＣＤ信号によってアクセ
スするように選択され、データはクロック信号ＳＫの立
ち上がり端に同期してＤＩ（入力）とＤＯ（出力）線を
介してＣＰＵによって交換される。ＥＥＰＲＯＭに対す
る書き込み動作は、それ自身のタイミングによって行わ
れる（self-timed) 。特別な書き込み不能機能が設けら
れ、パワーアップまたはパワーダウンの過渡的な状態の
間に軽率にデータが壊されるのを防止する。
【００８６】マイクロコンピュータによって直接与えら
れるデジタル出力以外に、図１４に示す８ビットのラッ
チ４４０によってデジタル出力が取り出される。この拡
張ラッチに向かうデータはセグメント線のＳＥＧ０〜Ｓ
ＥＧ７におおよそ与えられ、ＥＸＰＡＮＤ信号をトグル
することによって、このラッチにストローブされる。ソ
フトウェアに制御され、このラッチはほぼ2.５ミリ秒毎
に更新される。
【００８７】ユーザ・インターフェース８０によって、
マイクロプロセッサとユーザの間の通信が行われ、この
ユーザ・インターフェース８０は、例えば、４桁のＬＥ
Ｄ表示装置、ＬＥＤアニュシエータ（annunciator)、瞬
間接触ブッシュ・ボタン・スイッチ及び適当な駆動回路
を有することができる。バックアップ用無停電電源シス
テムの制御と関連する主要な機能は、１６Ｋバイトの内
部読み出し専用メセリ（ＲＯＭ）に記憶されたソフトウ
ェアに制御されたマイクロコンピュータ６６によって実
行される。これらの機能には、デジタル位相ロック・ル
ープ（ＰＬＬ）、表示及び制御目的のためのアナログ入
力の取り出しと処理、基準波形の合成、入力ＡＣ線の異
常の検出、インバータ、静止スイッチ、バッテリー充電
器、ユーザ・インターフェース・ハードウェア、ライン
及びブースト・リレー、及び可聴アラームを含むＵＰＳ
の一次及び周辺回路の制御、及びシステムの警報状態を
示すアナログ及びデジタル入力の異常の走査が含まれ
る。更に、コンタクト・クロージャ（comtact closure)
またはシリアル通信プロトコールのいずれかによって、
外部装置がＵＰＳから状態及び警報情報を問い合わすこ
とができる手段が、マイクロコンピュータ及び関連する
プログラムによって与えられる。
【００８８】ソフトウェアの位相ロック・ループ（ＰＬ
Ｌ）を実行することによって、入力ＡＣ線に対する内部
制御機能の同期を保持する。ＡＣ線が存在せずシステム
がインバータによって動作している場合、ＰＬＬは６０
Hzまたは５０Hzのいずれかとして選択可能な内部で取り
出された基準信号に対して同期を保持する。ソフトウェ
アのＰＬＬは、種々のマイクロコンピュータの周辺機能
を利用する。即ち、これらの機能には、８ビットの内部
タイマ（ＴＩＭＥＲ０）と関連する割り込み、間隔測定
モードで形成された１６ビットの多機能タイマー／イベ
ント・カウンタ、及びＣＩエッジ検出のための割り込み
ＩＮＴ ＥＤＧＥがある。
【００８９】ＡＣ線のゼロクロス点検出回路のＬＩＮＥ
ＦＲＥＱ出力は、マイクロコンピュータ６６のＣＩタイ
マー入力に加えられる。マイクロコンピュータの１６ビ
ットのタイマーは、入力ＡＣ線の連続するゼロクロス点
の間の間隔を測定するように構成される。測定した時間
間隔を変化の絶対速度の限度と照合し、入力線の周波数
信号の適性を測定する。この濾波した時間間隔値を次に
使用して、測定されたＡＣ入力線の周波数の正確に１２
８倍で動作する８ビットのインタバル・タイマＴＩＭＥ
Ｒ０の基準周波数を設定する。このタイマは、計時を終
了すると割り込みを発生するように構成され、従って線
の周波数の正確に１２８倍の割り込みソースが設定され
る。
【００９０】上述した周期の測定以外に、ＬＩＮＥＦＲ
ＥＱ入力は、また各立ち下がり端でＩＮＴ ＥＤＧＥと
呼ぶ割り込みを発生する。ＴＩＭＥＲ０の割り込みのプ
ログラムの一部として、ダウン・カウンタが保持され、
これは１２７、１２６、・・・３、２、１、０、１２
７、１２６、等のシーケンスでカウントを行う。ＩＮＴ
ＥＤＧＥの割り込みは、ＴＩＭＥＲ０割り込みカウンタ
の値を調べ、線のゼロクロス点に対する内部カウンタの
位相を決定する。端部に於ける割り込み時のカウンタの
値０は、「位相内」と定義する。もしＴＩＭＥＲ０カウ
ンタの値が０以外であれば、１２８Ｘ ＴＩＭＥＲ０の
割り込みの周波数は、スルーレートの限度に従って、比
例的に増加するかまたは減少するように調整されるが、
これは、カウンタを線のゼロクロス点に対して同相にす
るために必要である。従ってＡＣ入力線に対する位相ロ
ックが達成される。
【００９１】もし所定の時間間隔内にＩＮＴ ＤＥＧＥ
のゼロクロス点での割り込みが連続して検出されなけれ
ば、このＡＣ入力は所望の追跡範囲外にあると判定さ
れ、従って、基準周波数として使用するのには適してい
ない。このようなモードでは、内部の６０または５０Hz
の基準周波数を使用する。この内部基準周波数に対する
位相ロックは、ＩＮＴ ＥＤＧＥ基準と全く同じ方法に
よってまたこれと同じスルーレートの限度を使用して達
成される。ＰＬＬを使用して、先ず内部で発生した基準
波形をＡＣ入力線と同期させ、またＡ／Ｄ変換器によっ
てアナログ入力をサンプリングするための位相コヒーレ
ント基準を得る。
【００９２】マイクロプロセッサ６６と関連するプログ
ラムは、アナログ入力ＡＮ０〜ＡＮ７によって与えられ
る信号をサンプリング及び処理する。これらの信号の処
理結果を使用することにより、ＵＰＳと表示目的を制御
する。アナログ入力のサンプリングと処理と以下で説明
する。ＡＣ入力線の信号ＶＬ＋とＶＬ−は、時刻の基点
としてＰＬＬからのＴＩＭＥＲ０の割り込みを使用し
て、各サイクル毎に３２回Ａ／Ｄコンバータ３２によっ
てサンプリングされる。ＶＬ＋信号は全波整流されたＡ
Ｃ線の信号の正の部分を表し、ＶＬ−信号は負の部分を
表す。ＡＣ入力線の符号の付いた値は、３２個のサンプ
リング点の各々でＶＬ＋〜ＶＬ−として取り出される。
これらの結果を使用して基準波形を形成すると共に、各
サイクル毎にこれらを合計して各サイクル毎の平均入力
電圧を決定する。サンプルの合計にＥＥＰＲＯＭからの
直線較正係数を乗じ、その結果は、正弦波形であると仮
定すれば、ＡＣ入力線のＲＭＳ値に等しい。この入力線
のＲＭＳ値を使用してインバータの動作を表示及び制御
する。
【００９３】バッテリーの電圧信号ＶＢＡＴは、時刻の
基点としてＰＬＬからのＴＩＭＥＲ０の割り込みを使用
し、各５サイクル毎に３２回ルＡ／Ｄ変換器３２によっ
てサンプリングされる。この結果得られた３２個のサン
プルは平均化され、これにＥＥＰＲＯＭに記憶されてい
る直線較正係数ＣＦＢＡＴを乗じ、この結果得られる値
は、表示、警報、及び動作時間の計算目的に使用され
る。
【００９４】このシステムは電子温度計（図示せず）を
有することが好ましく、この温度計によって周辺温度信
号ＴＥＭＰが与えられ、この信号ＴＥＭＰは、時刻の基
点としてＰＬＬからのＴＩＭＥＲ０の割り込みを使用
し、各５サイクル毎に３２回Ａ／Ｄ変換器３２によって
サンプリングされる。この結果得られた３２個のサンプ
ルは、平均化され、次にこれに変換定数を乗じることに
よって、摂氏の温度に変換され、次にオフセット定数を
これから差し引く。この結果得られる値は、表示及び警
報目的のために使用される。
【００９５】出力電流信号ＩＯ＋とＩＯ−は、時刻の基
点としてＰＬＬからのＴＩＭＥＲ０の割り込みを使用
し、各５サイクル毎に３２回Ａ／Ｄ変換器３２にらって
サンプリングされる。ＩＯ＋信号は全波整流された出力
電流の信号の正の部分を表し、ＩＯ−信号は負の部分を
表す。出力電流の符号を付けた値は、３２個のサンプル
点の各々でＩＯ＋〜ＩＯ−として取り出されて記憶され
る。出力電流のＲＲＭＳ値は、ＥＥＰＲＯＭからの直線
較正係数ＣＰＡＣＡＯを乗じたサンプル点の２乗の合計
の平方根として計算される。この真のＲＭＳの計算は、
高い頂部の要素、非直線負荷によって電流の波形が非正
弦波になるという点で、測定の精度を保持するために重
要である。出力電流のＲＭＳの計算は、警報、表示、及
び出力の保護のための遮断のために使用される。出力電
流のこれらの符号を付けた瞬間的な値は、また出力電力
を計算するために使用する。
【００９６】インバータの一次電圧Ｖ０は、時刻の基点
としてＰＬＬからのＴＩＭＥＲ０の割り込みを使用し、
各５サイクル毎に３２回Ａ／Ｄ変換器３２によってサン
プリングされる。この信号はＡ／Ｄ変換器の前にコンデ
ンサによって濾波され、インバータが動作している場
合、信号に存在する高周波成分を除去する。低周波（６
０または５０Hz）成分はそのままである。これらの３２
個のサンプルは平均化され、ＥＥＰＲＯＭに記憶されて
いる直線較正係数をこれに乗じる。較正係数ＣＦＡＣＶ
Ｏは主トランスの一次側の巻き数と二次側の巻き数の比
率を示すものであり、従って、この結果得られる値は、
負荷のない場合のインバータのＡＣ出力電圧を表す。
【００９７】パイロット・コンセントの電流信号ＬＤＳ
ＥＮＳＥは、時刻の基点としてＰＬＬからのＴＩＭＥＲ
０の割り込みを使用し、各５サイクル毎に３２回Ａ／Ｄ
変換器３２によってサンプリングされる。その結果得ら
れる３２個のサンプルは平均化されて記憶される。マイ
クロコンピュータの重要な機能は、基準波形を形成する
ことである。変形した基準波形信号を線故障比較器によ
って使用することにより、ライン・インターアクティブ
動作の場合の線の異常を迅速に検出し、かつインバータ
の動作中の所望の出力波形としてのインバータのパルス
幅変調器に対する入力として、この変形した信号を使用
する。この基準波形の形成はシステムの動作モードによ
って決まり、これは以下で説明する。
【００９８】基準波形は、通常先行する線のサイクルに
対するＡＣ入力線の履歴値を表す。これは、許容可能な
デルタと共に、線故障比較器の線の瞬間的な値と比較さ
れるが、この比較は、サブサイクル・ベースで保護され
た負荷に電力を供給する線の適性を判定する目的のため
に行われる。インバータの動作中、これは、大きさと波
形の両方で、所望の出力波形を表す。これは３２個の符
号を付けた８ビットの値として記憶され、ＰＬＬとの位
相−コヒーレンスで１サイクル当たり６４回補完された
形でマイクロプロセッサから出力される。この大きさ
は、信号ＲＥＦ０〜ＲＥＦ７を介してＤ／Ａ変換器に出
力され、極性はＲＥＦＰＯＬ出力に存在し、ここでＲＥ
ＦＰＬＯはＨを表す正の値である。基準波形の値の形成
は、システムの動作モードによって決まる。
【００９９】線の動作の間、基準波形は、ＶＬ＋とＶＬ
−のアナログ入力によって検出されたＡＣ入力線の瞬間
的な値と、波形の履歴値を表す特定の波形の点の現在の
値との指数的に平滑化した組み合わせとして計算され
る。ソフトウェアは、１〜８と７／８の指数的に平滑化
されたウエイトを瞬間的な値と現在の値にそれぞれ加え
る。従って、この基準波形の形成は下記の等式に従う。
【０１００】ＲＥＦＤＡＴ（ｎ）＜−（１／８）＊ＶＬ
（ｎ）＋（７／８）＊ＲＥＦＤＡＴ（ｎ） ここで、ＲＥＦＤＡＴ（ｎ）は基準波形のｎ番目にサン
プル点（０・・・３１の範囲）、ＶＬ（ｎ）はサンプル
点（（ｎ）におけるＡＣ入力線の瞬間的な値である。符
号「＜−」は、「の値を割り当てられた」を意味する。
【０１０１】ＡＣ入力線の瞬間的な値の代わりに、ＲＯ
Ｍメモリから得た所望の出力波形からのサンプルを指数
的平滑機能に対する入力として使用することを除けば、
インバータの動作中の基準波形は、通常の線の動作中の
基準波形と同様の方法で形成される。従って、この基準
波形は次の等式によって形成される。 ＲＥＦＤＡＴ（ｎ）＜−（１／８）＊ＲＯＭＤＡＴ＋
（７／８）＊ＲＥＦＤＡＴ（ｎ） ここで、ＲＯＭＤＡＴ（ｎ）は、所望のインバータの出
力波形（一般的に、正弦波）を表す３２個の符号を付け
た８ビットの値のアレイのｎ番目の入力を示す。
【０１０２】昇圧動作では、基準波形は線による動作と
同様の方法で計算して出力されるが、昇圧からインバー
タへの切り換え中、波形はＤ／Ａ変換器とＲＥＦＰＯＬ
に出力されない。その代わり、ＲＯＭメモリに記憶され
ている所望の正弦波の出力波形が指数的な平滑化を行う
ことなく直接Ｄ／Ａに出力される。これによって、切り
換えに続く数サイクルの間インバータが低すぎる出力電
圧を発生することが防止される。
【０１０３】マイクロコンピュータ及び関連するソフト
ウェア・プログラムは、直接測定を行うのではなく、測
定した信号の結果を数学的に得ることによって、制御及
び制御目的のために使用する幾くつかの測定用変数を計
算する。これらの「取り出した測定用」変数には、シス
テムのＡＣ出力電圧、動作時間、出力電力、全負荷に対
するパーセント、及び周波数が含まれる。これらの誘導
された値および直接測定した信号に対する関係は以下で
説明する。
【０１０４】コストを節約する目的のため、ＡＣ出力電
圧を直接測定する必要はなく、他の測定した信号からこ
れを得ることが可能であり、これは動作モードによって
決まる。通常の線の動作の場合、ＡＣ出力電圧は測定さ
れたＡＣ入力電圧と同じものとして表示することができ
るが、この方法は、入力線リレー３４または静止スイッ
チ３５の両端の電圧低下に対応するものではない。
【０１０５】主トランスがステップアップ用オートトラ
ンスとして機能する昇圧動作の間、ＡＣ出力電圧は、Ｅ
ＥＰＲＯＭから得られる直線較正係数ＤＦＢＯＯＳＴを
これに乗じた、測定ＡＣ入力電圧として表示される。こ
の係数はほぼ1.１６に等しいが、これは較正中にトラン
スで発生した差に対応するように調整される。インバー
タの動作中のＡＣ出力電圧は等式、ＶＯＵＴ＝Ｖ０−
（ＲＴ）（ＩＯ）に従って計算され、ここでＶ０は主イ
ンバータのトランスの巻き数比に対応する係数によって
縮尺を定められたインバータの一次側電圧であり、ＲＴ
はトランスの合計抵抗に対応する定数項であり、ＩＯは
出力電流の較正したＲＭＳ値である。
【０１０６】ワットで表した出力電力は、全負荷に対す
るパーセントの計算とオーバロード警報の目的のために
計算される。電力は通常Ｖ（ｎ）＊Ｉ（ｎ）のサンプル
の平均として計算され、ここでＶ（ｎ）とＩ（ｎ）は１
つの帰還にわたって干渉している電圧と電流のｎ番目の
サンプルを表す。このシステムは出力電圧を直接測定し
ないので、この計算は、上で説明したように、出力電圧
の見積を使用しなければならない。従って、線の動作
中、電力はＶ（ｎ）のサンプルとＲＥＦＤＡＴ（ｎ）の
値を使用して計算され、これらは入力ＡＣ線の履歴値を
表す。入力電圧と出力電流用の適当な較正係数ＣＦＡＣ
ＶＩとＣＦＡＣＡＯをそれぞれ含むと、等式は下記のよ
うになる。
【０１０７】 昇圧動作の場合、同じ電力の計算法を使用するが、トラ
ンスの昇圧率を考慮しなければならない。昇圧較正係数
が通常のＡＣ入力電圧の係数と入れ替わり、等式は下記
のようになる。
【０１０８】 インバータの動作の間、電力の計算は、測定したインバ
ータの一次電圧、インバータのトランスの巻き数比に対
応する項、及びＲＯＭから得た所望の出力波形のＲＭＳ
値を考慮しなければならない。インバータの一次電圧と
巻き数比の係数を合計して項Ｖ０にすると、電力の等式
は以下のようになる。
【０１０９】 ＣＦＷＡＴＴＳは、較正中に決定される項であり、イン
バータの利得を表す。
【０１１０】全負荷に対するパーセントは、１００＊Ｗ
ＡＴＴＳ／ＷＡＴＴ ＲＡＴＩＮＧとして計算される。
計算は５％の直近に丸められ、ヒステリシスをこの計算
に適用して表示された値の安定性を増加させる。周波数
は等式ＦＲＥＱ＝１／ＬＥＣＰＴに従って計算され、こ
こでＬＥＣＰＴはソフトウェアの位相ロック・ループ
（ＰＬＬ）の瞬間的な期間である。線の動作の間ロック
された状態で、これは入力ＡＣ線の周波数に等しい。イ
ンバータの動作中ロックされた状態で、これはＥＥＰＲ
ＯＭにプログラムされた公称動作周波数即ち６０または
５０Hzに等しい。
【０１１１】線の異常を検出する幾くつかのモードがマ
イクロプロセッサ及び関連するシステムソフトウェアに
よって設けられる。これらのモードは、線の故障のハー
ドウェアによって与えられる高速のライン・インターア
クティブ検出を補完する。マイクロコンピュータは、サ
イクル・ベースで１サイクルのＡＣ入力線の平均するこ
とによって得られるＲＭＳ電圧水準を監視する。もしこ
の水準が予め決定した設定点以下に低下すると、マイク
ロコンピュータは、ＬＩＮＥとＳＳ ＥＮＢＬ信号をＬ
に駆動することにより、ＡＣ入力線のリレー３４と静止
スイッチ３５を開き、システムがインバータで連続的に
動作することを命令する。ＩＮＶＥＮＢＬ信号は、また
その通常のＨの状態に保持されなければならない。この
設定点に対するしきい値は、Ｖ ＬＯ設定点とＣＦＢＯ
ＯＳＴとして表される昇圧率によって決められる。この
状態はＶＬ＜＝（Ｖ ＬＯ）／ＣＦＢＯＯＳＴとして定
義され、ここでＶＬはＡＣ入力線の較正された電圧水準
であり、ＣＦＢＯＯＳＴはほぼ1.１６に等しい。ＡＣ線
