DE69212894T2

DE69212894T2 - Unterbrechungsfreies Notversorgungssystem

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Publication number: DE69212894T2
Application number: DE69212894T
Authority: DE
Inventors: Richard V Baxter; Edward G Beistle; Douglas C Folts; William J Hazen; Thomas G Hubert; Juan Manuel Medina; Frederick A Stich; Donald Keith Zahrte
Original assignee: General Signal Power Systems Inc
Current assignee: Prolec GE Waukesha Inc
Priority date: 1991-05-17
Filing date: 1992-05-14
Publication date: 1997-04-03
Anticipated expiration: 2012-05-15
Also published as: US5295078A; DE69212894D1; US5315533A; CA2068239A1; JPH06274249A; EP0514171A1; EP0514171B1

Description

Ein Abschnitt der Offenlegung dieser Patentveröffentlichung enthält Material, das dem Urheberrechtsschutz unterliegt. Der Urheberrechtsinhaber hat keine Einwände gegen eine Facsimile-Wiedergabe der Patentveröffentlichung oder der Patentoffenlegung, wie sie in den Akten oder Aufzeichnungen des Patent- und Warenzeichenamtes erscheint, durch irgendjemanden, behält sich aber ansonsten jegliche Urheberrechte vor.
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet der elektrischen Energieversorgungen und insbesondere auf unterbrechungsfreie Stromversorgungen oder -systeme.
Unterbrechungsfreie Stromversorgungen oder -systeme (im allgemeinen als UVS bezeichnet) werden verwendet, um zusätzliche Energie für kritische Lasten, etwa Computersysteme zur Verfügung zu stellen, bei denen ein Ausfall der Netzenergie zum Unterbrechen von Programmen und dem Verlust wertvoller Daten führen kann. Unterbrechungsfreie Stromversorgungen können auch eine Funktion zum Konditionieren von Netzspannung bereitstellen, um sicherzustellen, daß Transientenspitzen, Unterspannungszustände oder verzerrte Spannungs-Wellenformen im Wechselspannungsnetz den Betrieb des Computers nicht stören, der durch die UVS mit Energie versorgt wird. Typischerweise beinhaltet die UVS eine Batterie, die durch einen Inverter mit der Wechselspannungs-Ausgangsleitung verschaltet ist. Ein Typ von UVS arbeitet so, daß bei einem Fehler in der Eingangs-Wechselspannung der Inverter so gesteuert wird, daß er der Wechselspannungs-Ausgangsleitung Energie aus der Batterie mit der selben Frequenz und im wesentlichen der selben Wellenform wie die normale Eingangs-Wechselspannung zur Verfügung stellt. Es ist wünschenswert, daß das Schalten zum Zeitpunkt eines Fehlers so sanft wie möglich erfolgt, so daß keine deutliche Transientenspitzen oder Einbrüche in der der Wechselspannungs- Ausgangsleitung zugeführten Wellenform auftreten.
Bei UVS-Systemen mit doppelter Konvertierung wird die Wechselspannung zu einer Gleichspannung gleichgerichtet, die parallel zu der Batteriespannung einem konstant laufenden Inverter zugeführt wird. Wenn der Inverter ausfällt oder auf andere Weise unfähig ist, der Last Energie zuzführen, und noch Wechselspannungsenergie aus dem Wechselspannunge-Versorgungssystem verfügbar ist, wird gewöhnlich ein Bypass um die UVS vorgesehen, der eingeschaltet wird, um der Last direkt Netzspannung zuzuführen. Normalerweise läuft der Inverter jedoch dauernd, so daß Netzenergie nicht direkt mit der Last verbunden ist. Wenn die Netzspannung ausfällt, arbeitet der Ausgangsinverter weiter, liefert nun aber Energie aus der zusätzlichen Energiequelle (normalerweise einer Batterie) an die kritische Last. Der Eingangsgleichsrichter ist normalerweise in der Lage, einen Rückfluß von Energie von der Batterie in das Hauptenergienetz zu verhindern, in einigen Fällen kann jedoch ein Relais vorgesehen sein, um den Gleichrichter während eines Stromausfalles oder eines Spannungseinbruches von der Wechselspannungs-Netzleitung zu trennen, um die Batterie und den Inverter elektrisch von den Eingangsanschlüssen der UVS und somit der Wechselspannungs-Netzleitung zu isolieren. Weil der Inverter dauernd läuft und der Last Energie zuführt, ist ein rasches Schalten zum Trennen der Netzleitung von der UVS bei einem Stromausfall nicht nötig, um Unterbrechungen oder Störimpulse in der der Last zugeführten Energie zu verhindern. Ein rasches Schalten ist jedoch nötig, wenn der Inverter selbst ausfällt und es nötig ist, die Last direkt an die Wechselspannungs-Netzleitung zu schalten, mit dem typischen Ergebnis, daß eine kurzzeitige Unterbrechung der der Last zugeführten Energie auftritt. Weil der Inverter in einer UVS mit doppelter Konvertierung dauernd läuft, wird durch die UVS selbst ständig Energie verbraucht. Der Inverter muß auch so dimensioniert und ausgelegt sein, daß er unter allen Lastbedingungen ständig läuft, was teure Bauteile erfordert.
Bei UVS-Systemen, die einen ferroresonanten Transformator einsetzen, braucht der Inverter nicht ständig zu laufen, weil die Energie der Last normalerweise über den ferroresonanten Transformator vom Wechselstrom-Netz zugeführt wird, wobei der ferroresonante Transformator eine Transienten-Filterung der Eingangsleitungsspannung und eine gewisse Kompensation von kurzen Leistungsstörungen durchführt. Beim Entdecken eines Stromausfalles oder Spannungseinbruches der Wechselspannungs-Netzleitungen kann ein Wechselspannungs-Schalter geöffnet werden, um die Primärseite des ferroresonanten Transformators von dem Wechselspannungsnetz zu trennen, und ein Inverter wird angeschaltet, um Energie aus einer Batterie einer Hilfs-Primärseite des ferroresonanten Transfomators zuzuführen, der dann die Aufgabe übernimmt, die Energie der Last zuzuführen. Wegen der Energiespeicherungs- und Wellenformglättungseigenschaften des ferroresonanten Transformators beeinflussen die Schaltvorgänge, wenn sie zeitlich richtig abgestimmt sind, die Wellenform der von der Sekundärseite des Transformators der Last zugeführten Ausgangsspannung nicht wesentlich, was zu einer "unterbrechungsfreien" Energiezuführung an die Last führt. Ein Beispiel für ein ferroresonantes UVS-System ist in dem US-Patent Nr. 4.692.854 von Richard V. Baxter et al. mit dem Titel "Method and Apparatus for Modulating Inverter Pulse Width" ("Verfahren und Vorrichtung zum Modulieren der Impulsbreite eines Inverters") gezeigt.
Bei bestimmten anderen Typen von zusätzlichen Stromversorgungen sind die Wechselspannungs-Netzleitungen normalerweise direkt mit der Last verbunden, und ein Inverter wird typischerweise nur dann angeschaltet um der Last Energie zuzuführen, wenn das Wechselspannungs-Netzleitungen ausfallen. Ein Vorteil solcher Systeme ist, daß die direkte Verbindung der Wechselspannungsleitungen mit der Last während des normalen Betriebes einen Energieverlust in der zusätzlichen Energieversorgung verhindert und es ermöglicht, vergleichsweise preiswertere und weniger aufwendige Inverterbauteile zu verwenden, weil der Inverter selten benutzt wird. Weil jedoch die Wechselspannungs-Netzleitungen gewöhnlich direkt mit der Last verbunden sind, muß das zusätzliche Stromversorgungssystem bei einem Ausfall der Wechselspannungs-Netzleitungen zuerst die Last von dem Wechselspannungsnetz trennen und dann den Inverter anschalten, um der Last Energie aus der zusätzlichen Energiequelle, z. B. einer Batterie, zuzführen. Die Schaltzeit kann sich über einen bedeutenden Teil eines Zyklus einer Energieversorgung mit 50 Hz oder 60 Hz oder sogar mehrere Zyklen erstrecken, was oft zu einer kurzzeitigen Unterbrechung der der Last zugeführten Energie oder wenigstens zu einer deutlichen Verzerrung der Wellenform der der Last zugeführten Energie führt. Aus Sicherheitsgründen müssen die Batterie und der Inverter der zusätzlichen Stromversorgung durch mechanische Schalter elektrisch von den Wechselspannungs-Netzleitungen isoliert sein, die unausweichlich eine im Vergleich zu einem wellenförmigen Zyklus mit 60 Hz relativ langsame Schaltzeit aufweisen. Weiter kann, weil das Öffnen der Relaisschalter erfolgt, während durch sie noch Strom von der Wechselspannungsnetz an die Last zugeführt wird (wie etwa während eines Spannungseinbruches im Gegensatz zu einem totalen Stromausfall, oder wenn eine Störspitze oder eine Wellenform-Verzerrung in dem Wechselspannungsnetz auftritt, die ein Trennen des Energienetzes von der Last erforderlich macht), eine Lichtbogenbildung, ein Haften oder sogar ein Verschweißen der mechanischen Relaiskontakte auftreten, weil sie in einem Versuch, die Last von dem Energienetz zu trennen, rasch geöffnet werden, während sie Strom führen.