が正常に戻るかまたはバッテリーが失くなるまで、この
システムはこの状態に保持される。
【０１１２】ＡＣ入力線の平均することによって得られ
るＲＭＳ電圧水準が上で定義した非常に低い状態とＶ
ＬＯ設定点の間にあると、この動作は昇圧モードとして
定義される。マイクロコンピュータは先ずインバータで
動作し（ＳＳ ＥＮＢＬ＝Ｌの状態）、次にＢＯＯＳＴ
出力を強制的にアクティブＨの状態にすることによって
ブースト・リレーを閉じる。このシステムはブースト・
リレーの動作時間だけ待機し、次に再び静止スイッチを
動作させて昇圧された線を負荷に供給する。このモード
は長期にわたる節電期間に対して有効であるが、これ以
外の場合にはバッテリーを使い果たしてしまう。インバ
ータの動作を介して遷移を行うことは、ブースト・リレ
ーが動作している場合に瞬間的な出力の損失を防止する
ために必要である。このインバータを介して行われる遷
移は、またシステムが昇圧モードにある場合にも実行さ
れる。
【０１１３】もしＡＣ入力電圧が高すぎると判定され、
これによって保護された負荷に損傷が発生する可能性の
ある場合、マイクロコンピュータはシステムに、この状
態が正常に戻る迄、インバータで連続的に動作するよう
に命令する。この線電圧が高いモードは、ＶＬ＞＝Ｖ
ＨＩによって定義され、ここでＶ ＨＩはＥＥＰＲＯＭ
からのプログラム可能なＨの線の設定である。
【０１１４】ある種の線の中断の場合、特にＡＣ入力の
サイクル毎に発生するリング・ダウン故障（ring-down
decay)の場合、平均することによって取り出すＲＭＳの
方法による線の異常の検出方法は、適当な切り換えを行
うには不十分である。従って、マイクロコンピュータに
よって別の検出機構が設けられる。これはサブサイクル
・ベースで線故障比較器の出力／ＬＦの状態を監視す
る。もし／ＬＦ信号がプログラム可能な時間の間連続し
てＬであることが分かれば、このシステムは、これが平
均化することによって得たＲＭＳの異常に対して応答す
る場合に行うのと同じ方法で、インバータの動作に切り
替わる。この時間は公称1.５ミリ秒である。
【０１１５】一定の条件で線の異常の検出を変更するた
め、システムのハードウェアによって２つの信号が設け
られている。これらの信号は、ソフトウェアに制御され
て、線故障比較器１９４と１９５に対する入力を変更す
る。カード・パルス信号ＧＰを使用して、ライン・イン
ターアクティブ動作の間、ＡＣ入力線のゼロクロス点に
おいてまたはこのゼロクロス点の近傍でインバータから
線動作への切り替えを防止する。この信号はＰＬＬ Ｔ
ＩＭＥＲ０の割り込みで制御され、ほぼゼロクロス点を
中心として半サイクル毎に約2.５ミリ秒間アクティブＨ
の状態に駆動される。
【０１１６】Ｈの水準のデルタ出力ＨＤを使用して、ラ
イン・インターアクティブ動作を行い過ぎることによっ
てシステムのバッテリーが消耗するのを防止する。この
信号はソフトウェアによって制御することが可能であ
り、この制御を最適化することによって、可能な場合は
いつも、線の故障に対する高い感度が与えられる（ＨＤ
＝Ｈの状態）。
【０１１７】プログラムはバッテリーの電圧信号ＶＢＡ
Ｔを常に監視する。システムがインバータ動作に切り替
わっていないのにバッテリーの電圧が低下していると判
定される場合には、ライン・インターアクティブ動作が
頻繁に行われ過ぎてシステムのバッテリーの充電器がこ
れに追従できないと、ソフトウェアは判断する。システ
ムがインバータ動作に切り替わっていないのにバッテリ
ーの電圧が低下していると判定される場合には、ライン
・インターアクテブ動作が頻繁に行われ過ぎてシステム
のバッテリーの充電器がこれに追従できないと、ソフト
ウェアは判断する。ＨＤの出力はここでアクティブＬの
状態に駆動される。
【０１１８】一定の期間の後監視中のバッテリーの電圧
が適正に充電された状態に復帰すると、ソフトウェアは
ＨＤ出力をＨの検出モードに戻す。オプションとしての
オート・ロード検出装置によって、ユーザは、パイロッ
ト・コンセントから取り出した電流に基づいて補助ＡＣ
出力コンセントのオン／オフ状態を制御する能力が与え
られる。ＬＤＳＥＮＳＥ入力の記憶した平均値をＥＥＰ
ＲＯＭに記憶した値と比較する。もしオート・ロード検
出オプションを選択し、平均したＬＤＳＥＮＳＥ電流が
記憶した接点よりも大きければ、ヒステリシスとタイミ
ングの制約条件に従ってＬＯＡＤリレーを閉じる。もし
このオプションを選択しなければ、ＬＯＡＤリレーは閉
じた状態に保持される。
【０１１９】マイクロコンピュータは、ＣＨＧＲ ＤＳ
ＢＬ信号によって一次バッテリーの充電装置のＯＮ／Ｏ
Ｆ状態を制御する能力を有する。ＣＨＧＲ ＤＳＢＬ出
力をＨの状態にすることによってインバータの動作中に
バッテリーの充電器を停止させる。ＣＨＧＲ ＤＳＢＬ
がＬの状態になると、この充電器は動作される。マイク
ロプロセッサ６６とソフトウェア・プログラムは、ＵＰ
Ｓの動作と関連する９種類の警報の条件の全てをまたチ
エックする。警報の条件は、マイクロコンピュータに対
するアナログ及びデジタル入力、動作モード、及び内部
のマイクロコンピュータのタイミングの状態の組み合わ
せによって得られる。警報の条件及びこれらの条件の誘
導を以下に説明する。
【０１２０】本システムのソフトウェアは、ＲＭＳの出
力電流ＩＯを監視し、回路遮断器の機能をエミュレート
する。時間を積分し、２乗した出力電流に関する項を保
持し、ＥＥＰＲＯＭの予め決定した設定値と絶えず比較
する。時間を基準にした集積と比較は、次の式 （（ＩＯ）＊＊２）Ｔ−（ＫＩ）Ｔ＜Ｋ２によって行わ
れる。左辺がＫ２の項に等しいか、またはそれより大き
い場合、出力は遮断される。線の動作の場合は、ＬＩＮ
ＥとＳＳ ＥＮＢＬ制御信号をＬの状態にすることによ
り、ＡＣ入力線のリレーと静止スイッチを開くことによ
ってこれを実行する。インバータの動作中、ＩＮＶ Ｅ
ＮＢＬ出力をＬの状態にすることによって、このインバ
ータを遮断する。
【０１２１】本システムは、電力を増加するシーケンス
の間、不揮発性のＥＥＰＲＯＭメモリの完全性を自動的
に試験する。マイクロコンピュータは、ＥＥＰＲＯＭメ
モリの特例アドレスをチェックし、その箇所のデータを
プログラムのメモリに含まれる、予め定義されたバター
ンおよびＲＯＭメモリのバージョン番号と比較する。も
しこれらのパターンが一致しなければ、メモリのエラー
警報を発生し、ＥＥＰＲＯＭはデフォルトの設定に初期
化される。 ＷＡＴＴ ＲＡＴＩＮＧに対するＷＡＴＴ
Ｓの比率として計算された全負荷に対するパーセントの
変数が１００％を超過する場合、オーバロード警報が発
生する。警報デバウンスの時間が短いため、瞬間的な出
力負荷のサージによる妨害警報は防止される。
【０１２２】２種類の低バッテリー警報を設けることが
できる。低バッテリー遮断警報は、バッテリーの電圧が
プログラム可能な設定値、即ち公称１9.０ＶＤＣ以下に
低下する場合、発生する。これは、通常インバータを延
長して動作させた後に発生する。マイクロコンピュータ
６６は、ＩＮＶ ＥＮＢＬ線をＬの状態にすることによ
って、遮断動作を実行する。
【０１２３】ＡＣ線の電力が回復すれば、低バッテリー
遮断状態から自動的に再スタートするように、本システ
ムを構成することも可能である。これは自動再スタート
・プログラム可能パラメータによって制御される。この
ようにプログラムした場合、本システムはＡＣ電力が回
復すれば出力を再開し、これによって主バッテリー充電
器が機能することを可能にする。公称２4.０ボルトのバ
ッテリーＯＫの設定値に達すると、低バッテリー警報は
クリアされる。
【０１２４】第２の低バッテリー警報は、バッテリーを
破壊するような大量放置を防止するように設計されてい
る。バッテリーの電圧が１7.０ＶＤＣ以下に低下する
と、マイクロコンピュータ６６はＷＲラッチ信号をＬに
し、最終的には電力切り換えトランジスタからベースの
駆動を取り除く。これによって制御と論理素子によって
使用される分も含め、全ての負荷がバッテリーから取り
除かれる。
【０１２５】低動作時間バッテリー警報は、インバータ
で動作中に、今にも停電しそうな状態をユーザに知らせ
るために設けられる。この警報は、上記の「計量取り出
し」（Derived Metering) の項で計算した動作時間を、
ＥＥＰＲＯＭに含まれるプログラム可能な設定値と比較
する。この計算した動作時間がこの設定値未満またはこ
れに等しければ、警報信号を発生する。
【０１２６】温度超過警報は、ＴＥＭＰアナログ入力に
よって検出される周辺温度がプログラム可能な設定値に
等しいか、またはそれを超える場合に、警報が発生する
ように設けられる。圧電可聴警報を設け、キーを押した
場合に「カチッという音」を発して、ユーザにインバー
タの動作状態と警報状態を警告し、フロント・パネルの
押しボタン・スイッチの手触り感覚を補完してもよい。
２４００Hzの可聴警報は、アクティブＨのＢＥＥＰ出力
を使用するソフトウェアによって制御される。サイレン
ス警報１と２のプログラム可能なパラメータを使用し
て、この可聴警報を選択的に動作不能にしてもよい。
【０１２７】マイクロコンピュータのシステムとソフト
ウェアは、外部装置とのインターフェース用に、広範な
セットの通信用Ｉ／Ｏとルーチンを設ける。通信用に
は、ＲＳ−２３２レベルの信号ＴＸＤ（出力）とＲＸＤ
（入力）、およびオーブン・コレクタ出力ＡＬＭ ＳＴ
ＡＴ、ＩＮＶ ＳＴＡＴ、及びＮＩＮＶ ＳＴＡＴを使
用する。
【０１２８】マイクロコンピュータ６６とソフトウェア
・プログラムは、状態情報と、例えば４桁、７セグメン
トのＬＥＤ表示装置、３つの状態のＬＥＤインジケータ
および４個の押しボタン・スイッチによって構成するこ
とのできるローカル・インターフェースを介してＵＰＳ
システムを制御する手段を設ける。ユーザが種々の計測
したデータ、セットアップ・パラメータおよび警報のコ
ード情報にアクセスできるように、４桁のＬＥＤ表示装
置８４を設けてもよい。通常の容易に見ることができる
データには、ＡＣ入力電圧、ＡＣ出力電圧、全負荷に対
するパーセント、動作時間、バッテリー電圧およびモデ
ル定格が含まれる。警報のコード情報は、「Ａ Ｘ」の
形で提供され、ここでＸは警報の種類を示す１桁のコー
ドである。警報のコード情報を適切な関連する計測され
たパラメータに置き換えてもよい。例えば、出力オーバ
ーロード警報（コード Ａ １）を、算出した全負荷に
対するパーセントに置き換える。
【０１２９】プログラムのモードの場合、左のモードの
桁は、どの特定のパラメータを見ているか、または変更
しているかを説明するために使用され、速いフラッシュ
によってこのような表示を行う。データを変更して入力
する場合、フラッシュが遅くなって、必要な変更が行わ
れたことを示す。フロント・パネル８８にシステム動作
モードおよび動作状態を表示するため、ＬＥＤ８９を設
ける。緑色のＬＥＤは、入力ＡＣ線の状態を示す。ＯＦ
Ｆは、入力線が昇圧可能な水準より下にあることを示
す。ＳＬＯＷ ＢＬＩＮＫは、ＡＣ入力電圧は低いが、
適当な出力電圧の水準まで昇圧可能であることを示す。
ＯＮは線が正常であり、Ｖ ＬＯとＶ ＨＩの間にある
ことを示す。ＦＡＳＴ ＢＬＩＮＫは、線が設定値Ｖ
ＨＩよりも上にあることを示す。赤色のＬＥＤは、上記
で説明したように１つ以上のアラーム状態が存在するこ
とを示す。黄色のＬＥＤは、インバータの動作が非ライ
ン・インターアクティブ・モードにあることを示す。
【０１３０】表示のパラメータ、可聴警報のパラメー
タ、ビューと変更をセットアップするパラメータおよび
その他の所望の機能の呼出しを制御するため、フロント
・パネルの押しボタン・スイッチ８６を設けることがで
きる。正常な動作モードでは、１個の押しボタンまたは
２個の隣り合った押しボタンを押すことによって、計測
されたデータを見ることができる。選択した計測データ
は５秒間表示され、次に表示は通常の表示の動作時間ま
たはＡＣ入力電圧のいずれかに戻る。アラーム状態の後
で可聴警報の音を止めるため、ＣＡＮＣＥＬスイッチを
押してもよい。ＴＥＳＴスイッチを押して、それを保持
することによって、自己テストの機能を呼び出す。ユー
ザ、工場および較正パラメータへのアクセス用に、特別
な２個のキーの入力法を付加してもよい。準備および較
正の水準にアクセスするには、複数のキーを約２秒間押
したままにしなければならない。このモードの場合、選
択したパラメータの値をインクリメントするかまたはデ
ィクリメントするのに２個のスイッチを使用し、パラメ
ータの選択と入力には、ＣＡＮＣＥＬボタンとＴＥＳＴ
ボタンを使用する。
【０１３１】バッテリーから見て使用可能なインバータ
の残り動作時間は、次の手順でマイクロプロセッサによ
って決定される。インバータの動作中： ｔR（ＩＮＶ）＝〔Ｋ1＋Ｋ2/Ｉ0(ＩＮＶ）〕（ＶB−Ｖ
LL)2/(ＶFC−ＶB) この場合、ｔR（ＩＮＶ）＜ｔR（ＬＩＮＥ） さもなければ、ｔR（ＩＮＶ）−ｔR（ＬＩＮＥ） ここで、ｔR（ＩＮＶ）は、通常分で示すインバータの
動作見込み時間。
【０１３２】Ｋ1 、Ｋ2 は、負荷電流に対する関係の依
存性を調整する比例定数 Ｉ0（ＩＮＶ）は、ＲＭＳのアンペアで表示したインバ
ータの出力負荷電流。 ＶB は、バッテリーの端子電圧 ＶLLは、バッテリー電圧の下限 ＶFCは、バッテリーの開回路の完全充電電圧 ｔR （ＬＩＮＥ）は、インバータでの使用可能な動作時
間、但しバッテリー充電中の線が動作している間に見積
もった値である。この場合、その値はインバータが動作
を開始する直前に計算された最終の値である。
【０１３３】線の入力が許容可能な品質に戻ってから、
インバータから線へ切換える直前に、次の計算を行う。 ＶB（ＯＣ）Ｃ＝ＶB＋Ｋ3Ｉ0（ＩＮＶ） ここで、 ＶB（ＯＣ）Ｃは、計算した開路バッテリーの電圧。
【０１３４】Ｋ3 は、負荷電流と称するバッテリーの抵
抗と等値の定数。この値は線の動作の間、再計算され、
記憶される。ＶB（ＯＣ）ＣとＩ0（ＩＮＶ）は、後で参
照するため記憶される。 線の動作中：線に復帰直後は、充電器を一定の期間オフ
に保持し、その結果、開路バッテリーの電圧を測定する
ことができる。オフ状態に保持する時間は、0.５分ない
し1.５分でよい。次に下記の計算を行う： Ｋ３←｛ＶB（ＯＣ）Ｍ−ＶB（ＯＣ）Ｃ｝／Ｉ0（ＩＮ
Ｖ）＋Ｋ3 ここで：ＶB（ＯＣ）Ｍは、測定された開路バッテリー
の電圧。
【０１３５】もし次の条件が満足されるなら、Ｋ３の値
は、上記のプロセスによって更新される。 １) ％負荷≧２５％ ２) ｔR （ＩＮＶ）＜ｔR（ＬＩＮＥ）、等式(1) の検
証 ３) ｔR （ＩＮＶ）＞動作時間の低い警報の値 ４) Ｋ３が１０／２５６以上変化する。
【０１３６】 Ｋ３＜（ＶFC−ＶLL）／Ｉ0（ＲＡＴＥＤ） 及び ５) 新しいこと。 次にＶB（ＯＣ）ＣをＶB（ＯＣ）Ｍに置き換える： ＶB（ＯＣ）Ｃ←ＶB（ＯＣ）Ｍ 定期的間隔で、ＶB（ＯＣ）Ｃを更新する： ＶB（ＯＣ）Ｃ←ＶB（ＯＣ）Ｃ＋Ｋ４（△ｔ） ここで：Ｋ４は、所定の時間間隔の開路バッテリーの電
圧の変化を示す定数であり、バッテリーの容量および正
味のバッテリーの充電電流に関連する。一般的にこの定
数は、再充電データから算出され、μＶ／秒で示す。
【０１３７】△ｔ＝周期的計算間隔 次に下記の計算を行う： ＶBＣ＝ＶB（ＯＣ）Ｃ− k３ Ｉ0（ＬＩＮＥ） ここで： ＶBＣ＝算出したバッテリーの端子電圧 Ｉ0 （ＬＩＮＥ）＝線の動作中の出力電流 最後に： ｔR（ＬＩＮＥ）＝ [Ｋ1＋Ｋ2/Ｉ0(ＬＩＮＥ)](ＶBC−
ＶLL)2/(ＶFC−ＶBC) ユーザ・インターフェースを介してユーザに表示するた
めに、残りの動作時間 tＲ（ＬＩＮＥ）と tＲ（ＩＮ
Ｖ）を使用することができ、もし動作時間が予め選択し
た最短の水準以下になれば、自動的に警告信号を発生す
る。 プログラム可能な論理素子の動作 下記の説明では、以下の定義を使用する。 ＰＥＥＬ・・・ＰＥＥＬは「プログラム可能で電気的に
消去可能な論理素子」（「Programmable Electriclly E
rasable Logic 」）の頭文字語である。この素子をプロ
グラムし、また再プログラムして、それによってディジ
タル論理の設計の多様で、経済的な具現化を行うことが
できる。
【０１３８】ＭＡＣＲＯＳＴＡＴＥ・・・「マクロステ
ート」（以後単に「状態」と呼ぶ）とは、無停電電源シ
ステム３０（ＵＰＳ）の状態またはそれに課せられた状
態のことである。例えばインバータのテスト状態、ライ
ン・インターアクティブの状態、商用電源線の短絡した
状態である。本論では、システム「マクロ」の視点から
見たシステムの状態とシステムの応答を説明するのに、
「マクロステート」を使用する。
【０１３９】ＭＩＣＲＯＳＴＡＴＥ・・・「マイクロス
テート」（以後同様に「状態」と呼ぶ）とは、ＰＥＥＬ
で具現化されたディジタル回路の実質的に物理的な部分
であるディジタル論理ステート・マシーンの独自に定義
した状態のことである。「マクロステート」と「マイク
ロステート」の相違は、通常論議の内容から明らかにな
る。マイクロステートは、必ず２進番号表示を与えら
れ、これらの２進番号表示を使用して参照される。しか
し、時々マクロステートとマイクロステートの間に１対
１の対応があり、どちらとも曖昧な場合には、省略せず
にマクロステートまたはマイクロステートを使用する。
【０１４０】ＰＥＥＬ９０、例えば商品名ＰＥＥＬ１８
ＣＶ８で市販されている２０ピンのデュアル・インライ
ン集積回路は、ＰＷＭ／静止スイッチ論理素子を内蔵す
ることが好ましい。ＰＥＥＬに内臓される論理設計は、
ＵＰＳシステム３０のアナログ回路とマイクロプロセッ
サ６６によってＰＥＥＬに供給されるこのシステムのマ
クロステート情報、即ち商用電源線の状態、ユーザとの
対話等に関する情報の解釈プログラムとして機能する。
次にＰＥＥＬ論理素子（以後ＰＥＥＬと呼ぶ）は、静止
スイッチとＨ型ブリッジのインバータのサブシステムの
動作を調整する。
【０１４１】ＰＥＥＬの内にプログラムされた論理は、
Ｈ型ブリッジのインバータ４６のＰＷＭ制御とＳＣＲの
静止スイッチ３５と関連する次の機能を有するように設
計される。 ＰＥＥＬの機能 I. ＵＰＳの動作モードによって決まる静止スイッチと
インバータのサブシステムの調整 II. ブリッジとスイッチのＰＷＭシーケンス ａ．変調のシーケンス ｂ．デッドタイムの発生（過電流防止） ｃ．過電流によるスイッチの遮断 ｄ．ＰＷＭと導電制限ホールドオフ（ＣＬＨ）ＲＣ回路
のリセット III. ＳＣＲ静止スイッチのドライバの制御 ａ．最初のパルスの開始 ｂ．１9.２KHz のパルスの調整 IV. サブシステムの切換え（静止スイッチからインバー
タへ、およびその逆） ａ．ＵＰＳモードの識別 ｂ．最初の切換えパルスの識別 ｃ．インバータによる静止スイッチの整流 図１５は、ユーザが選択可能な４つのモードのシステム
動作を示すマクロステートの図である。ＵＰＳに課せら
れた条件に見合う種々のＵＰＳの動作モードを先ず列挙
し、次にこれらの条件への適切なサブシステムの応答を
定義することによって、ＰＥＥＬのステート・マシーン
の動作を説明する。
【０１４２】図１６に示す回路によって、マイクロプロ
セッサはＰＥＥＬに２個の論理信号を送る、即ち、これ
らの信号は「ＳＳＥＮＢＬ」（静止スイッチ・イネーブ
ル）と「ＩＮＶＥＮＢＬ」（インバータ・イネーブル）
であり、以後これらの信号を、「ＳＳＯＮ」および「Ｉ
ＮＶＯＮ」と呼ぶことにする。マイクロプロセッサは、
ＵＰＳに課せられた条件が、選択したモードでの動作に
とって十分であれば、ユーザの入力したキーバッドによ
る命令を解釈し、この情報をこれら２個の信号の形式で
ＰＥＥＬに伝える。ユーザがいずれのシステム・モード
を選択したかによってインバータと静止スイッチのサブ
システムは、異なった組み合わせの規則で動作する。こ
れらの規則は、表１の一般的な方法で表現される。
【０１４３】 表１ システムの動作モード ──────────────────────────────────── ２進数 システムモード──────── ＰＥＥＬの一般的応答 SSON INVON ──────────────────────────────────── システムオフ ０ ０ 線の状態に関係なくスタティック・スイッチ およびインバータをＯＦＦに保存する。 ──────────────────────────────────── 線 の み １ ０ 線の状態に関係なくスタティック・スイッチ をＯＮに、インバータをＯＦＦに保存する。 インバータ動作 ０ １ 線の状態に関係なくスタティック・スイッチ をＯＦＦに、インバータをＯＮに保存する。 ──────────────────────────────────── インター １ １ 線の故障が発生するとスタティック・スイッ アクティブ チをＯＮに保存し、線の故障がクリアするま でインバータに切り換える。 ──────────────────────────────────── これらの各システム・モードに従って、静止スイッチと
インバータの応答を変更する他、ＰＥＥＬは、システム
・モード間のほぼ瞬間的な遷移の間に、線とインバータ
間の電力の規則正しい遷移を調整する。ＰＥＥＬは、こ
れらの遷移を調整し他のシステム回路を補完して、イン
バータの制御を介する静止スイッチのＳＣＲによる整流
を保証するし、図９に示すように、静止スイッチのパル
ス・トランスのドライバ２９１を瞬間的に駆動させる。
種々の線の故障状態の場合、線とインバータの間で円滑
な切換えを行うには、これらの補足的な動作を必要とす
る。
【０１４４】各システム・モードでの動作を検討する前
に、また電源の切換えを検討する前に、ＰＥＥＬの動作
を定義するブール等式を紹介することが適当である。等
号の右辺の入力変数で示すシステムに課せられた条件
と、等号の左辺に位置する出力名で示す静止スイッチと
インバータのサブシステムの応答との間の関係を見るこ
とができる。ＰＥＥＬアセンブラのブール演算子を説明
する次の定義に留意する必要がある： ！・・・ＰＥＥＬのソース・コード・アセンブラのブー
ル「否定」演算子。 「！sson」は、静止スイッチのイネーブル信号が間違い
であることを意味し、「sson」は、静止スイッチのイネ
ーブル信号が正しいことを意味する。本例では、間違い
の状態は、静止スイッチのサブシステムの不活性状態に
対応する。
【０１４５】 ＆・・・ＰＥＥＬアセンブラのブールＡＮＤ演算子。 ＃・・・ＰＥＥＬアセンブラのブールＯＲ演算子。 システムのブール等式： マクロステートの複合のセクション・・・ （これらの等式は、電流の状態、電流のシステム・モー
ドおよび他の状態に基づいて、次のマクロステートを決
定する） Ｑ１＝ SSON & INVON & !Q3 & Q2 & !Q1 & !PWMFREQ & !LFAULT # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & !Q1 & !LFAULT & !QP # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & PWMFREQ # 0110 !SSON & !Q3 & INVON # !SSON & !Q2 & Q1 & PWMFREQ # 0184 INVON & !Q3 & Q2 & !LFAULT # INVON & !Q2 & Q1 & PWMFREQ & !LFAULT # Ｑ２＝ SSON & INVON & !Q3 & !Q2 & !Q1 & LFAULT & 20K # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & !Q1 # !SSON & !Q3 & Q1 & !LPULSEND # !SSON & Q2 & Q1 & PWMFREQ # !SSON & Q1 & PWMFREQ & !LPULSEND # INVON & Q1 & PWMFREQ & !LPULSEND & !LFAULT # INVON & Q2 & Q1 & PWMFREQ & !LFAULT # !Q3 & Q2 & Q1 PWMFREQ Ｑ３＝ !SSON & !Q3 & Q1 # !SSON & Q3 & PWMFREQ INVON & !Q3 & !Q2 & Q1 & !LFAULT # INVON & Q3 & PWMFREQ & !LFAULT Ｈ型ブリッジＭＯＳＦＥＴスイッチ・セクションの出力
（「Ｂ」スイッチは下側、「Ａ」は上側、「１」は左
側、「２」は右側を示す） ２Ｂ＝ !SSON & INVON & POL # SSON & INVON & !LFAULT & POL & Q3 # SSON & INVON & !Q1 & !Q2 & Q3 # SSON & INVON & !LFAULT & !Q1 & !Q2 & Q3 # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & GP & !POL & 1A # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & !GP & POL & 1A ２Ａ＝ !SSON & INVON & Q1 & !Q2 & Q3 & !POL & LPULSEND # SSON & INVON & !LFAULT & !POL & Q1 & !Q2 & Q3 & LPULSEND # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & GP & POL & LPULSEND # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & GP & !POL & LPULSEND # 1B = !SSON & INVON & !POL # SSON & INVON & !LFAULT & !POL & Q3 # !SSON & INVON & !Q1 & !Q2 & Q3 # SSON & INVON & !LFAULT & !Q1 & !Q2 & Q3 # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & GP & POL & 2A # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & !GP & !POL & 2A １Ａ＝ !SSON & INVON & POL & Q1 & !Q2 & Q3 & LPULSEND # SSON & INVON & LFAULT & POL & Q1 & !Q2 & Q3 & LPULSEND # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & GP & !POL & LPULSEND # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & Q1 & !GP & POL & LPULSEND ＳＣＲスタティック・スイッチ・ドライバ・セクション
の出力 SSONUT＝ SSON & !INVON & !Q3 & !Q2 & !Q1 & 20K # SSON & INVON & !Q3 & !Q2 & !Q1 & LFAULT # SSON & INVON & !Q3 & Q2 & !Q1 & 20K & LFAULT 等号の左側の名称は、ＰＥＥＬの出力である。これら
は、スタティック・スイッチのパルス・トランス・ドラ
イバ、Ｈ型ブリッジ・インバータのソリッド・ステート
・スイッチおよびパルス幅変調（ＰＷＭ）ならびに導通
制限ホールドオフ時定数リセット・スイッチに直接接続
される。等号の右辺に表示することによって定義された
システムの論理状態が正しい場合には、対応する出力
（物理的素子）はイネーブルされる。 信号の定義： ＳＳＯＮ・・・（Static Switch ON enable)は、他の条
件もまた満足されていることを認めれば、ＰＥＥＬはス
タティック・スイッチをイネーブルしてもよいというマ
イクロプロセッサの論理水準の信号である。 ＩＮＶＯＮ・・・（INVerter ON enable) は、他の条件
もまた満足されていることを認めれば、ＰＥＥＬはイン
バータをイネーブルしてもよいというマイクロプロセッ
サからの論理水準の信号である。 ＬＦＡＵＬＴ・・・（active Low, line - FAULT) は、
線故障検出回路が発生する信号である。この信号は、線
の電圧が許容可能な電圧の範囲から乖離したことを示
す。最初の文字「Ｌ」は、信号がアクティブＬの状態で
ある（信号がＬの状態で、線の故障が発生した）ことを
示す。 ２０Ｋ・・・（20 Kilo Hertz)は、４０４０リップル・
カウンタ４４２が発生する信号である。この信号は、静
止スイッチのドライバに対する５０％のデューティ・サ
イクルのタイミング・パルスとして機能する。 ＧＰ・・・（Guard Pulse)は、マイクロプロセッサ６６
が発生するパルスである。このパルスは、基準波形のゼ
ロ・クロス点を囲む。スタティック・スイッチの整流パ
ルスが何時必要かを決定するのにこれを使用する。 ＰＷＭＦＲＥＱ・・・４０４０リップル・カウンタ４４
２から発生し、ＰＥＥＬに入力される前に、入力が８個
のＮＡＮＤ論理ゲートによって復号されるＰＥＥＬ入力
信号である。これは、１9.２KHz のインバータの定格で
４０８ナノ秒間の論理Ｌの状態になる。その機能は、イ
ンバータのサイクルを開始することである。 ＬＰＵＬＳＥＮＤ・・・ＰＷＭ比較器または導通制限比
較器が発生するＰＥＥＬ入力信号である。この信号は、
ＰＷＭパルスの正常な終了、または上側のＨ型ブリッジ
のＭＯＳＦＥＴが過剰な電流を導通していることによる
ＰＷＭパルスの早期終了の信号を出す場合に、Ｌの論理
水準になる。 ＰＯＬ・・・（reference voltage POLarity) はマイク
ロプロセッサが発生する信号であり、この信号はある時
間帯の特定の瞬間に、整流された基準電圧の信号がどち
らの極性を示しているかを示す信号である。 Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３・・・ステート・マシーンのラッチ・
メモリの出力である。関連するラッチは、ステート状態
条件情報を記憶し、この情報は、瞬間的な状態の情報と
共に、ステート・マシーンの次の状態と現在の出力を決
定する。 システム・オフのモード 上記のＰＥＥＬブール式にあるＳＳＯＮ信号とＩＮＶＯ
Ｎ信号の組み合わせを調べることによって、！ssonと！
invon の組み合わせは存在しない、即ちこの組み合わせ
がないので、出力がデフォルトによるオフ（即ち、間違
い）であることが分かる。これは出力が全てイネーブル
されず、静止スイッチおよびインバータのサブシステム
が動作していないことを意味する。
【０１４６】これらの２つの信号はまたステート・マシ
ーンの復号回路部に入力されるので、復号回路の出力も
またデフォルトによる間違いとなり、ステート・マシー
ンは、マイクロプロセッサがそのシステムのチェックを
完了し、新しいモードを開始する後まで、０００マイク
ロステート、即ち出力アップ／準備完了のマイクロステ
ートで「アイドル」のままである。
【０１４７】図１７のＰＥＥＬの「状態フロー図」は、
残りの３つのシステム・モードへの遷移を示すのに役立
つ。状態図の円は、それぞれ独自のマイクロステートを
示し、それぞれの状態は名称と２進数表示を有する。２
進数表示の各桁は、Ｄ型ラッチＱの出力ピンの論理水準
に等しい。ブール式のＱの論理水準に留意することによ
って、ブール式のいずれかと状態図の間の関係を決定す
ることができることに留意する必要がある。例えば、＜
！Ｑ１＆Ｑ２＆Ｑ３＞は、状態０１１を示す。このＱの
組み合わせを有する全てのブール式は、次の状態がどう
なるか、またはステート・マシーンがＱの示している状
態に止まっている間、電流の出力はどうなるかのいずれ
かを決定する。 線のみのモードと静止スイッチの動作 以下の議論では、ＰＥＥＬへの論理の入力信号は、従来
のテキストと区別するため括弧＜＊＞を付けて示し（例
えば、＜sson＞）、ＰＥＥＬ出力信号は括弧を付け、し
かも大文字で示す（例えば＜ＳＳＯＮＵＴ＞）。 線のみのモードとスタティック・スイッチの基本的動
作：「システム・オフ」モードによって、ステート・マ
シーンは状態０００になった。ユーザが今度は線のみの
モードを選択したと仮定する。もしシステムの重要な状
態をチェックした後で、マイクロプロセッサが全ての状
態を満足できるものと判断すれば、これは＜!sson & !i
nvon＞を＜sson & !invon ＞に変更し、スタティック・
スイッチを閉じる。もしブール等式の＜ＳＳＯＮＵＴ＞
信号を検討すれば、２０KHz の信号がＨの論理水準に変
わるや否や、スタティック・スイッチがイネーブルされ
ることが分かる。マシーンがすでに０００のマイクロス
テートになっているので、マクロステートの遷移は発生
する必要がない。＜sson &!invon＞によってこの状態
が維持されている限り、＜ＳＳＯＮＯＵＴ＞信号は、２
０KHz の定格でＯＮとＯＦＦにトグルし、静止スイッチ
のパルス・トランスの飽和を防止する。
【０１４８】２０KHz の信号の立上り端を待つ間に、静
止スイッチのオン動作に２５マイクロ秒程の遅延が発生
する可能性があるが、これははこの特定の切換えモード
にとって特に問題ではない。 スタティック・スイッチの複雑な動作 「ライン・インターアクティブ」モードでは、スタティ
ック・スイッチのより複雑な動作が必要であり、インバ
ータから線への、故障のない切換えの実行を助けるに
は、ＳＣＲをオンする瞬間的パルスが必要である。下記
の最初の等式に示す＜ＳＳＯＮＯＵＴ＞の出力論理は、