Bei einem UVS-System, bei dem der Inverter nicht dauernd läuft, um der Last Energie zuzuführen, ist die Fähigkeit, einen Ausfall der Versorgungs-Wechselspannung schnell und genau zu detektieren, ohne einen unnötigen Einsatz der UVS zu verursachen, ein wichtiger Gesichtspunkt. Im allgemeinen ist es wünschenswert, daß die UVS Stromausfälle in einem Bruchteil einer 60-Hz Halbwelle detektieren kann, so daß die UVS in derselben Halbwelle, in der der Spannungsverlust von der Wechselspannungs-Energieversorgung entdeckt wurde, so geschaltet werden kann, daß sie der Last Energie zuführt. Ein adaptives System zum Entdecken von Stromausfällen in UVS- Systemen ist in EP-A-0.416.569 beschrieben, auf der der einleitende Teil von Anspruch 1 basiert. Das in jener Patentanmeldung offenbarte System erzeugt adaptiv eine Referenz-Wellenform, mit der die gegenwärtige Wellenform der Wechselspannungs-Energieversorgung in einem Mikroprozessor verglichen wird. Die Referenz-Wellenform ist eine Zusammensetzung aus Daten aus einer Reihe von vorhergegangenen Wellenform-Zyklen, die sich mit einer relativ langsamen Geschwindigkeit verändert, so daß eine kleine Änderung in der Spannungs-Wellenform, die einen Fehler anzeigt, entdeckt wird, während sich die Referenz trotzdem an systematische Verzerrungen der Netzspannung anpassen kann, die von einer reinen Sinuswelle abweichen, aber keinen Netzspannungsausfall anzeigen, so daß ein unnötiges Schalten der UVS vermieden wird.
Gemäß der Erfindung wird eine unterbrechungsfreie Stromversorgung geschaffen, die an ihren Eingangsanschlüssen mit Wechselstrom-Netzleitungen und an ihren Ausgangsanschlüssen mit einer Last verbindbar ist, umfassend:
(a) eine Hilfs-Energieversorgungsbatterie;
(b) einen Stromversorgungspfad von den Eingangsanschlüssen zu den Ausgangsanschlüssen, um normalerweise Energie von einem mit den Eingangsanschlüssen verbundenen Wechselspannungsnetz einer mit den Ausgangsanschlüssen verbundenen Last zuzuführen;
(c) Mittel, die auf Steuersignale reagieren, um die Energiezuführung durch den Stromversorgungspfad von den Wechselstrom-Netzleitungen zu der Last zu unterbrechen und um wahlweisen Wechselstrom von der Batterie an den Stromversorgungspfad und von dort an die Last zuzuführen;
(d) Steuermittel zum Bereitstellen von Steuersignalen auf das Eintreten eines Stromausfalls bei den Wechselstrom-Netzleitungen hin an die auf Steuersignale reagierenden Mittel, um zu bewirken, daß die Energieversorgung für die Last von dem Wechselstromnetz auf die Batterie umgestellt wird, wobei die Steuermittel umfassen:
(i) Mittel zum Abtasten der Spannung an den Wechselstrom-Netzleitungen an den Eingangsanschlüssen in periodischen Zeitabständen und zum Bereitstellen digitaler Ausgangsdaten, die dem abgetasteten Einganssignal entsprechen; und
(ii) Mittel, die die dem abgetasteten Wechselstrom-Netzleitungssignal entsprechenden digitalen Daten empfangen und zu ausgewählten Abtastzeiten während der Periode des Wechselstromleitungssignals eine Referenz-Wellenform erzeugen, wobei jeder Referenzwert zu jedem Abtastzeitpunkt einen selektiv gewichteten Durchschnitt von Abtastwerten des gegenwärtig abgetasteten Zyklus der Wechselstrom-Wellenform und vorhergehender Zyklen der Netzwechselspannung enthält,
dadurch gekennzeichnet, daß das Steuermittel weiterhin umfaßt:
(iii) Mittel zum Bereitstellen von den Referenz-Wellenformdaten entsprechenden digitalen Daten, die in Frequenz und Phase mit der Netzwechselspannung synchronisiert sind;
(iv) einen Digital-Analog-Konverter, der die digitalen Referenz-Wellenform-Daten empfängt, um daraus ein entsprechende analoges Referenz-Wellenform-Signal (VREF) zu erzeugen;
(v) Mittel zum Bereitstellen eines selektiven relativen Scalings der Größen der Netzwechselspannung (VL) und des analogen Referenz-Wellenform-Signals, um ein selektiertes Größentoleranzband zwischen dem Referenzsignal und dem Wechselstrom-Netzleitungssignal zu schaffen; und
(vi) einen Komparator, der das skalierte Wechselstrom-Eingangssignal und das Referenz- Wellenformsignal empfängt und ein Ausgangssignal erzeugt, das einen Stromausfall anzeigt, wenn der Unterschied in den Eingangssignalen größer ist als das gewählte Eingangstoleranzband.
Die erfindungsgemäße zusätzliche, unterbrechungsfreie Stromversorgung kann unter normalen Bedingungen in dem Wechselspannungsnetz eine im wesentlichen direkte und wirkungsvolle Verbindung der Wechselspannungs-Netzleitung mit der kritischen Last bereitstellen, so daß im normalen Betrieb relativ wenig Energie durch die zusätzlichen Stromversorgung selbst verbraucht wird. Ein Stromausfall im Wechselspannungsnetz wird von der zusätzlichen Stromversorgung schnell und genau entdeckt, die die Wechselspannungs-Netzleitungen rasch von der Last trennt und der Last mit ausreichender Geschwindigkeit aus einer Gleichspannungsquelle, etwa einer Batterie, gewonnene Wechselspannungsenergie zuführt, so daß die Last keine Unterbrechung der Energiezufuhr sieht. Die Stromversorgung einer kritischen Last, etwa eines Computers, wird somit nicht unterbrochen, so daß Daten verloren gehen oder der Betrieb während des Umschaltens von Netz-Wechselspannung auf zusätzliche Energie sonst unterbrochen wird. Typischerweise werden die Übergänge von Netzspannung zu zusätzlicher Energie in einem Bruchteil des Zyklus der 60 Hz-Wechselspannung erreicht.
Die zusätzliche Stromversorgung kann einen Haupttransformator umfassen, dessen Sekundärseite zwischen die Leitungen geschaltet ist, die den Stromversorgungspfad durch die zusätzliche Stromversorgung bilden, und dessen Primärseite mit einem Inverter verbunden ist, dem Energie aus einer Speicherquelle, etwa einer Batterie, zugeführt wird. Ein Relais und ein statischer Schalter, wobei letzterer aus Halbleiterschaltern, etwa SCRs (Thyristoren) gebildet ist, kann in Reihe zwischen die Eingangseinschlüsse der zusätzlichen Energieversorgung und den Transformator geschaltet sein. Während der normalen Zuführung von Wechselspannung an die Last aus den Netzleitungen, sind die Relaiskontakte des Relais und die statischen Schaltvorrichtungen beide geschlossen, um eine direkte Verbindung der Energie zur Last zu bilden. Beim Entdecken eines Netzspannungsausfalls wird der statische Schalter rasch ausgeschaltet, in einem Bruchteil eines Zyklus der 60 Hz-Wechselspannung, und der Inverter wird angeschaltet, um der Last Energie zuzuführen. Wo SCRs (Thyristoren) als Schaltvorrichtungen eingesetzt werden, wird der Inverter betrieben, um durch den Haupttransformator eine Umpolspannung bereitzustellen, um die SCRs (Thyristoren) zwangsweise umzupolen, und dadurch die Isolierung des Inverters von den Netzspannungsleitungen sicherzustellen. Das Abschalten der SCRs (Thyristoren) und das Anschalten des Inverters wird in einer sehr kurzen Zeitspanne durchgeführt, so daß während des Umschaltens keine oder nur eine sehr geringe Veränderung in der Wellenform der Ausgangsspannung beobachtet werden kann. Mögliche Schalttransienten können durch einen Tiefpaßfilter in dem Strompfad zu der Last weiter minimiert werden. Nachdem der statische Schalter geöffnet ist, werden die Kontakte des Relais geöffnet, ohne daß Strom durch sie fließt, um durch einen offenen Stromkreis eine Isolation der Eingangsanschlüsse der zusätzlichen Stromversorgung gegen die Last zu schaffen.