この瞬間的パルスを示し、線の故障をクリアした場合
に、状態切換え論理は先ずマシーンを状態０００にし、
これによって出力論理は瞬間的パルスを供給することが
できる。 出力論理： ＳＳＯＮＯＵＴ＝ＳＳＯＮ＆ＩＮＶＯＮ＆！Ｑ３＆！Ｑ２＆！Ｑ１＆ ＬＦＡＵＬＴ＃ （状態０００を持続するための瞬間的ＯＮパルス） ＳＳＯＮ＆ＩＮＶＯＮ＆！Ｑ３＆！Ｑ２＆！Ｑ１＆２０Ｋ＆ ＬＦＡＵＬＴ （続いて、状態０１０で２０KHz のパルス） しかしスタティック・スイッチのＳＣＲゲートは、パル
ス・トランスによって駆動されるので、ＰＥＥＬの＜Ｓ
ＳＯＮＯＵＴ＞信号は、Ｈの状態に止まることを許され
ず、またはパルス・トランスが飽和して、ＳＣＲが次の
線電流のゼロクロス点を超えた点で整流を行う。したが
って、最初の非同期の静止スイッチのＯＮ信号の後、２
０KHz の周波数の同期のパルスによって、パルス・トラ
ンスが飽和しないように保持される。これは第２Ｄ型フ
リップ・フロップに対する「ライン・インターアクティ
ブ」状態の遷移の復号によって構成される最初の２つの
積の項が示すように、次のマイクロステート０１０に遷
移を行うことによって達成される。第２Ｄ型フリップ・
フロップは、２進状態表示（Ｑ3 Ｑ2 Ｑ1 ）のビット・
ポジション＃２に対応する： 状態遷移復号： Ｑ２＝ＳＳＯＮ＆ＩＮＶＯＮ＆！Ｑ３＆！Ｑ２＆Ｑ１＆ＬＦＡＵＬＴ＆２０Ｋ＃ （状態０００から状態０１０へ行く） ＳＳＯＮ＆ＩＮＶＯＮ＆！Ｑ３＆Ｑ２＆！Ｑ１（状態０１０にとどまる） もし「ライン・インターアクティブ」モードが活性であ
れば、第１項によってラッチは０１０に変化することが
でき、一方、商用電源線が規則通りに動作し、その他の
ビットがいずれも線の故障により変化しない限り、第２
項は、１にある状態０１０の第２ビットを保持する。状
態の復号を詳細に検討すれば、＜lfault＞がＨの状態
で、このシステム・モードを選択対象から外さない限
り、Ｑ３とＱ１のラッチ出力を論理Ｈの状態に変える他
の状態はありえないことが分かる。引き続き、マシーン
が状態０１０にある間、＜２０Ｋ＞信号がＨの状態の場
合には、＜ＳＳＯＮＯＵＴ＞信号は正しく、そうでない
場合には間違っていることが分かる。＜２０Ｋ＞信号
は、１9.２ＫＨ、５０％のデューティ・サイクルの方形
波を示し、これによってトランスはＳＣＲゲートを駆動
してリセットさせることができる： 出力論理： ＳＳＯＮＯＵＴ＝ＳＳＯＮ＆ＩＮＶＯＮ＆！Ｑ３＆！Ｑ２＆！Ｑ１＆ ＬＦＡＵＬＴ＃ （瞬間的ＯＮパルス） ＳＳＯＮ＆ＩＮＶＯＮ＆！Ｑ３＆Ｑ２＆！Ｑ１＆２０Ｋ＆ ＬＦＡＵＬＴ （引き続いて発生するパルス） 物理的素子を駆動する論理は、マイクロステートの関数
であり、これによって、スタティック・スイッチのサブ
システムの動作規則が決定されることに留意する必要が
ある。 「インバータの動作」モード 図２と図１０はＨ型ブリッジのインバータを示す。図の
４個のスイッチ１３２〜１３５は、それぞれ幾つかの並
列金属酸化シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥ
Ｔ）を示す。ＰＥＥＬ９０の出力論理は、ＮＡＮＤゲー
ト３６６〜３６９と抵抗３８１〜３８４を含むフェール
セーフの出力アップ回路および電流をブーストするＭＯ
ＳＦＥＴのゲート・ドライバ回路３４０〜３４３を介し
て、これらのソリッドステート「スイッチ」を間接的に
駆動する。
【０１４９】電力は、６０Hzの正弦波の基準信号を有す
る１9.２KHz の搬送波のパルス幅変調によって、重要な
負荷に供給される。ＰＥＥＬはアナログ回路と協働し
て、ブリッジ・スイッチを適当に調整することにより、
電力供給を具現化する機能を果たす。図１７の状態図を
参照して、図の下部にある６つの状態に留意する必要が
ある。基本的に、これらの状態はそれぞれＰＷＭ変調の
異なった特徴を示し、これらを以下に列挙する。 ＴＩＮＥ ＣＯＮＳＴＡＮＴ ＲＥＳＥＴ： 状態００
０と００１・・・ インバータの動作モードまたはライン・インターアクテ
ィブモードの場合、状態０００は、ＰＷＭと導通限度ホ
ールドオフ（ＣＬＨ）ＴＩＭＥ−ＣＯＮＳＴＡＮＴ Ｒ
ＥＳＥＴ信号の開始として機能する。 ＰＷＭ／ＣＬＨ時定数リセット・・・図１８に示すよう
に、抵抗３９７とコンデンサ３９１によって構成される
単純なＲＣ回路を充電し、その結果得られる電圧値を比
較器３９２と４４８によって基準電圧と比較することに
よって、１9.２KHz のインバータのパルスを変調する。
ＲＣ電圧が基準電圧を超える場合、パルスを停止し、次
のサイクルの開始迄上側のブリッジのスイッチを停止す
る。その際、ＲＣ回路が次のサイクルにすぐ適応できる
ように、ＲＣ回路のコンデンサを迅速に放電しなければ
ならない。
【０１５０】ＭＯＳＦＥＴ４０２とアナログ・スイッチ
４５１は、ＰＥＥＬ９０の＜ＴＣＲＳＴ＞出力により、
そのピン１２で制御される。ピン１２からの信号は、Ｑ
３のＤ型フリップ・フロップ出力（tcrst = !q3)の否定
を示す。この状態図から分かるように、この信号は、状
態０００の間と状態００１の間の両方でに発生する。４
０４０をｎで除いたリップル・カウンタ４４２からＰＥ
ＥＬに供給される基本状態のタイミング・クロックの速
度は2.４５MHz であり、この動作モードにおける０００
から００１への状態の遷移は、クロック信号の発生によ
ってのみ決定されるので、時定数のリセット時間は２ク
ロック・サイクル、即ち８１４ナノ秒である。 ＤＥＡＤ−ＴＩＭＥ ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ：状態００
０、００１、１１１、１１０・・・ 状態０００と００１は、各インバータ・サイクル開始の
際のデッド・タイム発生状態として機能する。このＰＷ
Ｍ変調スキームでは、左向きの上側と下側のブリッジ・
スイッチ１３２と１３４が、１9.２KHz の定格で、公称
６０Hzの半サイクルの間、交互に導通を増加及び減少さ
せる。６０Hzの変調基準の極性が変更すると、右向きの
スイッチ１３３と１３５が負の半サイクルの間、同じパ
ターンを繰返す。下側のスイッチが導電し始めるか、ま
たはバッテリー４７からアースへ直接ショートする前
に、上側のスイッチを完全にオフすることが保証されて
いなければならない。上側のスイッチの導電の前につい
ても事情は同じである。
【０１５１】状態０００と００１によって発生する８１
４ナノ秒のデッドタイムは、左向きかまたは右向きいず
れかの１対のスイッチの動作による下側のスイッチの導
電の後に生ずるデッドタイムの発生と見做すことができ
る。この時間の間、４個のブリッジ素子の内３個はオフ
であるが、一方、常に上げ下げの導電シーケンスの反対
側にある第４の素子は、引き続きオンのままである。こ
の動作モードで反対側の底部スイッチを制御するパラメ
ータは＜pol ＞（基準極性）信号である：もし信号が＜
pol ＞であれば、底部スイッチ２Ｂはオンに保持され、
もし信号が＜pol ＞であれば、１Ｂはオンに保持される
（１Ｂと２Ｂのブール等式を参照のこと）。信号＜pol
＞と＜!pol＞は、公称６０Hzの基準サイクルに対応する
速度で交互に動作する。
【０１５２】状態１１１と１１０は上側のスイッチであ
り、対応する状態０００と００１の、導電後デッドタイ
ム・スイッチである。 ＰＷＭ電源パルス： 状態１０１・・・ デッドタイム状態００１から電力パルス状態１０１への
遷移は、状態００１を入力した後、次の2.４５７MHz の
クロック・パルスの到来によってのみ行われる。新しい
状態１０１は、ＰＷＭか、または導通制限比較器（単数
または複数）の信号＜lpulsend＞をＬの状態に駆動する
か、または＜!pwmfreq＞信号が来るまで、活性化したま
まである。＜！ＰＷＭＦＲＥＱ＞信号は、インバータの
サイクル間の終了を示し、一方、ＰＷＭと導通制限比較
器によって発生した論理Ｌの状態の信号は、論理ＯＲを
取られて＜lpulsend＞信号を形成する。
【０１５３】これらの信号のいずれかが到来するとすぐ
上側のスイッチの導電は終了し、(1) 最初の上側導電後
デッドタイムの状態１１１が入力される（それはＰＷＭ
または導通制限によって終了したことを意味する）か、
または(2) サイクル開始時のデッドタイム状態０００が
入力される（それはインバータが最大のパルス幅変調状
態にあることを意味し、したがって、パルスとパルス幅
変調状態１０１は、次のインバータ・サイクルの開始を
示す信号＜!pwmfreq＞によって終了する）かのいずれか
である。
【０１５４】信号＜!pwmfreq＞によって次のインバータ
・サイクルを開始する場合には、いつでも１０１、１１
１または１００いずれであれ、現在の状態から状態００
０への状態遷移が行われ、その際には次の電力パルスに
備えてＰＷＭのＲＣ回路がリセットされ、次のサイクル
が繰り返されることに留意する必要がある。 底部スイッチ・オン： 状態１００ もしインバータが最大のＰＷＭの状態にならなければ、
第２のデッドタイム発生状態１１１と１１０を横切って
から状態１００を入力する。状態１１１と状態１１０
は、上側のスイッチ（１Ａまたは２Ａ）の導電と、イン
バータ・サイクルが待機している間、今にもオンになろ
うとしている対応する下側のスイッチとの間に、８１４
ナノ秒のデッドタイムを設ける。
【０１５５】状態１００を入力するとすぐ、適当な下側
のスイッチがイネーブルされる。上記で議論したよう
に、反対の下側のスイッチは、＜ｐｏｌ＞／＜！ｐｏｌ
＞に制御されて、すでにオンになっている。＜!pwmfreq
＞が次のインバータ・サイクルを開始するまで、状態１
００は活性のままであり、両底部のスイッチもオンのま
まである。
【０１５６】異なった動作システム・モードが必要にな
った場合には、インバータ・サイクルのどの箇所でも、
そこでインバータの動作のシステム・モードを終了する
ことができることに留意する必要がある。もしそうなっ
た場合には、選択したモードがライン・インターアクテ
ィブモードなら、通常のインバータのシーケンスが終る
までその状態が続くか、または状態０００に直接落ち込
み、状態０００が（＜sson＞と＜invon ＞によって）静
止スイッチの最初のパルス状態として、またはシステム
・オフの状態として機能するかのいずれかである。例え
ば、インバータ動作モードでリーガル (legal)な状態で
ある６つの状態は、いずれもまたライン・インターアク
ティブモードでもリーガル状態である。したがって、も
しモードがライン・インターアクティブ・モードに変わ
り、線の故障があっても、インバータはそのシーケンス
の終了まで動作し続けるだけである。下記で論議する
が、もし線の故障がなければ、ＰＥＥＬはすぐ状態００
０に落ち込み、静止スイッチをイネーブルし、ライン・
インターアクティブ動作を続ける。ライン・インターア
クティブ・モード次に静止スイッチとインバータの動作
間の重要な遷移に焦点を当てて説明する。
【０１５７】静止スイッチのイネーブルとインバータの
イネーブル間の遷移が、商用電源線の状態を分析する回
路によって制御されることを除き、ライン・インターア
クティブ・モードでのインバータの動作は、インバータ
の動作モードの場合と殆ど同じである。この情報は、＜
lfault＞と称するgo／no-go 信号でＰＥＥＬに送られ
る。本システムの、線の状態を検出する回路が、線の電
圧は許容可能な電圧の範囲を逸脱したと決定した場合に
は、この信号はＬの状態になる。ライン・インターアク
ティブ・モードは、また２つの付加的な状態０１０、０
１１を含み、これらはそれぞれＬＩＳＳＯＮと名付けた
ライン・インターアクティブの静止スイッチのＯＮ状態
と、ＰＷＲＰＵＬＳと名付けた電力パルス／静止スイッ
チの整流状態である。静止スイッチのイネーブルとイン
バータのイネーブル間の遷移を理解するため、線の状態
は受け入れ可能であり、ＬＩＳＳＯＮ静止スイッチの１
9.２KHz のパルス駆動状態は活性であると仮定する。次
に線の電圧のピークの近くで線の故障が検出されると、
＜!lfault ＞信号がＰＥＥＬへの入力に発生する。この
状態によって、ステート・マシーンは状態０１１に低下
し、インバータの時間の終了を告げる＜！pwmfreq ＞が
発生するまで、その状態から移動できない。この状態の
間、信号＜pol ＞／＜！pol ＞の制御を受けて、適当な
ブリッジ・スイッチはオンになっており、＜！pwmfreq
＞の発生によって、その状態が終了するまではオンのま
まである。＜pol ＞／＜！pol ＞信号は、エネルギーが
負荷に供給されていることを保証する。状態０１１の中
で電力パルスが持続している間、ＰＷＭ変調は何の制御
も受けない。何時迄持続するかは、もっぱら何時線の故
障の状態が同期＜！pwmfreq ＞信号に対して非同期に発
生するかによって決まる。これら２つの信号発生の間の
時間差が、電源パルスの持続時間である。この過程は、
線からインバータへエネルギーの円滑な遷移が行われる
のを助ける。
【０１５８】＜！pwmfreq ＞が到来すると、０１１の電
力パルス状態は状態０００と交代する。インバータの動
作モードの項で説明したように、この時点ではインバー
タは動作を継続し、最初の電力パルスから公称６０Hzの
変調シーケンスへの再同期化が達成される。論理Ｈの状
態を確保する＜lfault＞によって信号を与えられるよう
に、線の故障がクリアされる迄、短時間の内に、インバ
ータはライン・インターアクティブ・モードで動作を継
続する。
【０１５９】しかし、もし線の故障がかなり長期、多く
の６０Hzサイクルの間、に及ぶ場合には、本システムの
監視回路を介して、線が許容可能なｒｍｓ電圧の範囲内
の値に戻ったとマイクロプロセッサが判定するまで、マ
イクロプロセッサはシステム動作モードをライン・イン
ターアクティブモードからインバータの動作モードに自
動的に切換える。ｒｍｓ電圧の範囲は、多くのサイクル
を経過した上での評価であり、ほぼその場、その場で評
価が行われるライン・インターアクティブ・モードの間
の、静止スイッチからインバータへの遷移に対して使用
されるその場限りの電圧水準の範囲とは異なる。これで
４つの動作モード、即ちシステム・オフ、インバータの
動作、線のみおよびライン・インターアクティブと、Ｐ
ＥＥＬ９０がどのようにインバータと静止スイッチの両
サブシステムを調整するかの説明を終わる。
【０１６０】システム動作モード、マクロステート、シ
ステムの状態および素子のイネーブル間の相関関係を分
り易くするため、図１９に再びブール等式を示すが、シ
ステム・モード、マイクロステートおよび特定の素子の
動作がどのようにしてこれらの式に具現化されるかを示
すため、要素群に分けて区分した。 オート・ロード検出 オート・ロード検出は、ＵＰＳ３０に接続され、ユーザ
のＵＰＳに接続された他の３つの負荷を自動的にオン・
オフにスイッチする１つの負荷の１個のオン／オフ・ス
イッチをユーザが有することができるという便利な機能
である。この機能によって、デスクの下のコンピュータ
のように、そのオン／オフ・スイッチにアクセスできな
い負荷を遠隔操作することができる。これが有効に作用
するように、３つのスレーブ負荷には永久に手を付け
ず、ユーザの直ぐ前にあるビデオ表示端末のようなマス
ター負荷が、ＵＰＳ負荷全部のマスター・オン／オフ・
スイッチとなる。
【０１６１】図２０を参照して、マスター・コンセント
４０に接続された負荷をオンにスイッチした場合、オー
ト・ロード電流トランス４６０は負荷電流を検出して、
線４６２を介してオート・ロード検出回路４６４に信号
を送る。オート・ロード検出回路４６４は、この信号の
存在を検出して、オート・ロード４６６のリレーを活性
化し、このリレーはリレー接点４６７を閉じて、スレー
ブ・コンセントに電力を加える。同じ方法で、オート・
ロード電流検出トランス４６０から信号がない場合に
は、オート・ロード検出回路４６４は、オート・ロード
・リレー４６６をオフして、スレーブ・コンセントから
電力を除去する。
【０１６２】図２１にオート・ロード検出回路４６４を
示す。マスター・コンセント４０の負荷をオンにスイッ
チした場合、オート・ロード電流検出トランス４６０か
ら検出された信号は、抵抗４７０の両端へ電圧を発生す
る。この電圧は、抵抗４７１を介して、増幅器回路のゲ
インを設定するために選択されたフィードバック抵抗４
７４を有する増幅器４７３の反転入力に加えられる。負
の半サイクルは、増幅器４７３によって増幅され、マイ
クロプロセッサ６６に送られる。もし増幅された信号が
５Ｖより高くなれば、ダイオード４７６がオンになり、
マイクロプロセッサへの入力に過負荷しないように出力
をクランプする。
【０１６３】検出された信号の正の半サイクルは増幅さ
れずに、ダイオード４７７によってクランプされ負にな
る。クランプされた負の信号は、ダイオード４７９によ
ってマイクロプロセッサから遮断される。増幅器４７３
によって増幅された半波整流信号はマイクロプロセッサ
６６で平均化される。もしその平均した結果がソフトウ
ェアの設定可能なしきい値を超えるなら、マイクロプロ
セッサはドライバに供給される信号を出力する。本発明
によって、平均電流水準がマスター・コンセントを流れ
ることが可能になり、これによって、マイクロプロセッ
サのソフトウェアの中で選択されるべきスレーブ・コン
セントがオンされる。例えば、電力を消費する主装置
は、「休眠」モードの場合は低い電流を取り出すことが
でき、活性化するとより高い電流を取り出し、これによ
って、オート・ロード・リレーがオンされ、スレーブ・
コンセントに電力が供給される。ドライバ２９１は、線
４８９を介して電力信号を発生し、次にこの信号によっ
てオート・ロード・リレー４６６がオンされる。ダイオ
ード４８２は、リレー・コイルがオフすると、このリレ
ー・コイルからのフライバック電流をクランプする。 バッテリー充電器の動作 インバータ４６から主トランス４４と「Ｈ」型ブリッジ
を使用して、本発明のＵＰＳは、単純だがきわめて完全
で効果的なバッテリー充電機構を提供する。
【０１６４】ここで説明するバッテリ充電器は、温度補
償設定点を有する定電圧法を使用して、比較的短時間で
バッテリーを充電する。この充電器は、また入力過電圧
に対しても保護され、最大供給電流を制限している。図
２２は充電器回路の概略図である。主トランス４４は、
ＡＣ線からの１２０ＶＲＭＳを１２ＶＲＭＳまで段階的
に引き下げる。「Ｈ」型ブリッジの底部のスイッチ（１
Ｂ、２Ｂ）の真性・ダイオード１４３、１４４と２個の
別の整流器１４７、１４８とを使用して、この電圧を整
流する。更に、上側のスイッチ（１Ａ、２Ａ）の真性・
ダイオード１４１、１４２は、どのような突然の線路電
圧の上昇に対してもバッテリーの電圧をクランプし、バ
ッテリー充電器を過電圧から保護する。
【０１６５】コンデンサ１５０の整流した平均電圧は約
１６Ｖであるので、定電圧法によって必要な電圧（２6.
９Ｖ＠３１℃）を供給してバッテリー４７を充電するに
は、電圧変換器が必要である。高い効率を達成するに
は、高周波スイッチ・モードのブースタ変換器を使用す
る。集積回路１５５（例えばモトローラ社製のＭＣ３４
０６３ＡＰ）が、充電器の主制御装置である。この集積
回路１５５は、出力電圧の変動範囲にたいして最高1.５
Ａ、基準電圧の２％迄切り換えることができるＮＰＮト
ランジスタ（図２に１５６で示す）、タイミング回路お
よび最大切り換え電流を制限する電流検出回路を有す
る。
【０１６６】この制御装置に抵抗４９０を関して出力電
圧のサンプルを供給する。もしこのサンプル電圧が1.２
５Ｖより低ければ、内部スイッチ１５６は閉じ、その結
果、制限抵抗４９１の両端の電圧低下が0.３３Ｖ、即ち
1.５Ａの最大電流になる迄、インダクタ１５１の電流は
直線的に増加する。内部スイッチが開くと、インダクタ
に貯えられたエネルギーは、ショットキ・ダイオード１
５７を介してバッテリーに送られる。スイッチが開いた
ままである時間は、コンデンサ４９３によって制御され
る。このスイッチの動作周波数は、約５０KHz が好まし
い。サンプル電圧が1.２５Ｖより低い限り、この動作は
継続する。マイクロプロセッサからの＋５Ｖの信号によ
って、充電器の動作が停止されることに留意する必要が
ある。
【０１６７】−３ｍＶ／セル１／Ｃの温度補償は、電圧
帰還ネットワークにＮＴＣサーミスタ４９４を追加すれ
ば可能である。０℃から５０℃の範囲の温度特性全体を
直線化するため、抵抗４９６を使用する。ＡＣ線が存在
しない場合、ＦＥＴ４９９は電圧帰還ネットワークを開
き、無駄な放電経路をカットする。コンデンサ５０１と
１５０はＥＭＩがより良く機能できるように、高周波を
濾波する。
【０１６８】ＵＰＳはオフの状態であるが、ＡＣ線が存
在する場合には、電圧検出トランス５３から電力を取り
出すことによって、バッテリーを充電することができ
る。ＵＰＳがオフの場合には、＋２４のＶＳＷ電源が使
用できないので、オープン・ライン・リレーは主トラン
ス４４を切り離し、充電器は、順方向にバイアスされた
ダーリントン・トランジスタ５０３によって、ダイオー
ド１６１〜１６４のブリッジ全体とブロック・ダイオー
ド５０６を介して、電圧検出トランス５３から電力を取
り出すことができる。ＵＰＳがオンの場合には、ダーリ
ントン・トランジスタ５０３は逆方向にバイアスされ、
それによって電圧検出トランスから信号を負荷されるこ
とを防止する。
【０１６９】線の故障が検出されると、インバータは直
ちにオンになる。これによって「Ｈ」ブリッジに、変圧
されたＡＣ線の電圧からバッテリーの電圧に至る階段状
の電圧を生じる。このような突然の電圧変化によって、
上側のスイッチ、整流器１４７、１４８およびコンデン
サ１５０を介して流れる極めて高い注入電流を生ずる。
この注入電流は、インバータの電流制限回路を始動さ
せ、線からインバータへのＵＰＳの切り換え応答を劣化
させる。この状態を防止するため、整流器１４７、１４
８と直列にインダクタ５０７を設ける。
【０１７０】要約すると、本発明のバッテリー充電シス
テムは、下記のような幾つかの有利を特徴を有する。イ
ンバータからの主トランスと「Ｈ」型ブリッジを使用
し、また入力電圧検出回路からのモニタ・トランスを使
用することによって、本システムはＡＣ線が存在する限
り、バッテリーを充電する。
【０１７１】高性能のブースト変換器によって、本シス
テムは熱を発生せず、従って冷却または放熱の必要がな
い。充電器の温度補償によって、バッテリーの予想耐用
年数が長くなる。単純なシステムであるにもかかわち
ず、本充電システムは固有の入力過電圧保護システムを
有し、最大供給電流を制限する。
【０１７２】制御装置の改良モデル（例えば、ＭＣ３４
１６３）を使用することによって、本充電器システムの
電流容量を容易に倍増することができる。本発明は、例
示としてここで説明した特定の実施例に限定されず、上
記の請求項の範囲内にあるような全てのそれらの変形を
含むものであることを理解する必要がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のバックアップ用無停電電源システムの
ブロック図である。
【図２】本発明のバックアップ用無停電電源システムを
通る電源経路の単純化した概略図である。
【図３】線路電圧波形と基準波形の比較を示すグラフで
ある。
【図４】基準波形の形成と種々の動作条件での線路電圧
波形との比較を更に示すグラフである。
【図５】バックアップ用電源システムに於ける線故障検
出回路の概略回路図である。
【図６】パルス幅変調及び補償回路を示す本発明の制御
装置の一部の概略回路図である。
【図７】種々のシステム条件、特に主要な電力要素負荷
に於けるパルス幅変調器の基準電圧波形の形成を示すグ
ラフである。
【図８】特に歪電力要素負荷に対するパルス幅変調用の
基準電圧波形の発生を含むシステムに於ける波形を示す
グラフである。
【図９】ライン・リレーと静止スイッチ及び関連する制
御回路の概略回路図である。
【図１０】Ｈ型ブリッジ・インバータの静止スイッチの
制御部品を示すブロック図である。
【図１１】インバータ・ブリッジの種々のスイッチのオ
ン／オフのタイミング図を示すグラフである。
【図１２】ブリッジのスイッチ素子のパルスのオンの長
さを決めるＰＷＭ変調回路の概略回路図である。
【図１３】インバータ・ドライバ、及び上記のインバー
タの切り換え素子を流れる電流を監視し、何時電流のオ
ーバロード状態が発生するかを判定する導通制限回路を
示す概略回路図である。
【図１４】本発明の制御装置に使用することのできる代
表的なマイクロコンピュータに対する種々の信号の接続
を示す代表的なポート・マップである。
【図１５】本発明の種々のシステムの状態の間の遷移を
示すグラフである。
【図１６】好適なマイクロプロセッサと、パルス幅変調
と静止スイッチの制御に使用する代表的なプログラム可
能ロジック・アレイの間の接続を示す概略回路図であ
る。
【図１７】バックアップ用電源システムの種々の条件に
おける状態の遷移を示す状態のフロー図である。
【図１８】ＰＷＭの時定数基準リセット回路を示す概略
回路図である。
【図１９】本発明による好適なプログラム可能ロジック
・アレイ素子の動作のための代表的な制御等式を示す表
である。
【図２０】本発明のバックアップ用電源システムで使用
することのできるオートロード検出回路の概略回路図で
ある。
【図２１】図２０のオートロード回路を制御するオート
ロード検出回路を示す概略回路図である。
【図２２】本発明のバックアップ用電源システムで使用
することのできる主バッテリー充電器の概略回路図であ
る。
【符号の説明】
３０ バックアップ用無停電電源システム ３１ 入力プラグ ３２ 電圧磁干渉及びサージ抑制回路 ３３ 電源経路 ３４ リレー・コンタクタ ３５ 静止スイッチ ３６ ブースト・リレー ３８ 出力フィルタ ３９ 出力電力線 ４０、４２ コンセント ４３ オートロード制御回路 ４４ 主トランス ４６ インバータ ４７ 補助電源（バッテリー） ４８ ＤＣバス ４９ 主充電器 ５３ ライン・モニタ ５４ 整流器 ５６ 制御装置 ５７ 電流トランス ６１ バッテリー・モニタ ６２ 計量及びモニタ回路 ６４ 電流信号処理回路 ６６ マイクロプロセッサ・システム ６８ 線故障検出回路 ７６ 基準発生回路 ８７ パルス幅変調器 ９０ プログラム可能論理（ＰＥＥＬ）回路 ９４ 基準補償回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ドナルド キース ザルト シニア アメリカ合衆国 ウィスコンシン州 54646 ニセダー ルート ２ ボックス 630シー (72)発明者 リチャード ヴィー バクスター ジュニ ア アメリカ合衆国 ウィスコンシン州 54914 アップルトン メドーブルック レーン ２ (72)発明者 ダグラス シー フォルツ アメリカ合衆国 ウィスコンシン州 53948 モーストン マンシオン 328 (72)発明者 トーマス ジー フーバート アメリカ合衆国 ウィスコンシン州 54646 ニセダー ルート １ ボックス 490 (72)発明者 ジュアン マニュエル メディーナ アメリカ合衆国 ウィスコンシン州 54495−0473 ウィスコンシン ラピッズ トゥエンティーエイス ストリート サ ウス 1025 (72)発明者 ウィリアム ジェイ ハーゼン アメリカ合衆国 ウィスコンシン州 54494 ウィスコンシン ラピッズ ヴィ クトリアン ウェイ 5560 (72)発明者 エドワード ジー ベイストル アメリカ合衆国 ウィスコンシン州 54911 アップルトン カルメト ストリ ート 1906ディー

Claims (55)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＡＣ線故障検出装置に於いて、上記の検
    出装置は： (a) 周期的な時刻にＡＣ電力線の入力電圧をサンプリン
    グし、上記のサンプリングした入力電圧に対応するデジ
    タル出力データを供給する手段； (b) 上記のサンプリングしたＡＣ電力線電圧に対応する
    上記のデジタル・データを受け取り、上記のＡＣ線電圧
    の期間中に、選択したサンプリング時刻に基準波形を発
    生する手段であって、各サンプリング時刻に於ける各基
    準値は、現在サンプリングしているＡＣ波形のサイクル
    のサンプル値と、それ以前のサイクルのＡＣ電力の電圧
    信号のサンプル値の選択的加重平均値によって構成され
    る上記の手段； (c) 周波数と位相が上記のＡＣ電力の電圧信号と同期し
    た上記の基準波形データに対応するデジタル・データを
    発生する手段； (d) 上記のデジタル基準波形データを受け、当該データ
    に対応するアナログ基準波形信号を発生するＤ／Ａ変換
    手段； (e) 上記のＡＣ電力線電圧の大きさと上記のアナログ基
    準波形信号の大きさに選択した相対的格付け与え、上記
    の基準信号と上記のＡＣ電力線電圧の間に選択した大き
    さの誤差帯域を設ける手段；および (f) 上記の格付けしたＡＣ電力線電圧と上記のアナログ
    基準波形信号を入力端子で受け、もしこれらの２つの入
    力信号の間の大きさの差が上記の選択した誤差帯域より
    も大きければ、線の故障を示す出力信号を発生する比較
    器；によって構成されることを特徴とするＡＣ線故障検
    出装置。
  2. 【請求項２】 上記の選択した格付けを行う手段は、上
    記の比較器の１つの入力にバイアス電圧を供給し、上記
    のＡＣ入力信号と上記の基準信号の間に選択した電圧の
    誤差帯域を設けることを特徴とする請求項１記載の装
    置。
  3. 【請求項３】 上記の比較器は当該比較器の出力端子か
    ら当該比較器の入力端子の１つの対して抵抗を介するフ
    ィードバック経路を更に有し、線の故障が発生していな
    い正常な動作の期間中、上記のＡＣ入力信号と上記の基
    準信号の間の許容誤差帯域を拡大し、上記の基準電圧と
    比較した場合、上記のＡＣ線電圧が上記の誤差帯域外に
    あって線の故障が発生している期間中は、上記の誤差帯
    域を縮小し、これによって、上記のＡＣ入力信号が上記
    の基準波形信号を中心にしたより狭い誤差帯域内の水準
    に戻る場合のみ、上記の比較器からの線の故障を示す出
    力信号をクリアすることを特徴とする請求項２記載の装
    置。
  4. 【請求項４】 上記の基準電圧と上記のＡＣ入力電圧
    の、予測ゼロクロス点を中心にして、選択した時間間隔
    の間、上記の比較器の入力端子の１つにガード・パルス
    信号を供給し、上記の比較器がこのようなゼロクロス点
    に近い時刻にその出力状態を変更することを防止する手
    段を有することを特徴とする請求項１記載の装置。
  5. 【請求項５】 上記のＡＣ電力線の入力電圧を整流して
    上記の比較器に一方向の電圧のみを供給し、上記の基準
    電圧の波形は一方向の電圧として上記の比較器に供給さ
    れることを特徴とする請求項１記載の装置。
  6. 【請求項６】 入力端子でＡＣ電源システムの線に接続
    可能であり出力端子で負荷に接続可能な無停電電源シス
    テムにおいて、上記の無停電電源システムは： (a) 補助電源バッテリー； (b) 上記の入力端子に接続されたＡＣ電源システムから
    上記の出力端子に接続された負荷に通常は電力を供給す
    る上記の入力端子から上記の出力端子迄の電源経路； (c) 制御信号に応答して上記の電源経路を介する上記の
    ＡＣ電源システム線から上記の負荷への電力供給を遮断
    し、上記のバッテリから上記の電源経路及び上記の電源
    経路から上記の負荷へＡＣ電力を選択的に供給する手
    段；および (d) 上記のＡＣ電源システムの線に線の故障が発生した
    場合、制御信号に応答する上記の手段に制御信号を供給
    し、上記の負荷に対する電力の供給を上記のＡＣ電源シ
    ステムから上記のバッテリに切り換える制御手段；によ
    って構成され、上記の制御手段は； (i) 周期的な時刻に上記の入力端子で上記のＡＣ電力線
    の電圧をサンプリングし、上記のサンプリングした入力
    信号に対応するデジタル出力データを供給する手段； (ii)上記のサンプリングしたＡＣ電力線の信号に対応す
    る上記のデジタル・データを受け取り、上記のＡＣ線信
    号の期間中の選択したサンプリング時刻に基準波形を発
    生する手段であって、格サンプリング時刻の格基準値
    は、現在サンプリングしているＡＣ波形のサイクルのサ
    ンプル値と、それ以前のＡＣ電力線の電圧のサイクルの
    サンプル値の選択的加重平均値によって構成される上記
    の手段； (iii) 周波数と位相が上記のＡＣ電力線の電圧と同期し
    た上記の基準波形データに対応するデジタル・データを
    供給する手段； (iv) 上記のデジタル基準波形データを受け取り、当該
    デジタル基準波形データに対応するアナログ基準波形信
    号を発生するＤ／Ａ変換手段； (v) 上記のＡＣ電力線の電圧の大きさと上記のアナログ
    の基準波形信号の大きさの選択した相対的格付けを行
    い、上記の基準信号と上記のＡＣ電力線の信号の間に選
    択した大きさの誤差帯域を設ける手段；および (vi) 上記の格付けしたＡＣ入力信号と上記の基準波形
    信号を受ける比較器であって、もし上記の比較器の入力
    の差が上記の選択した誤差入力帯域よりも大きければ、
    線の故障を示す出力信号を発生する上記の比較器；を有