Eine rasche Entdeckung eines Netzspannungsausfalles kann durch eine Mikroprozessor- Steuerung erleichtert werden, welche die Eingangsspannung überwacht und eine aus einem historischen Durchschnitt vorheriger Eingangszyklen zusammengesetzte Referenz-Wellenform erzeugt. Die Referenz-Wellenform wird durch einen Digital-Analog-Konverter einem analogen Komparator zugeführt, der das Wechselspannungs-Eingangssignal mit der Referenzspannung vergleicht, wobei letztere durch den mit dem eingehenden Wechselspannungssignal phasensynchronisierten Mikroprozessor ausgelesen wird. Zwischen dem eingehenden Wechselspannungssignal und der Referenz ist ein wählbarer Offset vorgesehen, um ein Toleranzband zu definieren, in dem Abweichungen der Wechselspannungs-Eingangswellenform von der Norm keinen Betrieb der zusätzlichen Spannungsversorgung auslösen. Das Toleranzband ist vorzugsweise in der Nähe der Nulldurchgänge der Wellenform am breitesten, um ein unnötiges Auslösen eines Umschaltens auf Hilfsenergie zu vermeiden.
Die durch den Mikroprozessor erzeugte Referenzspannung wird vorzugsweise auch während des Inverterbetriebes verwendet, um eine Referenz für eine Impulsbreitenmodulation (IBM) zu schaffen, wobei die Schaltvorrichtungen des Inverters so betrieben werden, daß sie der Primärseite des Transformators die gewünschten IBM-Impulse zuführen, und die Spannung an der Sekundärseite wird der Last durch geeignete Tiefpaßfilterung so zugeführt, daß der Last im wesentlichen eine sinusförmige Ausgangsspannungs-Wellenform zugeführt wird. Die Referenz- Wellenform wird vorzugsweise bezüglich des Lastfaktors der Last kompensiert, und die Schaltvorrichtungen des (z. B. H-Brücken-) Inverters werden überwacht, um sicherzustellen, daß der durch die Schaltvorrichtungen (z. B. Leistungs-FETs) geführte Strom eine gewählte Grenze nicht überschreitet. Eine bevorzugte H-Brücken-Konstruktion beinhaltet mehrfache Schaltvorrichtungen in jedem Arm der Brücke, wobei die oberen Arme weniger parallel geschaltete Schaltvorrichtungen aufweisen als die unteren Arme, und wobei die unteren Arme so betrieben werden, daß sie während Perioden zwischen den Impulsen der von dem Inverter erzeugten IBM-Wellenform einen Freilauf von Strom durch die unteren Schalter erlauben. Auf diese Weise werden die Lastzyklen der einzelnen FETs in der Brücke im wesentlichen ausgeglichen, so daß alle Vorrichtungen ungefähr gleich belastet werden.
Durch das Verwenden eines Haupttransformators, der einen oder mehrere Zwischenabgriffe aufweist, und eines in den Stromversorgungspfad zwischen dem statischen Schalter und dem Transformator geschalteten Verstärkungsrelais kann die zusätzliche Stromversorgung unter Bedingungen mit niedriger Spannung, die einen Spannungseinbruch, aber keinen vollständigen Stormausfall anzeigen, zum Verstärken der der Last zugeführten Spannung betrieben werden. Das Versorgungssystem trennt die Last kurzzeitig von den Wechselspannungsleitungen, führt der Last Energie von dem Inverter zu, schaltet das Verstärkungsrelais, um es mit einem Zwischenabgriff des Transformators zu verbinden, und schaltet danach den Inverter ab und verbindet die Wechselspannungsleitungen wieder. Die Verbindung der Wechselspannung mit einem Zwischenabgriff des Haupttransformators führt zu einer erhöhten Spannung, die über die volle Sekundärwicklung des Transformators bereitgestellt wird, wie sie der Last zugeführt wird, während der Transformator so eigentlich als Spartransformator arbeitet. Auf diese Weise kann die an die Last angelegte Spannung trotz Abfällen in der Netzspannung relativ konstant gehalten werden. Wenn das Netz zu relativ normalen Wechselspannungs-Niveaus zurückkehrt, kann das Verfahren umgekehrt werden, d. h. durch Öffnen des statischen Schalters zum Trennen der Wechselspannungs-Netzleitungen von der Last, Zuführen von Energie an die Last von dem Inverter, Wechseln der Position der Kontakte in dem Verstärkungsrelais zurück in ihre normale Position, Abschalten des Inverters und danach Schließen des statischen Schalters, um die Spannung der Netzleitungen wieder mit der Last zu verbinden. Weil das Schalten zwischen Netz- und Inverterenergie schnell und ohne eine Verzerrung der Ausgangs-Wellenform erfolgt, sieht die Last eine im wesentlichen konstante Wellenform der Ausgangsspannung.
Bei der Erfindung werden der Haupttransformator und der Inverter vom H-Brückentyp vorzugsweise verwendet, um ein Laden der Batterie während der normalen Zufuhr von Wechselspannung aus dem Netz vorzusehen. Unter normalen Bedingungen funktioniert die Sekundärseite des Haupttransformators als Primärseite, um auf der mit dem Inverter verbundenen Transformatorwicklung eine Ausgangsspannung bereitzustellen. Die intrinsischen Dioden der Schaltvorrichtungen in den unteren Armen der H-Brücke werden als Gleichrichter verwendet, die zwei Arme eines Vollbrücken-Gleichrichters bilden, der mit einer Seite der Transformatorwicklung und mit Gleichrichtern, die über eine Hauptladevorrichtung für die Batterie mit der anderen Seite der Transformatorwicklung verbunden sind, verbunden ist. Der Hauptlader umfaßt vorzugsweise eine Verstärkungssteuerung, die dazu dient, die Ausgangsspannung von den Gleichrichtern auf das gewünschten Spannungsniveau zu verstärken, das nötig ist, um die Batterie zu laden.
Ein weiteres bevorzugtes Merkmal des zusätzlichen Stromversorgungssystems ist das Vorsehen von mehrfachen Ausgängen, mit denen mehrere Stromverbraucher verbunden werden können. Zum Beispiel kann die zusätzliche Stromversorgung Energie getrennt einem Computer und seinen Peripheriegräten, etwa Druckern, Bildröhren, Laufwerken etc. zuführen. Die erfindungsgemäße Stromversorgung kann so betrieben werden, daß der mit einem Hauptausgang verbundene Verbraucher das Ein- und Ausschalten des Stromes für die anderen Ausgänge steuert, z. B. das Ausschalten des Hauptcomputers durch den Benutzer zum Ausschalten des Stromes für die Peripheriegeräte führt. Dies wird durch Überwachen des dem Hauptausgang zugeführten Stromes und Schließen von Relais in mit den abhängigen Ausgängen verbundenen Leitungen erreicht, solange Strom zu dem Hauptausgang fließt. Wenn der Stromfluß zu dem Hauptausgang unterbrochen wird, werden die Relaiskontakte an den abhängigen Ausgängen geöffnet, um die Stromzufuhr zu den mit den abhängigen Ausgängen verbundenen Zusatzgeräten zu unterbrechen.
Eine Hauptsteuerung überwacht die Eingangsspannung des Systems, den Ausgangsstom und die verschiedenen Systemzustände der Stromversorgung. Die Steuerung, die einen Mikrocomputer oder Mikroprozessor einsetzen kann, steuert den Betrieb des Systems, um ein schnelles Entdecken von Stromausfällen, ein koordiniertes Anschalten des Inverters zum Zuführen von Energie an die Last, und das Wiederverbinden der Energie mit der Last beim Wiederaufbau der Wechselspannungsversorgung wie auch das Steuern der anderen Systemfunktionen auf effiziente und preiswerte Weise.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten, nicht einschränkenden Beschreibung klar, die unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen gegeben wird.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen zusätzlichen, unterbrechungsfreien Stromversorgungssystems;
Fig. 2 ein vereinfachtes schematisches Diagramm der elektrischen Strompfade durch das erfindungsgemäße zusätzliche, unterbrechungsfreie Stromversorgungssystem;
Fig. 3 einen Graphen, der den Vergleich der Netzspannungs-Wellenformen mit einer Referenz-Wellenform darstellt;
Fig. 4 einen Graphen, der weiter die Bildung der Referenz-Wellenform und den Vergleich mit der Netzspannungs-Wellenform unter verschiedenen Betriebsbedingungen darstellt;
Fig. 5 ein schematisches Schaltbild der Schaltung zum Detektieren eines Netzausfalls in dem zusätzlichen Stromversorgungssystem;
Fig. 6 ein schematisches Schaltbild eines Bereiches der Steuerung der Erfindung, das die Impulsbreitenmodulations- und Kompensationsschaltung zeigt;
Fig. 7 Graphen, die die Bildung der Spannungs-Referenzwellenform für den Impulsbreitenmodulator unter verschiedenen Systemzuständen zeigen, insbesondere einer Last mit vorauseilendem Lastfaktor;
Fig. 8 Graphen, die die Wellenformen im System zeigen, einschließlich des Erzeugens der Spannungs-Referenzwellenform für die Impulsbreitenmodulation, insbesondere für eine Last mit verzerrendem Lastfaktor;
Fig. 9 ein schematisches Schaltbild des Netzleitungsrelais und des statischen Schalters und der zugeordneten Steuerschaltung;
Fig. 10 ein Blockdiagremm, das die Steuerbauteile für die statischen Schalter in dem H- Brücken-Inverter zeigt;
Fig. 11 Graphen, die Zeitdiagramme für das An- und Ausschalten der verschiedenen Schalter in der Inverterbrücke zeigen;
Fig. 12 ein schematisches Schaltbild der Impulsbreitenmodulationsschaltung, die die Länge der Impuls-Einschaltdauter der Schaltvorrichtungen der Brücke bestimmt;
Fig. 13 ein schematisches Schaltbild, das den Inverter, die Treiber und den Stromführungs- Begrenzungsschaltkreis zeigt, der den durch die Schaltvorrichtungen des Inverters fließenden Strom überwacht und bestimmt, wenn ein Stromüberlastungs-Zustand auftritt;
Fig. 14 einen beispielhaften Anschlußplan, der Verbindungen von verschiedenen Signalen mit einem beispielhaften Mikrocomputer zeigt, der in der Steuerung der Erfindung verwendet werden kann;
Fig. 15 einen Graphen, der Übergänge zwischen verschiedenen Systemzuständen bei der Erfindung zeigt;
Fig. 16 ein schematisches Schaltbild, das anschaulich Verbindungen zwischen einem bevorzugten Mikroprozessor und einem beispielhaften progammierbaren Logik-Array zeigt, das für die Impulsbreitenmodulation und die Steuerung der statischen Schalter verwendet wird;
Fig. 17 ein Zustands-Flußdiagramm, das die Zustandsübergänge in dem zusätzlichen Stromversorgungssystem unter verschiedenen Bedingungen darstellt;
Fig. 18 ein schematisches Schaltbild, das den Impulsbreitenmodulations-Zeitkonstanten-Referenz-Rücksetzungsschaltkreis zeigt;
Fig. 19 eine Tabelle, die beispielhafte Steuergleichungen für den Betrieb eines bevorzugten programmierbaren Logik-Array-Bausteines gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 20 ein schematisches Schaltbild des automatischen Lasterkennungs-Schaltkreises, der in dem erfindungsgemäßen zusätzlichen Stromversorgungssystem verwendet werden kann;
Fig. 21 ein schematisches Schaltbild, das die automatische Lasterkennungs-Schaltung zeigt, die den automatischen Lastschaltkreis aus Fig. 20 steuert;
Fig. 22 ein schematisches Schaltbild eines Hauptbatterieladerschaltkreises, der in dem erfindungsgemäßen zusätzlichen Stromversorgungssystem verwendet werden kann.
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ist bei 30 in Figur 1 allgemein ein Blockdiagramm gezeigt, das einen Überblick über das erfindungsgemäße zusätzliche, unterbrechungsfreie Stromversorgungs-System schafft. Dieses Blockdiagramm ist etwas vereinfacht und abstrahiert, um die hauptsächlichen Funktionseinheiten des Systems und ihre Verbindung zueinander bestmöglich darzustellen. Es sollte auf die nachfolgenden Beschreibungen der Funktionseinheiten Bezug genommen werden, um die tatsächliche Wirkungsweise des Systems zu bestimmen. Wechselspannung wird an Eingangsanschlüssen, etwa einem Eingangsstecker 31, von den Leitungen einer Wechselspannungsversorgung (z. B. von Netzeitungen) aufgenommen, und diese Wechselspannung wird durch eine Schaltung 32 zur Unterdrückung von elektromagnetischer Interferenz (EMI) und Überspannung gefiltert. Die gefilterte Wechselspannung wird auf einem Stromversorgungspfad 33 nacheinander durch ein Kontaktrelais 34, einen statischen Schalter 35, ein Verstärkungsrelais 36 und einem Ausgangsfilter 38 Wechselspannungs-Ausgangsanschlüssen 40 zugeführt, mit denen die kritische Last, beispielweise ein Computer, verbunden ist. Wie weiter unten beschrieben wird, können zusätzliche abhängige Wechselspannungsausgänge 42 durch einen automatischen Laststeuerschaltkreis 43 Energie von dem Ausgangsfilter 38 erhalten. Die Funktionen jeder dieser Komponenten werden weiter unten dargelegt.
Während der normalen Zuführung von Wechselspannung an die Eingangsanschlüsse 31 der Stromversorgung sind der Relaiskontakt 34 und der statische Schalter 35 geschlossen, wodurch sie für einen elektrischen Durchgang durch sie sorgen und auf dem Stromversorgungspfad durch den Ausgangsfilter 38 den Ausgangsanschlüssen, den Ausgängen 40 und 42, Wechselspannung zuführen. Wie weiter unten erläutert wird, arbeitet das Verstärkungsrelais 36 unter Bedingungen mit niedriger Netz-Wechselspannung, wenn die Wechselspannung nicht völlig ausgefallen ist, aber keine ausreichend hohe Ausgangsspannung zur Verfügung stellt (ein Zustand eines Spannungseinbruchs), mit dem Haupttransformator 44 zusammen, um mitzuhelfen, die den Wechselspannungs-Ausgangsanschlüssen zugeführte Ausgangsspannung zu erhöhen. Wenn der Strom von dem Wechselspannungsnetz ausfällt, wird ein Inverter 46 angeschaltet, und dem Inverter wird auf einem Gleichspannungsbus 48 Gleichspannungsenergie von einer zusätzlichen Energiequelle 47 zugeführt. Der Inverter liefert Wechselspannung an die Primärseite des Transformators 44, der dann die Ausgangsenergie auf der Ausgangsleitung 37 zur Verfügung stellt. Der Tiefpaß-Ausgangsfilter 38 filtert jegliche Schalttransienten heraus, so daß die Ausgangswellenform gleichmäßig und während des Umschaltens von Netzspannung auf den Inverter und wieder zurück unverzerrt ist. Um ein Rückfließen von Energie von dem Haupttransformator 44 in die ausgefallene Wechselspannungsversorgung zu verhindern, wird zuerst der statische Schalter 35 abgeschaltet, um den Stromfluß durch ihn zu unterbrechen, bevor der Inverter der Last Energie zuführt, und dann wird der Relaiskontakt 34 geöffnet, um eine galvanische Trennung des Transformators 44 von der Wechselspannungsversorgung zu schaffen.
Die Batterie 47 (z. B. eine 24V-Speicherbatterie) wird vorzugsweise auf zwei Arten geladen: Erstens durch von dem Transformator 44 gelieferte Energie, wobei dessen Sekundärseite nun als Primärseite wirkt und durch einen Hauptlader 49 Energie aus der Leitung 37 abzieht, die beispielsweise durch eine Diode 50 gleichgerichtet und der Batterie 47 zugeführt wird, und zweitens von der Wechselspannungsversorgung durch einen Leitungsüberwachsungs-Transformator 53, gleichgerichtet durch einen Gleichrichter 54 und dem Eingang des Hauptladers 49 zugeführt.
Der Leitungsüberwacher 53 überwacht die Spannung von der Wechselspannungsversorgung nach dem Passieren des EMI-Filters und des Überspannungsschutzes 32, um eine Bestimmung dessen zu ermöglichen, wann die Wechselspannungsversorgung vollständig ausgefallen ist oder wann ihre Spannung von normalen Spannungsniveaus abgefallen ist. Das Signal von dem Leitungsüberwacher 53 wird einer in Fig. 1 inerhalb der mit 56 bezeichneten gestrichelten Linien dargestellten Systemsteuerung zugeführt. Die Steuerung 56 empfängt auch ein Signal von einem mit den Ausgangsleitungen 39 verbundenen Stromtransformator 57, um die Steuerung mit Information zu versorgen, die den von der zusätzlichen Stromversorgung 30 den Energieverbrauchern zugeführten Strom anzeigt.