    することを特徴とする無停電電源システム。
  7. 【請求項７】 選択した格付けを行う上記の手段は、上
    記の比較器の１つの入力にバイアス電圧を供給し、上記
    のＡＣ電力線の電圧と上記の基準信号の間に選択した電
    圧誤差帯域を設けることを特徴とする請求項６記載の無
    停電電源システム。
  8. 【請求項８】 上記の比較器は、線の故障が発生してい
    ない正常な動作の期間中はＡＣ電力線の電圧と基準信号
    の間の許容誤差帯域を増加させ、基準電圧と比較した上
    記のＡＣ線の電圧が上記の誤差帯域外にある線の故障が
    発生している期間中は上記の誤差帯域を減少させる上記
    の比較器の出力から抵抗を介して上記の比較器の入力の
    １つに至るフィードバック経路を更に有し、これによっ
    て、もしＡＣ線の電圧が上記の基準波形信号を中心とす
    るより狭い誤差帯域内にある水準に復帰すれば、上記の
    比較器からの線の故障の出力信号がクリアされることを
    特徴とする請求項７記載の無停電電源システム。
  9. 【請求項９】 上記の基準電圧と上記のＡＣ入力電圧
    の、予測ゼロクロス点を中心にして、選択した時間間隔
    の間、上記の比較器の入力端子の１つにガード・パルス
    信号を供給し、上記の比較器がこのようなゼロクロス点
    に近い時刻にその出力状態を変更することを防止する手
    段を有することを特徴とする請求項６記載の装置。
  10. 【請求項１０】 上記のＡＣ電力線の電圧を整流して上
    記の比較器に一方向の電圧のみを供給し、上記の基準電
    圧の波形は一方向の電圧として上記の比較器に供給され
    ることを特徴とする請求項６記載の装置。
  11. 【請求項１１】 制御信号に応答する上記の手段は、Ｈ
    型のブリッジ形状に接続され、上記のブリッジの一方の
    側の両端でバッテリーからＤＣ電力を受けると共に上記
    のブリッジの他方の側の両端で上記の電源経路にＡＣ電
    力を供給するゲート制御切り換え素子によって構成され
    るインバータを有し、かつ上記のインバータと上記の出
    力端子の間の上記の電源経路に上記のインバータからの
    出力電圧を低域濾波するフィルタ手段を有し、上記の制
    御手段は、パルス幅変調法で上記のインバータの切り換
    え素子を装置を制御して上記の出力端子に実質的に正弦
    の出力電圧波形を供給し、上記のインバータから供給さ
    れる上記のパルスの幅は所望に出力波形を供給するよう
    に選択され、上記の波形は、線の電力の故障が検出され
    た場合には、上記のＡＣ線の電力の波形に一致するよう
    に選択され、その結果、ＡＣ線の電力から上記のインバ
    ータからの電力に切り換える間、上記の出力端子にほぼ
    連続した出力電圧の波形が供給されることを特徴とする
    請求項６記載の無停電電源システム。
  12. 【請求項１２】 上記の制御信号に応答する手段は、上
    記の電源経路に接続された２次側と上記のインバータの
    ブリッジに接続されて当該インバータ・ブリッジからＡ
    Ｃ電力を受ける一次側を有するトランスを有することを
    特徴とする請求項１１記載の無停電電源システム。
  13. 【請求項１３】 上記の出力端子から上記の負荷に供給
    される出力電流を検出する手段を更に有し、上記の制御
    手段によって供給される上記の所望の出力波形は、上記
    の負荷が取り出されている測定電流によって補償された
    上記の基準波形であることを特徴とする請求項１１記載
    の無停電電源システム。
  14. 【請求項１４】 上記の所望の波形ＶＲＥＦ＊は、上記
    の基準電圧が上記の正の半サイクル内にある場合には、
    下記の式： ＶＲＥＦ＊＝ＶＲＥＦ＋Ｒ（ＩＯ＋）−Ｒ（ＩＯ−） によって決定され、上記の基準電圧が上記の負の半サイ
    クル内にある場合には、下記の式： ＶＲＥＦ＊＝ＶＲＥＦ−Ｒ（ＩＯ＋）＋Ｒ（ＩＯ−） によって決定され、ここでＩＯ＋は正の方向で検出され
    た出力信号、ＩＯ−は負の方向で検出された出力信号、
    Ｒは抵抗の格付けを決定する係数であることを特徴とす
    る請求項１３記載の無停電電源システム。
  15. 【請求項１５】 上記のインバータのＨ型のブリッジは
    ４つのアームを有し、上記のブリッジの上部及び下部の
    アームには切り換え素子が設けられ、上記のブリッジへ
    のＤＣ入力は上記の上部及び下部アームの両端に加えら
    れ、上記のブリッジの出力は上記のブリッジの各々の側
    の上記の上部及び下部アームの切り換え素子の間の接合
    部から取り出され、上記のゲート制御切り換え素子の各
    々は複数のＦＥＴによって構成され、上記のブリッジの
    上部の各アームの上記の切り換え素子のＦＥＴの数は上
    記のブリッジの下部の各アームの切り換え素子のＦＥＴ
    の数未満であり，上記の制御手段は出力パルスの間に電
    力が上記のインバータから上記の電源経路に供給される
    ように上記のＦＥＴ切り換えを制御し、上記の制御手段
    は上記のブリッジの上部アームのＦＥＴをオフし、上記
    のブリッジの下部アームのＦＥＴをオンして電流が上記
    のブリッジの下部アームの切り換え素子を介して流れて
    上記のインバータから上記の負荷に流れることを可能に
    し、これによって、上記のインバータの１サイクル全体
    にわたって上記のブリッジの上部及び下部アームの個々
    のＦＥＴに対するデューティ・サイクル全体が等しくな
    る傾向を有することを特徴とする請求項１１記載の無停
    電電源システム。
  16. 【請求項１６】 上記のＨ型ブリッジ・インバータの上
    部アームの切り換え素子の両端の上記の電圧を上記の切
    り換え素子を流れる最大電流を示す基準電圧及び従って
    上記の切り換え素子の最大電圧低下と比較し、もし上記
    の切り換え素子の両端の電圧が上記の基準を超えれば、
    出力信号を供給する手段を有し、上記の制御手段は、上
    記の電流正弦信号が発生すると、上記の切り換え素子を
    オフすることにより、上記のパルス幅変調のパルスを終
    了することを特徴とする請求項１５記載の無停電電源シ
    ステム。
  17. 【請求項１７】 入力端子でＡＣ電源システムの線に接
    続可能であり出力端子で負荷に接続可能な無停電電源シ
    ステムにおいて、上記の無停電電源システムは： (a) 補助電源バッテリー； (b) 上記の入力端子に接続されたＡＣ電源システムの線
    から上記の出力端子に接続された負荷に通常は電力を供
    給する上記の入力端子から上記の出力端子迄の電源経
    路； (c) 上記の電源経路に接続され、制御信号に応答して上
    記の電源経路を介して上記のＡＣ電源システムの線から
    上記の負荷に供給される電力を遮断する静止スイッチ手
    段であって、上記の電源経路内で逆の極性に接続された
    並列接続ＳＣＲと上記のＳＣＲのゲートに接続されたゲ
    ート・ドライバを有する上記の静止スイッチ； (d) 上記の補助バッテリーからＤＣ電力を受け取り上記
    の電源経路の上記の切り換え手段と上記の負荷の間にＡ
    Ｃ電力を選択的に供給するように接続され、Ｈ型のブリ
    ッジ形状に接続され上記のブリッジの一方の側の両端で
    上記のバッテリーからＤＣ電力を受け取り上記のブリッ
    ジの他方の側の両端でＡＣ電力を上記の電源経路に供給
    するゲート制御切り換え素子によって構成されるインバ
    ータを有する手段； (e) 上記の静止スイッチ手段のＳＣＲと上記のインバー
    タのゲート制御切り換え素子のゲートに制御信号を供給
    するように接続され、上記の入力端子の電圧を検出して
    何時電力線の故障が発生するかを判定し、故障が発生す
    ると、上記のＳＣＲのゲート・ドライバに制御信号を供
    給して上記のＳＣＲのトリガを禁止し、上記のインバー
    タのブリッジの切り換え素子のゲートに制御信号を供給
    して上記の電源経路に電圧のパルスを発生し、その時点
    では導電している可能性がある上記の静止スイッチのＳ
    ＣＲを逆方向にバイアスし、その後パルス幅変調法で上
    記のインバータのブリッジの切り換え装置のゲートに制
    御信号を供給して上記の電源システムの出力端子にＡＣ
    出力波形を発生する制御手段；によって構成されること
    を特徴とする無停電電源システム。
  18. 【請求項１８】 上記の制御手段は、パルス幅変調法で
    上記のインバータの切り換え素子を制御し、線の電力の
    故障が検出された場合、上記の出力端子に電圧を供給
    し、上記のインバータから要求される上記のパルスの幅
    は上記のＡＣ入力電力の波形と一致するように選択され
    た所望の出力波形を供給するように選択され、その結
    果、ＡＣ線の電力から上記のインバータからの電力に切
    り換える間、上記の電圧端子にほぼ連続的した電圧の出
    力波形が供給され、もし上記のＡＣ入力波形のゼロック
    ス点を中心にして選択した時間間隔の間に上記の線の故
    障が検出されたなら、上記の制御手段は、上記のインバ
    ータに制御信号を供給し、上記のインバータによって供
    給される通常の電力パルスの極性を逆転して導通してい
    る上記の静止スイッチのＳＣＲに整流を強制的に停止す
    ることを特徴とする請求項１７記載の無停電電源システ
    ム。
  19. 【請求項１９】 上記の入力端子と上記の静止スイッチ
    手段の間の上記の電源経路に接続された機械式リレー接
    点を有するリレーを更に有し、上記のリレー接点は、上
    記のリレーに供給される制御信号に応答して開閉し、上
    記の制御手段が上記の静止スイッチ手段を制御して当該
    静止スイッチ手段のＳＣＲをオフした後に線の故障が検
    出される場合、上記の制御手段は上記のリレーに制御信
    号を供給して上記のリレー接点を開き、上記の制御手段
    が上記の静止スイッチ手段のＳＣＲに制御信号を供給し
    て当該ＳＣＲをオンして電力を上記のＡＣ電源システム
    の線から上記の負荷に供給する前の時点でかつ上記のＡ
    Ｃ電源システムに線の故障がもはや存在しなくなった後
    に、上記の制御手段は制御信号を上記のリレーに供給し
    て当該リレーの機械式接点を閉じることを特徴とする請
    求項１７記載の無停電電源システム。
  20. 【請求項２０】 上記の制御手段は： （ｉ）周期的に発生する時刻に入力端子のＡＣ電力線の
    信号をサンプリングし、上記のサンプリングした入力信
    号に対応するデジタル・データを発生する手段； （ii）上記のサンプリングしたＡＣ電力線の信号に対応
    するデジタル・データを受け、ＡＣ線電圧の期間中に選
    択したサンプリング時刻に基準波形を発生する手段であ
    って、各サンプリング時刻における各基準値は、現在サ
    ンプリングされているＡＣ波形のサイクルとＡＣ電力線
    の電圧の以前のサイクルのサンプル値の選択的加重平均
    によって構成される上記の手段； (iii) 周波数と位相が上記のＡＣ電力線の電圧と同期
    した基準波形データに対応するデジタル・データを発生
    する手段；および (iv) 上記のデジタル基準波形データを受けてこれに対
    応するアナログ基準波形信号を発生するＤ／Ａ変換手
    段； (ｖ) ＡＣ電力線の電圧とアナログ基準波形信号の大き
    さに対して選択した相対的格付けを与え、基準信号はＡ
    Ｃ電力線の電圧の間に選択した大きさの誤差帯域を与え
    る手段；および (vi) 格付けを定めたＡＣ電力線の電圧と基準波形信号
    を受け、もし上記の２つの信号の大きさの差の選択した
    誤差帯域よりも大きければ、線の故障を示す出力信号を
    発生する比較器；によって更に構成されることを特徴と
    する請求項１７記載の無停電電源システム。
  21. 【請求項２１】 選択した格付けを発生する上記の手段
    は、上記の比較器の一方の入力にバイアス電圧を加え、
    ＡＣ電力線の電圧と上記の基準信号の間に選択した電圧
    誤差帯域を与えることを特徴とする請求項２０記載の無
    停電電源システム。
  22. 【請求項２２】 上記の比較器は、線の故障が発生して
    いない正常な動作の期間は上記のＡＣ電力線の電圧と上
    記の基準信号の間の許容誤差帯域を増加させ、上記の基
    準電圧と比較した上記のＡＣ線の電圧が上記の誤差帯域
    外にある線の故障が発生している期間中は上記の誤差帯
    域を減少させるための上記の比較器の出力から抵抗を介
    してフィードバック経路を更に有し、これによって、も
    しＡＣ線の電圧が上記の基準波形信号を中心とするより
    狭い誤差帯域内にある水準に復帰すれば、上記の比較器
    からの線の故障の出力信号がクリアされることを特徴と
    する請求項２１記載の無停電電源システム。
  23. 【請求項２３】 上記の基準電圧と上記のＡＣ電力線の
    電圧の予想されるゼロクロス点を中心として選択した時
    間間隔の間、上記の比較器の入力の一方にガード・パル
    ス信号を加え、かかるゼロクロス点の近傍の時刻に上記
    の比較器がその状態を変化させることを防止することを
    特徴とする請求項２０記載の無停電電源システム。
  24. 【請求項２４】 上記のＡＣ電力線の電圧を整流して上
    記の比較器に一方向の電圧のみを加え、上記の基準電圧
    の波形は一方向の電圧として上記の比較器に加えられる
    ことを特徴とする請求項２０記載の無停電電源システ
    ム。
  25. 【請求項２５】 上記の補助バッテリーから電力を受け
    取るように接続された上記の手段はトランスを有し、上
    記のトランスの一次側は上記の電力供給経路内の上記の
    静止スイッチ手段と上記の出力端子の間に接続され、上
    記のトランスの二次側はインバータ・ブリッジに接続さ
    れて上記のインバータ・ブリッジからＡＣ電力を受け取
    ることを特徴とする請求項１７記載の無停電電源システ
    ム。
  26. 【請求項２６】 上記の制御手段は、周期的に発生する
    時刻の入力端子のＡＣ電力線の電圧をサンプリングし、
    上記のサンプリングした入力に対応するデジタル・デー
    タを発生する手段、上記のサンプリングした電力線の信
    号に対応するデジタル・データを受け、ＡＣ線電圧の期
    間中に選択したサンプリング時刻に基準波形を発生する
    手段であって、各サンプリング時刻における各基準値
    は、現在サンプリングされているＡＣ波形のサイクルと
    ＡＣ電力線の電圧の以前のサイクルとのサンプリング値
    の選択的加重平均によって構成される上記の手段、周波
    数と位相が上記のＡＣ電力線の電圧と同期した基準波形
    データに対応するデジタル・データを発生する手段、お
    よび上記のデジタル基準波形データを受けてこれに対応
    するアナログ基準波形信号を発生するＤ／Ａ変換手段を
    有し、電力線の故障を検出すると、上記のインバータの
    切り換え素子はパルス幅変調法で制御されて上記の基準
    波形信号によって構成される所望の波形を追跡する上記
    のインバータからＡＣ出力波形を供給し、その後、上記
    のデジタル信号を受ける上記の手段はメモリに記憶され
    ている純粋の正弦波形と上記の以前の基準波形との選択
    的加重平均として各サンプリング時刻に基準波形値を計
    算し、上記のインバータからの出力波形の各サイクルに
    対してこの方法で上記の基準波形を再計算することを特
    徴とする請求項１８記載の無停電電源システム。
  27. 【請求項２７】 上記の出力端子から上記の負荷に供給
    される出力電流の検出する手段を更に有し、上記の制御
    手段によって発生される上記の所望の出力波形は上記の
    負荷から取り出されている上記の測定された電流によっ
    て補償された上記の基準波形であることを特徴とする請
    求項２６記載の無停電電源システム。
  28. 【請求項２８】 上記の所望の波形ＶＲＥＦ＊は、上記
    の基準電圧が上記の正の半サイクル内にある場合には、
    下記の式： ＶＲＥＦ＊＝ＶＲＥＦ＋Ｒ（ＩＯ＋）−Ｒ（ＩＯ−） によって決定され、上記の基準電圧が上記の負の半サイ