Die Steuerung 56 arbeitet, um den Zustand des Systems zu überwachen und seine verschiedenen Bauteile in Reaktion auf Systemzustände zu steuern. Zusätzlich zu dem Leitungsüberwacher 53 und dem Stromtransformator 57 wird ein Batterieüberwacher 61 eingesetzt, um die Spannung der Batterie 47 zu überwachen und der Steuerung 56 ein den Zustand der Batterie anzeigendes Signal zuzuführen. Die Steuerung 56 umfaßt einen Meß- und Überwachungsschaltkreis 62, der die Signale von dem Batterieüberwacher 61 und dem Leitungsüberwacher 53 empfängt, einen Stromsignal-Verarbeitungsschaltkreis 64, der das Signal von dem Stromumformer 57 empfängt, ein Mikroprozessorsystem 66 mit zugeordnetem Speicher und Eingabe- und Ausgabebausteinen, das die Signale von dem Überwachungsschaltkreis 62 und von einem Netzausfall-Detektionsschaltkreis 68 empfängt und auf Leitungen 69 dem Relaiskontakt 34, auf einer Leitung 70 dem statischen Schalter 35, auf einer Leitung 71 einem Verstärkungs- Steuerungsschaltkreis 72, der auf einer Leitung 73 dem Verstärkungsrelais 36 ein Treibersignal zuführt, auf Leitungen 74 dem automatischen Lastschaltkreis 43, und auf Leitungen 75 einem Wellenform-Referenzerzeugungsschaltkreis 76 Steuersignale zuführt. Der Mikroprozessor 66 kann auf Eingangs- und Ausgangsleitungen 77 mit Anzeige- und Steuerschaltkreisen 80 (z. B. LED- Anzeigen und einer Tastatur mit entsprechenden Steuer- und Treiberschaltungen), die eine Kommunikation mit dem Anwender ermöglichen, sowie durch Kommunikationsanschlüsse 81 mit Peripherieeinrichtungen kommunizieren. Das Ausgangssignal von dem Stromumformer 57 wird auch auf einer Leitung 83 dem Meß- und Überwachungsschaltkreis 62 zugeführt, der sein Signal dem Mikroprozessor auf einer Leitung 63 zuführt. Der Ausgang des Meß- und Überwachungsschaltkreises 62 wird auf einer Leitung 85 auch dem Referenz-Erzeugungsschaltkreis 76 zugeführt. Der Ausgang des Referenz-Erzeugungsschaltkreises 76, der weiter unten beschrieben wird, wird einem Referenz-Kompensationsschaltkreis 94 zugeführt, der wiederum ein Signal an einen Impulsbreitenmodulator 87 sendet, der einem programmierbaren Logikschaltkreis (PEEL) 90 Signale zuführt, der dem Inverter 46 auf Leitungen 91 Antriebssignale zuführt. Die PEEL-Logik 90 empfängt auf einer Leitung 92 auch ein Signal von dem Netzausfall-Erkennungsschaltkreis 68. Der Ausgang des Referenz-Erzeugungsschaltkreises 76 wird dem Netzausfall-Erkennungsschaltkreis 68 und einem Referenz-Kompensationsschaltkreis 94 zugeführt, der den Ausgang des Stromsignal-Verarbeitungsschaltkreises 64 empfängt.
Wie in Fig. 1 auch gezeigt, empfängt eine interne Stromversorgung 95 Energie von der Batterie 47 oder den die Batterie mit Energie versorgenden Ladern, und stellt die von den arbeitenden Bauteilen des Systems 30 benötigten verschiedenen Spannungsniveaus zur Verfügung.
Das Vorstehende schafft einen anschaulichen Überblick über die haupsächlichen Funktionseinheiten der Stromversorgung 30 und ihre Verbindung untereinander. Diese Einheiten werden nachstehend in näheren Einzelheiten beschrieben.
In Fig. 2 ist ein etwas vereinfachtes schematisches Schaltbild der Hauptbauteile in dem Stromlaufpfad des zusätzlichen, unterbrechungsfreien Stromversorgungssystems 30 gezeigt. Die Eingangsanschlüsse 31 des Systems 30 umfassen eine Phasenleitung 100, eine Nulleitung 101 und eine Erdungsleitung 102, die so ausgebildet ist, daß sie mit der Erdung der Wechselspannungsversorgung verbunden werden kann. Der Überspannungs-Unterdrückungs- und -schutzschaltkreis 32 umfaßt eine Sicherung 103 und zwischen die Phasenleitung 100 und die Erdungsleitung 102 sowie zwischen die Phasenleitung 100 und die Nulleitung 101 geschaltete Varistoren 104 und 105. Die Leitung 102 ist auch vorzugsweise mit der Chassismasse verbunden. Eine Hauptsicherung 103 ist in die Phasenleitung 100 geschaltet. Die Energie zwischen den Leitungen 100 und 101 wird dem Spannungsüberwachungs-Transformator 53 zugeführt, der durch eine Sicherung 108 geschützt ist. Das Leitungsrelais 34 besteht vorzugsweise aus einem oberen Relaiskontakt 111 und einem unteren Relaiskontakt 112, so daß beide Leitungen 100 und 101 von dem Rest der zusätzlichen Stromversorgung 30 getrennt sind, wenn das Relais 34 geöffnet ist. Die Ausgangsenergie von dem Relais 34 wird durch einen zwischen die Leitungen 100 und 101 geschalteten Kondensator 113 und durch zwischen die Leitungen 100 und 101 und die Masse geschaltete Kondensatoren 114 und 115 gefiltert, um hofrequentes Rauschen und beim Öffnen oder Schliesen der Relais beteiligte Transienten herauszufiltern.
Der statische Schalter 35 besteht vorzugsweise aus zwei steuerbaren Halbleiterschaltvorrichtungen, die in Fig. 2 beispielhaft als SCRs (Thyristoren) 117 und 118 dargestellt sind, deren Gates mit einer Treiberschaltung 120 für den statischen Schalter verbunden sind. Der Ausgang des statischen Schalters 35 wird dem Relaiskontakt 122 des Verstärkungsrelais 36 zugeführt. Wenn sich der Relaiskontakt 122 in der unteren Position befindet, wie in Fig. 2 gezeigt, wird Energie einem Zwischenabgriff an dem Haupttransformator 44 zugeführt, um eine Spartransformator-Verstärkungsfunktion zu schaffen, was zu einer erhöhten Ausgangsspannung zwischen den Ausgangsanschlüssen 123 und 124 der Sekundärseite 125 des Transformators führt, um einen Abfall in der von der Stromversorgung den Eingangsanschlüssen 31 zugeführten Spannung auszugleichen. Obwohl in Fig. 2 nur ein einziger Abgriff gezeigt ist, kann das Verstärkungsrelais 36 mehrere unabhängig schaltbare Relaiskontakte aufweisen, um mehrfache Abgriffsverbindungen mit der Sekundärseite 125 an verschiedenen Punkten in der Sekundärwicklung zu schaffen, um so eine Wahl der Stärke der durch den Transformator zur Verfügung gestellten Spannungsverstärkung zu ermöglichen.
Der Tiefpaß-Ausgangsfilter 38 umfaßt eine in Reihe in die obere Ausgangsleitung 39a geschaltete Filterinduktivität 128 und einen Kondensator 129 sowie einen Varistor 130, die zwischen die Ausgangsleitungen 39a und 39b geschaltet sind. Dieser Filter filtert die hochfrequenten Anteile der von dem Inverter bereitgestellten impulsbreitenmodulierten Wellenform heraus. Er dient auch wirksam dazu, eine ausreichende Energiespeicherung zu bieten, vor allem in dem Kondensator 129, um die Kontinuität der Ausgangsspannungs-Wellenform zwischen dem ausschaltenden Nulldurchgang des statischen Schalters und dem Anschalten des Inverters sicherzustellen.
Der Inverter 46 umfaßt vorzugsweise einen H-Brücken-Inverter wie in Fig. 2 gezeigt, bei dem vier Schaltvorrichtungen 132-135 in einer Brückenanordnung verschaltet sind, der auf der Gleichspannungs-Busleitung 48 Energie von der Batterie 47 aufnimmt und sie über eine Masseleitung 137 zurückführt, während die Ausgangsspannung des Konverters mit zu der Primärseite 126 des Transformators 44 führenden Ausgangsleitungen 139 und 140 verbunden ist.
Die Schaltvorrichtungen 132-135 sind vorzugsweise Leistungs-FETs, die intrinische Bypass- Dioden 141-144 aufweisen können, wie in Fig. 2 dargestellt ist. Die intrinsischen Dioden 143 und 144 der MOSFETs 134 und 135 arbeiten mit Dioden 147 und 148 in dem Batterielader 49 zusammen, wobei die Dioden 147 und 148 auch mit den zur Primärseite 126 des Transformators führenden Leitungen 139 und 140 verbunden sind. Während des normalen Betriebes, bei dem Wechselspannung von den Wechselspannungs-Netzleitungen verfügbar ist, wirkt die Primärwicklung 126 als Sekundärwicklung und stellt gegenüber der zwischen den Anschlüssen 123 und 124 des Transformators verfügbaren Spannung herabgesetzte Spannung zur Verfügung. Diese herabgesetzte Spannung wird durch die Dioden 147 und 148 während abwechselnder Halbwellen gleichgerichtet und wird durch einen aus einem parallelen Kondensator 150 und einer in Reihe geschalteten Induktivität 151 bestehenden Filter, durch eine Schottkydiode 152 und von dort in eine Leitung 153 geführt, die mit der Gleichspannungs-Busleitung 48 verbunden ist. Wenn der Inverter 46 nicht arbeitet, sind die Schaltvorrichtungen 132-135 ausgeschaltet und die intrinsischen Dioden 141 und 142 mit negativer Vorspannung beaufschlagt. Strom fließt von dem Batterielader 49 über eine Leitung 153 zu dem Bus 48 und durch Schutzsicherungen 154 zu der Batterie 47 (die wie gezeigt aus zwei in Reihe geschalteten 12V-Batterien bestehen kann), zu der Masseleitung 137, und wird von der Masseleitung durch die intrinsischen Dioden 143 oder 144 der MOSFETs 134 und 135 entweder zurück zu der Leitung 139 oder der Leitung 140 geführt. Somit wirken die Dioden 147, 148, 143 und 144 gemeinsam als Brückngleichrichter, um die Spannung auf den Leitungen 139 und 140 vollständig gleichzurichten und sie der Batterie 47 zuzuführen. Eine nachstehend genauer beschriebene Verstärkungssteuerung 135 ist beispielhaft als mit der Basis eines Transistors 156 verbunden dargestellt, der zwischen den Ausgang der Induktivität 151 und die Masse geschaltet ist, um eine Regelung der Verstärkungssteuerung der der Batterie zugeführten Spannung zu schaffen, wie weiter unten erklärt wird. Der zwischen die Busleitung 48 und die Masse geschaltete Kondensator 158 dient dazu, die Spitzen in der Spannung auf der Leitung 48 herauszufiltern, so daß der Batterie 47 ein relativ glattes Ladegleichspannungs-Niveau zugeführt wird.