    クル内にある場合には、下記の式： ＶＲＥＦ＊＝ＶＲＥＦ−Ｒ（ＩＯ＋）＋Ｒ（ＩＯ−） によって決定され、ここでＩＯ＋は正の方向で検出され
    た出力信号、ＩＯ−は負の方向で検出された出力信号、
    Ｒは抵抗の格付けを決定する係数であることを特徴とす
    る請求項２７記載の無停電電源システム。
  29. 【請求項２９】 上記のインバータのＨ型のブリッジは
    ４つのアームを有し、上記のブリッジの上部及び下部の
    アームには切り換え素子が設けられ、上記のバッテリー
    から上記のブリッジに供給されるＤＣ入力は上記の上部
    及び下部アームの両端に加えられ、上記のブリッジの出
    力は上記のブリッジの各々の側の上記の上部及び下部ア
    ームの切り換え素子の間に接合部から取り出され、上記
    のブリッジの少なくとも１つの下部アームは並列に接続
    された複数のゲート制御切り換え素子を有し、上記のブ
    リッジの上部の各アームの切り換え素子の数は上記のブ
    リッジの下部の各アームの切り換え素子の数未満であ
    り、上記の制御手段は出力パルスの間で電力が上記のイ
    ンバータから上記の電源経路に供給されるように上記の
    切り換え素子の切り換えを制御し、上記の制御手段は上
    記のブリッジの上部アームの切り換え素子をオフし、上
    記のブリッジの下部アームの切り換え素子をオンして電
    流が上記のブリッジの下部アームの切り換え素子を介し
    て流れて上記のインバータから上記の負荷に流れること
    を可能にし、これによって、上記のインバータの１サイ
    クル全体にわたって上記のブリッジの上部及び下部アー
    ムの個々の切り換え素子に対するデューティ・サイクル
    全体が等しくなる傾向を有することを特徴とする請求項
    １８記載の無停電電源システム。
  30. 【請求項３０】 上記のＨ型ブリッジのインバータの切
    り換え素子は、電力ＦＥＴによって構成されることを特
    徴とする請求項２９記載の無停電電源システム。
  31. 【請求項３１】 入力端子でＡＣ電源システムの線に接
    続可能であり出力端子で負荷に接続可能な無停電電源シ
    ステムにおいて、上記の無停電電源システムは： (a) 補助電源バッテリー； (b) 上記の入力端子に接続されたＡＣ電源システムの線
    から上記の出力端子に接続された負荷に通常は電力を供
    給する上記の入力端子から上記の出力端子迄の電源経
    路； (c) 上記の電源経路に接続され、制御信号に応答して上
    記の電源経路を介して上記のＡＣ電源システムの線から
    上記の負荷に供給される電力を遮断する静止スイッチ手
    段； (d) 上記の静止スイッチ手段と上記の負荷の間に上記の
    電源経路を形成する供給電線に接続された端子を有する
    二次側を有するトランスであって、一次巻線を有すると
    共に上記の二次巻線に少なくとも１つの中間タップまた
    は有する上記のトランス； (e) 上記の補助バッテリーから電力を受け取るように接
    続され、上記のトランスの一次側に選択的にＡＣ電力を
    供給し、これによって、電力が上記の入力端子に接続さ
    れた上記のＡＣ電源システムの線から入手できない場
    合、上記の出力端子に電力を供給する手段； (f) 上記の電源経路に配設され、実質的に切り換えによ
    る過渡電流のない低域濾波電力を上記の出力端子と上記
    の負荷に供給する低域濾波手段； (g) 上記の電源経路の上記の静止スイッチ手段と上記の
    トランスの二次側の間に接続され、複数の位置の間で切
    り換え可能なリレー接点を有するブースト・リレーであ
    って、１つの位置では上記のリレー接点は上記の静止ス
    イッチを上記のトランスの二次側の端子の１つに直結さ
    せ、他の位置では上記の静止スイッチを上記のトランス
    の二次側の中間タップに接続させ、制御信号に応答して
    上記のリレー接点の位置を変更する上記のブースト・リ
    レー； (h) 上記のＡＣ電源システムの低電圧または節電状態を
    検出する制御手段であって、上記のＡＣ電源システムの
    線に選択した低電圧の状態が発生すると、上記の静止ス
    イッチ手段、インバータ手段およびブースト・リレーに
    制御信号を供給し、上記のスイッチ手段を順に制御して
    上記の電源経路を介して上記の負荷に流れる電力をオフ
    に切り換え、上記のインバータ手段をオンして電力を上
    記のトランスを介して上記の負荷に供給し、上記のリレ
    ー接点によって電力が上記のＡＣ電源システムの線から
    上記の静止スイッチ手段とリレーを介して上記の負荷に
    供給される通常の位置から上記の静止スイッチ手段が上
    記のトランスの中間タップに接続される第２位置に上記
    のブースト・リレーを切り換え、上記の静止スイッチ手
    段を上記のトランスの中間タップに接続し、上記のイン
    バータをオフし、上記の静止スイッチ手段をオンして電
    力を上記のＡＣ電源システムから上記のトランスの二次
    側の中間タップに供給し、その結果、上記のトランスの
    二次側はオート・トランス機能を発揮して上記の負荷に
    供給される電圧の波形を実質的に壊すことなく上記の二
    次側の端子の有効出力電圧を上記のＡＣ電源システムの
    線から供給される電圧以上に昇圧する上記の制御手段；
    によって構成されることを特徴とする無停電電源システ
    ム。
  32. 【請求項３２】 上記の制御手段は何時上記の電源シス
    テムの停電圧状態が終了したかを判定し、上記の静止ス
    イッチ手段を順に制御して上記の電源システムの線から
    上記の負荷に流れる電力を遮断し、上記のインバータ手
    段をオンして上記のバッテリーから上記のインバータを
    介して上記の負荷に電力を供給し、上記のブースト・リ
    レーのリレー接点を切り換えて上記の静止スイッチ手段
    から上記の負荷に上記のリレーを通る直接経路を設け、
    上記のインバータをオフし、上記の静止スイッチ手段を
    オンしこれを介して上記のＡＣ電源システムの線から上
    記の負荷に電力を供給することを特徴とする請求項３１
    に記載の無停電電源システム。
  33. 【請求項３３】 上記のインバータ手段はＨ形ブリッジ
    の形状で接続されたゲート制御切り換え素子を有し、上
    記のブリッジの一方の側でＤＣ電力を上記の補助バッテ
    リーから受け取ると共に上記のブリッジの他方の側で上
    記のトランスを介して上記の電源経路にＡＣ電力を供給
    し、上記の制御手段は上記のゲート制御切り換え素子の
    ゲートに制御信号を供給するように接続され、上記の静
    止スイッチ手段は上記の電源経路内で逆の極性に接続さ
    れた並列接続ＳＣＲと上記のＳＣＲのゲートに接続され
    たゲート・ドライバを有し、上記の制御手段は上記のＳ
    ＣＲのトリガを禁止することによって上記のＳＣＲをオ
    フし、上記のインバータのブリッジの切り換え素子のゲ
    ートに制御信号を供給すると共に上記の電源経路に電圧
    パルスを供給してそのとき導通している可能性のある上
    記の静止スイッチの導通しているＳＣＲを逆にバイアス
    し、その後、パルス幅変調法で上記のインバータのブリ
    ッジの切り換え素子のゲートに制御信号を供給して上記
    の電源システムの出力端子にＡＣ電力波形を発生するこ
    とを特徴とする請求項３１記載の無停電電源システム。
  34. 【請求項３４】 上記の電源経路の上記のトランスと上
    記の負荷の間に接続され、上記のインバータから上記の
    トランスを介して上記の電源経路に供給されるパルス幅
    変調された電力の高周波切り換え成分を濾波する低域フ
    ィルタを有することを特徴とする請求項３３記載の無停
    電電源システム。
  35. 【請求項３５】 入力端子でＡＣ電源システムの線に接
    続可能であり出力端子で負荷に接続可能な無停電電源シ
    ステムにおいて、上記の無停電電源システムは： (a) 捕縄電源バッテリー； (b) 上記の入力端子に接続されたＡＣ電源システムの線
    から上記の出力端子に接続された負荷に通常は電力を供
    給する上記の入力端子から上記の出力端子迄の電源経
    路； (c) 上記の電源経路に接続され、制御信号に応答して上
    記のＡＣ電源システムの線から上記の負荷に上記の電源
    経路を介して供給される電力を遮断するスイッチ手段； (d) 一次巻線と二次巻線を有する主トランスであって、
    上記の二次巻線はその端子で上記の切り換え手段と上記
    の出力端子の間の電源経路に接続されている上記の主ト
    ランス； (e) 上記のバッテリーからＤＣ電力を受け取るように接
    続されると共に、バックアップ電力を上記の負荷に供給
    する必要があり上記の入力端子と上記出力端子の間の接
    続が上記の切り換え手段によって遮断される場合、ＡＣ
    電力を選択的に上記のトランスの一次側に供給するよう
    に接続されたインバータ； (f) ＡＣ電力が上記の電源経路を介して上記の入力端子
    から上記の出力端子に接続される場合、上記のトランス
    の二次側の両端に加わるＡＣ電圧の結果として上記のト
    ランスの一次側に現れる電圧を整流する整流手段であっ
    て、完全に充電された場合の上記のバッテリーの電圧水
    準以下の公称水準で一方向の電圧を供給する上記の整流
    手段； (g) 上記の整流手段から上記の整流電圧を受け取るよう
    に接続され、上記のバッテリーに充電電流を供給する昇
    圧変換器手段であって、上記の整流手段と上記のバッテ
    リーの間で導通経路に接続されたインダクタと上記のイ
    ンダクタとバッテリーの共通帰還の間に接続された制御
    可能なスイッチを有すると共に上記のバッテリーの両端
    の電圧と上記のインダクタを流れる電流を検出する手段
    を有し、上記のバッテリーの両端の上記の電圧が何時選
    択した水準以下に低下するかを判定し、次に上記のスイ
    ッチを閉じて上記のインダクタの電流が選択した水準に
    到達するまで上記のインダクタとスイッチ手段を介して
    電流を取り出し、次に上記のスイッチを開いて上記のイ
    ンダクタ内の上記の電流を順バイアス・ダイオードを介
    して上記のバッテリーに流して当該バッテリーを選択し
    た時間間隔の間充電し、その後上記のスイッチを再び閉
    じて上記のインダクタを介して電流を取り出し、上記の
    バッテリーの両端で検出された上記の電圧が選択した水
    準に到達するまで、周期的に上記のスイッチの開閉を繰
    り返し、次に上記のスイッチを開の状態に保持する上記
    の昇圧変換器手段；によって構成されることを特徴とす
    る無停電電源システム。
  36. 【請求項３６】 上記の整流手段は上記のトランスの一
    次側の各端子に接続された整流ダイオードを有して電流
    を上記のトランスの一方の端子または他方の端子から上
    記の昇圧変換器手段に対して一方向に流し、上記のイン
    バータはＨ型のブリッジの形状に接続された並列の真性
    ・ダイオードを有するゲート制御切り換え素子によって
    構成され、上記のバッテリーからのＤＣ電力は上記のバ
    ッテリーの一方の側でＤＣバスに接続されて共通接続部
    を介して上記のバッテリーに帰還し、上記のブリッジの
    他方の側は上記のトランスの一次側の２つの端子に接続
    され、上記の整流手段は共通端子と上記のトランスの端
    子の間に接続されたＨ型ブリッジの切り換え素子の真性
    ・ダイオードを有することを特徴とする請求項３５記載
    の無停電電源システム。
  37. 【請求項３７】 上記のバッテリーからのＤＣバス線と
    上記のトランスの一次側の端子の間に接続された上記の
    Ｈ型ブリッジのインバータの切り換え素子の上記の真性
    ・ダイオードは、上記の整流手段によって上記の昇圧変
    換器手段に加えられる上記の電圧を上記のバッテリーの
    電圧水準に制限するように機能することを特徴とする請
    求項３５記載の無停電電源システム。
  38. 【請求項３８】 上記のバッテリーと上記の昇圧変換器
    手段の両端の電圧を検出する上記の手段は、上記のバッ
    テリーの両端の出力電圧を抵抗を介して上記の昇圧変換
    器手段にフィードバックして所望の電圧水準と比較する
    フィードバック経路によって構成され、上記のフィード
    バック経路は、温度によって抵抗値を変化させて上記の
    昇圧変換器の充電サイクルを温度に対して補償する温度
    検出抵抗をまた有することを特徴とする請求項３５記載
    の無停電電源システム。
  39. 【請求項３９】 上記の電源経路の上記の入力端子と上
    記の切り換え手段の間に接続された一次側と上記のシス
    テムの入力端子に現れる電圧から低い電圧でＡＣ電力を
    供給する二次側を有する電圧検出トランス、上記の電圧
    検出トランスの二次側の端子に接続され一方向のＤＣ出
    力電圧を供給する整流器であって、上記の整流器の出力
    電圧は上記の主トランスに接続された上記の整流手段か
    ら供給される上記の電圧と並列に上記の昇圧変換器手段
    のインダクタに接続される上記の整流器、及び上記の電
    圧検出トランスに接続された上記の整流器と上記の昇圧
    変換器手段のインダクタの間に接続されたスイッチであ
    って、上記の無停電電源システムが上記の主電源経路を
    介するかまたは上記のインバータから電力を上記の負荷
    に供給している場合、上記のスイッチは開かれ、その結
    果、当該スイッチを介して電流が流れず、ＡＣ電力が上
    記のＡＣ電源システムの入力端子かち入手可能であって
    電力が上記の無停電電源システムを介して上記の負荷に
    供給されていない場合、閉じられて当該スイッチを介し
    て電流を供給する上記のスイッチを更に有することを特
    徴とする請求項３５記載の無停電電源システム。
  40. 【請求項４０】 入力端子でＡＣ電源システムの線に接
    続可能であり出力端子で負荷に接続可能な無停電電源シ
    ステムるにおいて、上記の無停電電源システムは： (a) 補助電源バッテリー； (b) 上記の入力端子に接続されたＡＣ電源システムの線
    から上記の出力端子に接続された負荷に通常は電力を供
    給する上記の入力端子から上記の出力端子迄の電源経
    路； (c) 上記の電源経路に接続され、制御信号に応答して上
    記の電源システムの線から上記の負荷に上記の電源経路
    を介して供給される電力を遮断する静止スイッチ手段で
    あって、上記の電源経路内で逆の極性に接続された並列
    接続ＳＣＲと上記のＳＣＲのゲートに接続されたゲート
    ・ドライバを有する上記の静止スイッチ手段； (d) 上記の入力端子と上記の静止スイッチの間で上記の
    電源経路に接続された機械的リレー接点を有するリレー
    であって、上記のリレー接点は上記のリレーに加えられ
    る制御信号に応答して開閉する上記のリレー； (e) 上記の補助バッテリーからＤＣ電力を受け取るよう
    に接続され、上記の静止スイッチ手段と上記の負荷の間
    の上記の電源経路にＡＣ電力を選択的に供給する手段；
    及び (f) 上記の静止スイッチ手段のＳＣＲと、上記のリレー
    と、上記の補助バッテリからＤＣ電力を受け取ってＡＣ
    電力を上記の電源経路に供給するように接続された上記
    の手段に対して制御信号を供給するように接続された制
    御手段であって、上記の電源システムの入力端子の電圧
    を検出して何時ＡＣ電力線の故障が発生したかを判定す
    る手段を有し、故障が発生すると制御信号を供給して上
    記のＳＣＲのトリガを禁止し、ＤＣ電力を受け取るよう
    に接続された上記の手段を制御してこの時点で導通して
    いる可能性のある上記の静止スイッチのＳＣＲを逆にバ
    イアスし、その後上記のバッテリーから上記の負荷にＡ
    Ｃ電力を供給し、上記の静止スイッチ手段のＳＣＲが非
    導通になった後、上記のリレーに制御信号を供給して上
    記のリレー接点を開き、これによって、上記のリレーが
    上記の電源経路を上記の無停電電源システムの入力端子
    から絶縁する上記の制御手段；によって構成されること
    を特徴とする無停電電源システム。
  41. 【請求項４１】 上記の制御手段は、上記のＡＣ電源シ
    ステムの線に何時線の故障が失くなったかを検出し、上
    記のリレーに制御信号を供給して上記のリレーの機械的
    接点を閉じ、次に上記のバッテリーから上記の負荷への
    ＡＣ電力の供給を遮断し、その後上記の静止スイッチの
    ＳＣＲに制御信号を供給して当該ＳＣＲをオンすること
    によって再び電力を上記のＡＣ電源システムの線から上
    記の負荷に供給することを特徴とする請求項４０記載の
    無停電電源システム。
  42. 【請求項４２】 上記のバッテリーからＤＣ電力を受け
    取るように接続され上記の電源経路にＡＣ電力を供給す
    る上記の手段は、トランスを有し、上記のトランスは上
    記の電源経路の上記の静止スイッチ手段と上記の出力端
    子の間に接続された二次側を有すると共にまた一次側と
    インバータ・ブリッジを有し、上記のインバータ・ブリ
    ッジは、共にブリッジ形状に接続されたゲート制御切り
    換え素子によって形成され、上記のバッテリーからＤＣ
    電力を受け取って上記のトランスの一次側にＡＣ電力を
    供給するように接続されていることを特徴とする請求項
    ４０記載の無停電電源システム。
  43. 【請求項４３】 入力端子でＡＣ電力線からＡＣ電力を
    受け取り１つ以上の負荷に条件付きのＡＣ電力を供給す
    る電源装置において、上記の電源装置は： (a) 電気を消費する負荷を接続することのできるマスタ
    電源コンセント； (b) 電気を消費する他の負荷を接続することのできる少
    なくとも１つのスレーブ電源コンセント； (c) 上記のマスタ・コンセントに直結された高電力線及
    び帰還即ち中立電力線； (d) 制御信号に応答して切り換え可能なリレー接点を有
    し、上記の高電力線と上記の１個または複数のスレーブ
    ・コンセントの間に接続されたリレーであって、上記の
    スレーブ・コンセントが上記の中立線に接続されている
    上記のリレー； (e) 上記の高電力線内を上記のマスタ・コンセントに向
    かって流れる電流を検出し、上記の検出した電流を平均
    し、上記の平均した検出電流を選択したしきい値と比較
    し、もし上記のしきい値の方が大きければ、上記のリレ
    ーに制御信号を供給して上記のリレー接点を閉位置に切
    り換えて電力を上記のスレーブ・コンセントに供給し、
    上記の平均した電流が上記のしきい値未満の場合には、
    制御信号を上記のリレーに供給して上記のリレー接点を
    開く手段；によって改良されることを特徴とする電源装
    置。
  44. 【請求項４４】 上記の電流検出手段は、上記のマスタ
    ー・コンセントに通じる高電力線に接続された電流検出
    トランスであって、その結果、上記の線に流れる電流に
    よって上記の電流検出トランスの二次側巻線に電流検出
    信号が供給される電流によって上記の電流検出トランス
    の二次側巻線に電流検出信号が供給される上記の電流検
    出トランスと、上記の電流検出トランスからの電流に対
    応する上記の信号を平均して上記のマスター・コンセン
    トに通じる上記の線に電流の存在することを示す信号を
    供給する手段を有することを特徴とする請求項４３記載
    の改良した電源装置。
  45. 【請求項４５】 上記の平均手段は、上記の電流検出ト
    ランスの二次側の両端に接続され、当該トランスからの
    電流を電圧に変換する抵抗、上記の電圧を受け取るよう
    に接続され上記のマスター・コンセントに通じる上記の
    高電力線に流れる上記のＡＣ電流の半分に対応する増幅
    された半波パルスを供給する増幅器、及び上記の増幅器
    からの電圧のパルスを受け取り、上記のパルスを平均し
    た出力信号を供給し、上記の平均値を選択したしきい値
    と比較するマイクロプロセッサ手段であって、もし上記
    の値が上記のしきい値を超えれば、上記のリレーに出力
    信号を供給して当該リレーを１つの位置に切り換え、上
    記のリレーの接点は閉じられ、これによって電力を上記
    のスレーブ・コンセントに供給する上記のマイクロプロ
    セッサ手段を有することを特徴とする請求項４４記載の
    改良した電源装置。
  46. 【請求項４６】 入力端子でＡＣ電圧システムに接続可
    能であり出力端子で負荷に接続可能である無停電電源シ
    ステムに於いて、上記の無停電電源システムは： (a) 補助電源バッテリー； (b) 上記の入力端子に接続されたＡＣ電源システムの線
    から上記の出力端子に接続された負荷に通常は電力を供
    給する上記の入力端子から上記の出力端子迄の電源経
    路； (c) 上記の電源経路に接続され、制御信号に応答して上
    記の電源経路を介して上記のＡＣ電源システムの線から
    上記の負荷に供給される電力を遮断するスイッチ手段； (d) 上記の補助バッテリーからＤＣ電力を受け取り上記
    の電源経路の上記の切り換え手段と上記の負荷の間にＡ
    Ｃ電力を選択的に供給するように接続された手段であっ
    て、Ｈ型のブリッジ形状に接続され上記のブリッジの一
    方の側の両端で上記の補助バッテリーからＤＣ電力を受
    け取り上記のブリッジの他方の側の両端でＡＣ電力を上
    記の電源経路に供給するゲート制御切り換え素子によっ
    て構成されるインバータを有し、上記のＨ型ブリッジは
    ４つのアームを有し、上記のブリッジの上部及び下部の
    アームには切り換え素子が設けられ、上記のバッテリー
    から上記のブリッジに供給される上記のＤＣ入力は上記
    の上部及び下部アームの両端に供給され、上記のブリッ
    ジの出力は上記のブリッジのそれぞれの側の上記の上部
    及び下部アームの切り換え素子の間の接合部の間で取り
    出され、上記のブリッジの少なくとも下部アームは並列
    に接続された複数のゲート制御切り換え素子を有し、上
    記のブリッジの上部の各アームの切り換え素子の数は上
    記のブリッジの下部の各アームの切り換え素子の数未満
    である上記の手段； (e) 上記のスイッチ手段と上記のインバータ手段のゲー
    ト制御スイッチのゲートに制御信号を供給するように接
    続された制御手段であって、何時電力線の故障が発生す
    るかを判定するために上記の電源システムの入力端子の
    電圧を検出する手段を有し、故障が発生すると、上記の
    スイッチ手段に制御信号を供給して上記のＡＣシステム
    の線から上記の負荷に供給される電力の接続を遮断する
    と共に上記のインバータ・ブリッジの切り換え素子のゲ
    ートに制御信号をパルス幅変調法で供給して上記の電源
    システムの出力端子にＡＣ出力波形を発生し、上記のイ
    ンバータから上記の電源経路に供給される出力電力のパ
    ルスの間で上記の切り換え素子の切り換えを制御し、上
    記のブリッジの上部アームの切り換え素子をオフし、上
    記のブリッジの下部アームの切り換え素子をオンするこ
    とによって電流が上記のブリッジの下部アームの切り換
    え素子を介して流れて上記のインバータから上記の負荷
    に流れることを可能にし、これによって、上記のインバ
    ータの１サイクル全体にわたって上記のブリッジの上部
    及び下部アームの個々の切り換え素子に対するデューテ
    ィ・サイクル全体が等しくなる傾向を有する上記の制御
    手段；によって構成されることを特徴とする無停電電源
    システム。
  47. 【請求項４７】 上記のＨ型ブリッジ・インバータの切
    り換え素子はＦＥＴによって構成されることを特徴とす
    る請求項４６記載の無停電電源システム。
  48. 【請求項４８】 上記の制御手段はパルス幅変調法で上
    記のインバータの切り換え素子を制御して上記の出力端
    子に実質的に正弦の出力電圧を供給し、上記のインバー
    タから供給される上記のパルスの幅は上記の所望の正弦
    出力波形を与えるように選択され、線の電力の故障が検
    出される場合には上記の波形は上記のＡＣ電源システム
    の線の電圧の波形と一致するように選択され、その結
    果、ＡＣ線電力から上記のインバータからの電力に切り
    換えられる期間中実質的に連続する出力電圧波形が上記
    の出力端子に供給されることを特徴とする請求項４６記
    載の無停電電源システム。
  49. 【請求項４９】 上記の補助バッテリーから電力を受け
    取るように接着された上記の手段は、二次側が上記のス
    イッチ手段と上記の出力端子の間の電源経路に接続さ
    れ、一次側が上記のインバータ・ブリッジに接続されて
    当該インバータ・ブリッジからＡＣ電力を受け取るトラ
    ンスを有することを特徴とする請求項４６記載の無停電
    電源システム。
  50. 【請求項５０】 上記の制御手段は、周期的に発生する
    時刻に上記の入力端子の上記のＡＣ電力線の電圧をサン
    プリングし、上記のサンプリングした入力電圧に対応す
    るデジタルデータを供給する手段、上記のサンプリング
    した電力線電圧に対応する上記のデジタル・データを受
    け取り、上記のＡＣ電圧信号の期間中に、選択したサン
    ブリング時刻に基準波形を発生する手段であって、各サ
    ンプリング時刻に於ける各基準値は、現在サンプリング
    しているＡＣ波形のサイクルのサンプル値と、それ以前
    のサイクルのＡＣ電力線電圧のサンプル値の選択的加重
    平均値によって構成される上記の手段、周波数と位相が
    上記のＡＣ電力線電圧と同期した上記の基準波形データ
    に対応するデジタル・データを発生する手段、及び上記
    のデシタル基準波形データを受け、当該データに対応す
    るアナログ基準波形信号を発生するＤ／Ａ変換手段を有
    し、電力線の故障を検出すると、上記のインバータの切
    り換え素子はパルス幅変調法で制御されて上記の基準波
    形信号によって構成される所望の波形を追跡する上記の
    インバータからＡＣ出力波形を供給し、その後上記のデ
    ジタル・データを受け取る上記の手段は各サンプリング
    時刻にメモリに記載した純粋な正弦波形の選択的加重平
    均として上記の基準波形値を計算し、上記のインバータ
    からの出力波形の各サイクルに付いてこの方法で上記の
    基準波形を再計算することを特徴とする請求項４８記載
    の無停電電源システム。
  51. 【請求項５１】 上記の出力端子から上記の負荷に供給
    された上記の出力電流を検出する手段を更に有し、上記
    の制御手段によって供給される上記の所望の出力波形は
    上記の負荷によって取り出されている上記の測定した電
    流によって補償された上記の基準波形であることを特徴
    とする請求項５０記載の無停電電源システム。
  52. 【請求項５２】 上記の所望の波形ＶＲＥＦ＊は、上記
    の基準電圧が上記の正の半サイクル内にある場合には、
    下記の式： ＶＲＥＦ＊＝ＶＲＥＦ＋Ｒ（ＩＯ＋）−Ｒ（ＩＯ−） によって決定され、上記の基準電圧が上記の負の半サイ
    クル内にある場合には、下記式： ＶＲＥＦ＊＝ＶＲＥＦ−Ｒ（ＩＯ＋）＋Ｒ（ＩＯ−） によって決定され、ここでＩＯ＋は正の方向で検出され
    た出力信号、ＩＯ−は負の方向で検出された出力信号、
    Ｒは抵抗の格付けを決定する係数であることを特徴とす
    る請求項５１記載の無停電電源システム。
  53. 【請求項５３】 入力端子でＡＣ電圧システムの線に接
    続可能であり出力端子で負荷に接続可能である無停電電
    源システムに於いて、上記の無停電電源システムは： (a) 補助電源バッテリー； (b) 上記の入力端子に接続されたＡＣ電源システムの線
    から上記の出力端子に接続された負荷に通常は電力を供
    給する上記の入力端子から上記の出力端子迄の電源経
    路； (c) 上記の電源経路に接続され、制御信号に応答して上
    記の電源経路を介して上記のＡＣ電源システムの線から
    上記の負荷に供給される電力を遮断するスイッチ手段； (d) 上記の補助バッテリーからＤＣ電力を受け取り上記
    の電源経路の上記の切り換え手段と上記の負荷の間にＡ
    Ｃ電力を選択的に供給するように接続され、Ｈ型のブリ
    ッジ形状に接続され上記のブリッジの一方の側の両端で
    上記のバッテリーからＤＣ電力を受け取り上記のブリッ
    ジの他方の側の両端でＡＣ電力を上記の電源経路に供給
    するゲート制御切り換え素子によって構成されるインバ
    ータを有する手段； (e) 上記のスイッチ手段と上記のインバータのゲート制
    御切り換え素子のゲートに制御信号を供給するように接
    続された制御手段であって、何時電力線の故障が発生す
    るかを判定するために上記の入力端子の電圧を検出する
    手段を有し、故障が発生すると、上記のスイッチ手段に
    制御信号を供給して上記のＡＣシステムの線から上記の
    負荷に供給される電力の供給を遮断すると共に上記のイ
    ンバータ・ブリッジの切り換え素子のゲートに制御信号
    をパルス幅変調法で供給して上記の出力端子に実質的に
    正弦の出力電圧の波形を供給し、所望の出力波形を発生
    しするように選択された上記のインバータから供給され
    る上記のパルスの幅は線の電力の故障が検出される場合
    に上記のＡＣ入力電力の波形と一致するように選択さ
    れ、その結果、ＡＣ線電力から上記のインバータからの
    電力に切り換えられる期間中実質的に連続する出力電圧
    波形が上記の出力端子に供給されることを特徴とする無
    停電電源システム。
  54. 【請求項５４】 上記の制御手段は、周期的に発生する
    時刻に上記の入力端子の上記のＡＣ電力線の信号をサン
    プリングし、上記のサンプリングした電力線の電圧に対
    応するデシタル出力データを供給する手段、上記のサン
    プリングした電力線の電圧信号に対応する上記のデジタ
    ル・データを受け取り、上記のＡＣ電力線の電圧の期間
    中に、選択したサンプリング時刻に基準波形を発生する
    手段であって、各サンプリング時刻に於ける各基準値
    は、現在サンプリングしているＡＣ波形のサイクルのサ
    ンプル値とそれ以前の基準波形のサイクルのＡＣ電力線
    の電圧のサンプル値の選択的加重平均値によって構成さ
    れる上記の手段、周波数と位相が上記のＡＣ電力線の電
    圧と同期した上記の基準波形データに対応するデジタル
    ・データを発生する手段、及び上記のデジタル基準波形
    データを受け、当該データに対応するアナログ基準波形
    信号を発生するＤ／Ａ変換手段を有し、電力線の故障を
    検出すると、上記のインバータの切り換え素子はパルス
    幅変調法で制御されて上記の基準波形信号によって構成
    される上記の所望の波形を追跡する上記のインバータか
    らＡＣ出力波形を供給し、その後上記のデシタル・デー
    タを受け取る上記の手段は各サンプリング時刻にメモリ
    に記憶した純粋な正弦波形と上記の以前の基準波形との
    選択的加重平均として上記の基準波形値を計算し、上記
    のインバータからの出力波形の各サイクルに付いてこの
    方法で上記の基準波形を再計算することを特徴とする請
    求項５３記載の無停電電源システム。
  55. 【請求項５５】 上記のＨ型ブリッジ・インバータの上
    部アームの切り換え素子の両端の上記の電圧を上記の切
    り換え素子を流れる最大電流を示す基準電圧及び従って
    上記の切り換え素子の最大電圧低下と比較し、もし上記
    の切り換え素子の両端の電圧が上記の基準を超えれば、
    出力信号を供給する手段を有し、上記の制御手段は、上
    記の電流正弦信号が発生すると、上記の切り換え素子を
    オフすることにより、上記のパルス幅変調のパルスを終
    了することを特徴とする請求項５３記載の無停電電源シ
    ステム。
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