Die Steuerung 56 führt das Überwachen des Zustandes der zusätzlichen, unterbrechungsfreien Stromversorgung 30 und die Steuerung ihrer verschiedenen Komponenten durch, um ihre Ziele zu erreichen. Die Wirkungsweise des Systems 30 unter der Steuerung durch die Steuerung 56 wird nachstehend beschrieben.

Stromausfallerkennung

Ein Verfahren zum Erkennen von Stromausfall, das in UVS-Systemen eingesetzt worden ist, tastet die Eingangsspannung der Wecheselspannungsleitung ab (z. B. 32 mal pro Halbwelle) und vergleicht die Abtastwerte mit in dem Speicher eines Mikroprozessors gespeicherten Referenzwerten. Die Referenzwerte stellen sich selbst nach, indem neue Abtastwerte verwendet werden, um die Referenz durch eine Mittelwerttechnik fortlaufend anzupassen. Auf diese Weise verursachen Eingangsspannungen, die stationäre periodische Störungen aufweisen, kein übermäßiges Schalten zwischen Netz- und Batterieenergie. Der Vergleich zwischen der abgetasteten Netzspannung und der Referenz ermöglicht eine relativ schnelle Entdeckung von sich schnell ändernden Bedingungen in der Netzspannung. Für sich langsamer ändernde Störungen, die wegen der Referenzanpassung unentdeckt bleiben würden, wird ein berechneter Wert der effektiven Netzspannung mit einer festgelegten Referenz verglichen.
Bei der Erfindung ist die Netzausfallerkennung vorzugsweise sehr schnell, so daß das System innerhalb eines Bruchteiles eines Zyklus' nach dem Zeitpunkt eines Netzausfalles darauf umgeschaltet werden kann, Energie von der Batterie durch den Inverter zur Verfügung zu stellen. Das System weist vorzugsweise drei Modi zur Netzausfallerkennung auf: 1) schnelle Detektion von Netzspannungsverlust für unterbrechungsfreien Betrieb, 2) Detektion von anhaltenden Netzspannungsausfällen, die das Eingreifen des Mikroprozessors erfordern, und 3) Entdeckung von Effektivwert-Niveaus, die unterhalb der Spannungseinbruchschwelle liegen.
Der erste Modus, die schnelle Erkennung, wird normalerweise in einer Schaltung außerhalb des Mikroprozessors 66 durchgeführt. Das Entdecken eines Netzausfallzustandes und die Aktion des Systems zum Umschalten von Netzenergie auf zusätzliche Energie findet sehr schnell statt, z. B. innerhalb von 10µs nach der Entdeckung des Ausfalls. Fig. 5 ist ein schematisches Schaltbild der Schaltungen, die mit dem Mikroprozessor 66 zusammenarbeiten, um die Netzausfallerkennung durchzuführen.
Die Netzspannung wird über den Transformator 53 abgefühlt. Das Spannungssignal von der Sekundärseite dieses Transformators wird durch mehrere Pfade geschickt. Einer dieser Pfade ist ein Vollwellengleichrichter 59, der aus Dioden 161-164 besteht und auf einer Leitung 165 Gleichspannung für eine Erhaltungsladung und auch ein Gleichspannungssignal für das Abführen eines Netzausfalls liefert. Diese Funktionen werden weiter unten erläutert. Andere Pfade sind Halbwellengleichrichterschaltungen durch Dioden 166 und 167, die dazu dienen, auf Leitungen 169 bzw. 170 Informationen über die Größe und Polarität der Netzleitungs-Spannung an den Mikroprozessor 66 zu liefern. Jede Halbwellengleichrichterschaltung besteht aus einer Anzahl von anderen Bauteilen. In der obersten Schaltung skalieren Widerstände 172 und 173 die Sekundärspannung, eine Diode 174 klammert Überspannungen aus, um den Mikroprozessoreingang zu schützen, und ein Kondensator 175 dämpft sehr hochfrequente Störungen, die für die Detektion nicht bedeutsam sind. Ähnliche Bauteile in der Gleichrichterschaltung für die untere Halbwelle sind Widerstände 177 und 178, eine Diode 179 und ein Kondensator 180. Der Mikroprozessor 66 wandelt die analogen, gleichgerichteten Halbwellensignale auf den Leitungen 169 und 170 zu Digitalsignalen um, die verarbeitet werden, um eine Spannungsreferenz zu bilden und den Durchschnittswert der Eingangsspannung zu berechnen. Die Spannungsreferenz wird als Zusammensetzung aus gegenwärtigen und früheren Abtastwerten gebildet, so daß sie sich unterschiedlichen Netzzuständen anpaßt. Der Effektiv- oder Durchschnittswert wird sowohl für Meßzwecke als auch zum Erkennen sich langsam ändernder Netzstörungen verwendet.
Die Sekundärseite des Transformators 53 ist über Widerstände 183 und 184 auch mit den Eingängen eines Komparators 182 verbunden. Diese Schaltung verwendet die nicht gleichgerichtete Spannung von dem Transformator, um eine Rechteckwelle zu bilden, die zur Bestimmung der Netzfrequenz und zur Synchronisation verwendet wird. Widerstände 186 und 187 bilden zusammen mit einem Kondensator 188 einen positiven Rückkopplungsschaltkreis. Der Widerstand 187 schafft eine 1%ige Hysterese für jeden beliebigen Eingangszustand zu jedem beliebigen Zeitpunkt. Der Widerstand 186 und der Kondensator 188 ergeben einen größeren Betrag von Hysterese unmittelbar nachdem sich der Ausgangszustand des Komparators ändert; ihr Effekt verschwindet nach einigen Millisekunden. Diese Schaltung weist mehrfache Nulldurchgänge zurück, die durch Verzerrungen und Rauschen verursacht werden können. Ein Widerstand 190 ist zwischen die Ausgangsleitung 191 des Komparators und eine 5V-Versorgung geschaltet und wirkt als Puli-up-Widerstand, um den Komparator-Ausgang als logischen 5V-Level festzulegen. Das Ausgangssignal von dem Komparator 182 ist über die Leitung 191 mit einem (in Fig. 5 nicht gezeigten) digitalen Anschlußpin des Mikroprozessors 66 verbunden. Das Signal auf der Leitung 191 wird für eine Vielzahl von Zwecken verwendet, aber in erster Linie wird es als Eingangssignal für einen digitalen Phase-Locked-Loop (PLL) in dem Mikroprozessor verwendet. Die Referenzbildung und die Referenzpolarität werden alle zu diesem Signal synchronisiert, und die Netzfrequenz wird aus diesem Signal bestimmt.
Ein Komparator 194 wird für die schnelle Netzausfallerkennung eingesetzt. Die unidirektionale Spannungs-Referenzwellenform VREF (gebildet wie nachstehend beschrieben) wird auf einer Leitung 195 über einen Widerstand 197 einem Eingang des Komparators 194 zugeführt. Die Referenz wird aus dem Ausgang eines (in Fig. 5 nicht gezeigten) Digital-Analog-Konverters gewonnen und besteht aus einer vollwellen-gleichgerichteten Kopie des historischen Durchschnitts der Netzspannung, wie durch den in Fig. 4 mit 200 bezeichneten Graphen dargestellt. Die tatsächliche vollwellen-gleichgerichtete unidirektionale Netzspannung VL ist über einen aus Widerständen 204 und 205 bestehenden Spannungsteiler und einen Widerstand 207 mit dem positiven Eingang des Komparators 194 verbunden. Der positive Eingang ist durch einen Widerstand 210 auch mit der Masse verbunden. Für statische Netzzustände sollten die Signale "VREF", die vollwellengleichgerichtete Eingangsspannung, und "VL" ungefähr gleich sein. An den Eingängen des Komparators 194 werden diese Signale jedoch modifiziert, um ein Toleranzband für die Netzausfallerkennung zu liefern, so daß der Zusatnd des Netzausfallsignales LF sorgfältig überwacht werden kann. Die Signalmodifikationen umfassen einen Widerstand 208, der einen durch Anlegen einer Vorspannung an das Netzspannungssignal einen Offset am Eingang zu dem Komparator 194 erzeugt. Weil das Netzspannungssignal "VL" einen Scheitel wert von nominell z.B. 3,3 V aufweist, ist der Effekt dieser Vorspannung an den Nulldurchgängen stärker betont, wo es wünschenswert ist, die Detektion weniger empfindlich zu machen. Ein Widerstand 209 ist um den Komparator 194 geschaltet, um eine positive Rückkopplung zu schaffen, und dient dazu die Netzausfallerkennung weniger empfindlich zu machen, wenn das Netzspannungssignal normal ist, und das akzeptable Toleranzband enger zu machen, wenn versucht wird, von Batterieenergie zu Netzenergie zurückzukehren, wenn die Netz-Wechselspannung zurückkehrt.
Die Arbeitsweise der Komparatorschaltung wird durch die Graphen der Referenz- und Eingangswellenformen in den Figs. 3 und 4 dargestellt. Fig. 3 zeigt den Effekt des das Leitungs-Delta (die zulässige Toleranz zwischen der Referenz und der Netzspannung) modifizierenden Widerstandes 208 als Funktion des Phasenwinkels. Man beachte, daß die Referenzspannung VREF in Fig. 3 durch eine kontinuierliche Wellenform dargestellt ist, während sie tatsächlich eine abgetreppte Wellenform aufweist, wie bei 200 in Fig. 4 dargestellt. Fig. 4 zeigt den zusammengesetzten Einfluß der Widerstände 208 und 209. Unter Netzausfallbedingungen (LF=0) wird das +- Eingangssignal des Komparators, in Fig. 4 bei 212 dargestellt, leicht oberhalb der Netzspannung gehalten, nachdem sie zum Normalzustand zurückkehrt und bevor das Netzausfallsignal LF zurückgesetzt wird. Dies ist eine etwas fiktive Situation, weil im allgemeinen diese Situation für eine kurze Zeitdauer vorliegen würde. Nachdem der Netzausfall beseitigt ist, bewirkt der Widerstand 209 mit dem V+-Signal wie bei 213 dargestellt, daß die Differenz zwischen den beiden Eingängen des Komparators größer wird, um ein vernünftiges Letungs-Delta-Toleranzband aufzubauen.
Es gibt andere Signale, die die Eingangssignale des Komparators beeinflussen können. Eines davon ist das Signal "HD" (hohes Delta) von dem Mikroprozessor. Bestimmte Anwendungen, etwa der Betrieb mit einem kleinen Generator als Wechselspannungs-Energieversorgung, können ein größeres Netz-Delta-Signal auf einer Leitung 214 erfordern, und dieser Zustand kann durch den Mikroprozessor gewählt werden. Ein HD auf dem Niveau "low" auf der Leitung 214 bringt den Referenzeingang an dem Komparator dazu, durch eine Diode 215 und einen Widerstand 216 abgesenkt zu werden. Der Referenzeingang kann auch für eine kurze Zeit mittels des Signals "GP" (Schutzimpuls) an einer Leitung 218 von dem Mikroprozessor angehoben werden. Dieses Signal ist nur wirksam, wenn LF=0, und es hindert das System daran, bei Nulldurchgängen der Referenzspannung von Batterieenergie auf Netz-Wechselspannung zurückzuschalten. Sogar ein "toter" Netzspannungseingang kann bei Nulldurchgängen normal aussehen. Die Breite des Schutzimpulses ist etwas vergrößert, da er für eine weitere Funktion verwendet wird, die weiter unten erläutert wird. Der Schutzimpuls muß jedoch breit genug sein, um die Effekte von am Systemeingang quer zu den Leitungen geschalteten Kondensatoren zu maskieren, wo die Ausfallbedingung eine offene Leitung ist. Eine beispielhafte Impulsbreite für den Schutzimpuls sind 2.2 bis 2.5 ms, und sie ist grob um den Nulldurchgang zentiert. Der Schutzimpuls wird von dem Mikroprozessor erzeugt und dem Refrenzeingang des Komparators 194 zugeführt, wenn durch das niedrige LF-Signal ein Transistor 220 durchgeschaltet wird. Eine Diode 222 stellt dem Transistorschalter die Möglichkeit der umgekehrten Blockierung zur Verfügung. Ein Komparator 224 dient als nichtinvertierender Puffer und Niveauübersetzer, und der Ausgang des Komparators 224 auf einer Leitung 232 bildet das Netzausfallsignal LF. Bestimmte optionale Bauteile (ein Widerstand 224 und ein Kondensator 225) würden in dem Fall verwendet, daß eine garantierte kleinste Betriebsdauer mit Batteriespeisung gewünscht ist. Dies ist nicht nötig oder sinnvoll, wenn gewünscht ist, daß das System interaktiv auf einer Basis von kleiner einem Zyklus arbeitet, so daß der Batteriebetrieb so kurz wie möglich sein kann. Widerstände 226 und 227 bilden einen Spannungsteiler, der eine Schwelle am positiven Eingang des Puffer-Komparators 224 schafft. Ein Widerstand 228 fügt Hysterese hinzu, so daß die Ausgangszustände des Komparators 224 vollständig definiert sind. Ein Widerstand 230 ist ein Pull-up-Widerstand, der den Ausgang des Komparators 224 auf das logische 5V-Niveau hochzieht. Der Ausgang des Komparators 224 stellt das Netzausfallsignal LF zur Verfügung, das über einen Widerstand 231 an die Basis des Transistors 220 angelegt wird.

Spannungsreferenzbildung

Das Verfahren zum Abfühlen der Netzspannung wurde im Abschnitt über die Netzausfalldetektion beschrieben. Das Folgende bezieht sich auf die Weise, wie das Netzspannungs-Signal in dem Mikroprozessor verarbeitet wird, um eine Spannungsreferenz zu bilden. Dieses Referenzsignal kann zur schnellen Netzausfallentdeckung und auch als Referenz für die Impulsbreitenmodulation (IBM) des Inverters während des Batteriebetriebes verwendet werden.
Wie oben bemerkt, sind die halbwellen-gleichgerichteten, positive und negative Polarität auf den Leitungen 169 und 170 darstellenden Netzspannungssignale mit A/D-Anschlußpins AN 0 bzw. AN 1 des Mikroprozessors 66 verbunden, wie in Fig. 6 gezeigt. Diese analogen Signale werden 16 mal pro Halbwelle abgetastet. Während des Netzbetriebes werden die Referenzabtastwerte ständig angepaßt, indem in ihre Bildung die neuen Abtastwerte der Netzspannung eingerechnet werden. Z. B. kann der gespeicherte Wert für eine gegebene Anzahl von Abtastwerten angeglichen werden, indem man 3/4 des gespeicherten Wertes nimmt und 1/4 des gegenwärtigen Abtastwertes dazuaddiert. Dies kann für jeden der 32 Abtastwerte in einem Zyklus auf zeitkohärente Weise erfolgen. Die Zeitkohärenz wird durch einen digitalen Phase-Locked-Loop in dem Mikroprozessor aufrechterhalten, der das zuvor beschriebene Signal LINE FREQ als Eingang verwendet und das Ausgangssignal REF POL erzeugt. Ein bevorzugtes Verfahren zum Ermitteln des Durchschnittswertes ist in der weiter oben erwähnten EP-A-0.416.569 beschrieben.
Das Netzausfall-Signal LF von Leitung 232 aus Fig. 5 ist mit dem Anschlußpin PF3 des Mikroprozessors 66 verbunden. Wenn dieses Signal über eine einstellbaren Zahl von Störimpulsen hinaus auf niedrigem Niveau bleiben sollte, oder wenn der berechnete Effektivwert der Eingangsspannung unter eine ausgewählte Einbruchschwelle fällt, wird die Referenzspannung mit Werten aus Speicher in dem Mikroprozessor anstelle aus dem Netz angeglichen. Die gespeicherten Werte in einem externen ROM des Prozessors 66 sind sinusförmig mit einem 120 Volt entsprechenden Effektiv-Ausgangswert. Wenn der Netzausfall beseitigt ist und detektiert wird, daß der Netzeingang einen richtigen Effektivwert aufweist, wird die Referenz wieder durch Abtastwerte vom Netz bestimmt. Wegen des angewendeten Verfahrens zum Bilden des Durchschnitts ergibt sich ein allmählicher Übergang der Referenz-Wellenform von einer Quelle für Eingangsdaten zur anderen. Umgekehrt fährt das System vorzugsweise noch eine kurze Zeit lang damit fort, mit Inverterenergie zu arbeiten, wenn die Netzspannung wiederhergestellt ist, während der Abtastwerte der Netzspannung verwendet werden, um die Referenzwellenform anzugleichen und die Phase der Referenz an die eingehende Wechselspannungs-Wellenform zu koppeln, bevor von Inverter- zu Wechselspannung-Netzenergie umgeschaltet wird.
Fig. 6 zeigt die hauptsächliche, mit der Referenzbildung zusammenhängende Schaltung. Die digital erzeugten Referenzdaten werden über einen Digital-Analog-(D/A-)Konverter 235, der eine schnelle 8-bit Stromausgabevorrichtung ist, in ein analoges Signal umgewandelt. Der Mikroprozessor 66 gibt die in Phase und Frequenz durch den Phase-Locked-Loop mit der eingehenden Wechselspannungs-Netzenergie synchronisierten digitalen Referenz-Wellenform-Daten aus. Komplementäre Stromausgänge sind an den Pins 4 und 2 des Konverters 235 verfügbar. Ein Operationsverstärker 237 wandelt das Stromsignal in eine analoge Spannnungsreferenz an einer Ausgangsleitung 238 um, die mit der Leitung 195 von Fig. 5 verbunden ist. Die nominelle Größe der Spannungsreferenz VREF weist einen Spitzenwert von 3.28 Volt auf.
Um bei Systemen mit niedrigen Leistungswerten Kosten zu sparen, ist es möglich, Die Verwendung eines Ausgangsspannungs-Abfühl-Transformators zu umgehen und den Hauptenergietransformator 44 für diesen Zweck zu verwenden. Weil der Transformator während des Inverterbetriebes beträchtlichen Strom führt, können die Spannungsabfälle über die Primär- und Sekundärwicklungswiderstände beträchtlich sein. Daher geben die Abnahmepunkte an der Inverterwicklung 126 die Größe der Ausgangsspannung nicht für alle Lastströme genau wieder. Um diesen Effekt auszugleichen, muß das Spannungs-Referenzsignal mit einem anderen Signal kompensiert werden, das dem Laststrom proportional ist. Der obere Teil der Schaltung in Fig. 6 erreicht diese Funktion.
Der Ausgangsstrom wird mittels des Stromtransformators 57 abgefühlt. Widerstände 240 und 241 bilden einen Lastwiderstand, der das Stromsignal des Stromtransformators in eine Spannung umwandelt. Ein Operationsverstärker 242 verstärkt dieses Signal auf ein verwendbares Niveau (Gain 90) und entfernt hochfrequentes Rauschen über einen Rückkopplungskondensator 244. Das verstärkte Signal wird durch zwei Halbwellen-Gleichrichterschaltungen weiter verarbeitet. Ein Operationsverstärker 246, in Verbindung mit einer Diode 247, zieht die positive Halbwelle des Stromsignals bei Verstärkung 1 heraus. Ein Operationsverstärker 248 bildet in Verbindung mit Dioden 250 und 251 und Widerständen 252 und 253 einen invertierenden Halbwellengleichrichter mit Verstärkung 1 für die negative Halbwelle des Stromsignals. Die Diode 251 klammert den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 248 während der positiven Halbwelle des Eingangs an seinen Ausgang, so daß übermäßige Schwingungen des Ausgangs vermieden werden. Dioden 254 und 255 sind Klammern, die die Ausgänge der Gleichrichter auf 5V begrenzen. Kondensatoren 257 und 258 dienen dazu, Rauschen zu vermindern. Widerstände 259 und 260 dienen dem Pulldown des Ausgangs, wenn die Ausgangsdioden 247 bzw. 250 sich im Sperrzustand befinden.
Die gleichgerichteten Stromsignale laufen über mehrere Pfade. Diese Signale sind mit "IO+" und "IO-" bezeichnet und werden sowohl in den analogen Schaltungen als auch in dem Mikroprozessor verwendet. Diese Stromsignale werden verwendet, um die Spannungsreferenz in den Analogschaltungen zu modifizieren.
Die Signale IO+ und IO- werden über Summierwiderstände 262 und 263 am nichtinvertierenden Eingang eines Verstärkers 264 zu der Referenzspannung hinzuaddiert. Die Menge des zu der Spannungsreferenz addierten Stromsignales kann im Design durch Spezifizieren der Werte der Widerstände 265, 262 und 263 eingestellt werden. Eine bestimmte Menge von Abweichung der Ausgangsspannung ist aufgrund von Bauteiltoleranzen möglich. Mit einem Stromsignal Null ist der Spannungsgewinn des Verstärkers 264 1, d. h. VREF=VREF*, wobei VREF* der Ausgang des Verstärkers 264 auf einer Leitung 268 ist. Bei Stromsignalen in Phase mit VREF ist VREF* > VREF.
Es müssen jedoch für plötzlichen Strom mit umgekehrter Polarität, wie er etwa durch Lasten mit verschiebendem Lastfaktor verursacht werden kann, andere Vorkehrungen getroffen werden. Für diese Situation ist es nötig, von der Referenz zu subtrahieren, weil nun die momentane Richtung der Energie von der Last zum Inverter ist. Um diese Steuerfunktion zu erreichen, werden die Signale IO+ und IO- über Widerstände 270 und 271 bzw. Widerstände 273 und 274 in den invertierenden Eingang des Verstärkers 264 eingegeben. Shunt-Schalter 276 und 277 werden an den Widerstandsverbindungen angeordnet, so daß die Subtraktion von der Referenz gesteuert werden kann. Auch ist die Summe der Widerstandswerte, d. h. die Widerstände 270 plus 271 oder 273 plus 274 eineinhalb mal die der strommaddierenden Widerstände 262 und 263. Auf diese Weise wird das Summieren am nichtinvertierenden Knoten während des erforderlichen Subtrahierens am invertierenden Knoten kompensiert.
Wenn das Referenz-Polaritätssignal REFPOL von dem Mikroprozessor auf einer Leitung 279 auf einem ersten Niveau liegt, wird eine positive Polarität von VREF angezeigt, und auf dem zweiten Niveau von REFPOL wird eine negative Polarität von VREF angezeigt. Beide Halbwellen von VREF und VREF* haben dieselbe Polarität. Daher bringt REFPOL auf einem ersten Niveau den Schalter 276 dazu zu leiten, wodurch IO+ nicht von der Referenz subtrahieren kann. Ein Schalter 280 wird als Inverter verwendet und ist so konfiguriert, daß ein niedriges Niveau von REFPOL den Schalter 277 dazu bringt zu leiten. Auf diese Weise subtrahiert IO- während der Zeit, in der REFPOL "low" ist, nicht von VREF. Wenn jedoch IO+ für REFPOL=0 größer 0 ist, oder wenn IO- für REFPOL=1 > 0 ist, dann wird VREF entsprechend verringert.
Zusammenfassend:
wenn REFPOL=1: VREF*VREF+R(IO+)-R(IO-); und
wenn REFPOL=0: VREF*=VREF-R(IO+)+R(IO-).
Verschiedene System-Wellenformen, die diese Funktion illustrieren, sind in Fig. 7 für eine Last mit vorauseilendem Lastfaktor gezeigt. Dieses Beispiel ist etwas übertrieben, so daß die Funktion deutlich sichtbar wird. Man beachte, daß VREF* einen negativen Bereich aufweist, der einen kleinen Anteil von Spannungsverzerrung verursachen würde und von dem in Fig. 6 gezeigten IBM-Komparator 392 ignoriert wird.
Fig. 8 zeigt die Wellenformen für ein ähnliches Verfahren der Spannungsreferenzbildung für eine Last mit verzerendem Lastfaktor. In dieser Situation ist die Referenzkompensation wegen der schnellen Antwort ziemlich wirkungsvoll. Es sollte angemerkt werden, daß VREF immer noch für die Detektion des Netzausfalls verwendet wird, während VREF* die Referenz für die Impulsbreitenmodulation des Inverters ist.

Inverter-kommutierter Betrieb des statischen Schalters

Es kann zu katastrophalen Folgen führen, wenn die SCRs (Thyristoren) 117 und 118 des statischen Schalters weiter leiten, wenn die Phasen- und Masseleiter des Wechselstromnetzes kurzgeschlossen werden. Überall außer in der Nähe der Nulldurchgangspunkte der Netzspannung schaltet sich der Inverter in einer Polarität ein, die so ist, daß der leitende SCR (Thyristor) umgepolt wird. Dies verhindert katastrophale Folgen, aufgrund unerwünschten Leitens der SCRs (Thyristoren). In der Nähe der Nulldurchgangspunkte ergibt sich ein Problem, weil das System einen Magnetisierungsstrom des Invertertransformators aufweist, der von der Versorgungsleitung durch den statischen Schalter in den Invertertransformator fließt. Das System weist einen Magnetisierungsstrom des Invertertransformators auf, der von der Versorgungsleitung durch den statischen Schalter 35 fließt. Der Magnetisierungsstrom eilt der Netzspannung nach und wird zu einem Problem, wenn in der Nähe des Nulldurchgangs der Versorgungsleitung (innerhalb ungefähr einer Millisekunde) eine kurzgeschlossene Leitung auftritt. Selbst kleine Werte des Magnetisierungsstromes neigen unter einer dieser Bedingungen dazu, die SCRs (Thyristoren) des statischen Schalters leitend zu halten.
Darüberhhinaus hängt das von dem Mikroprozessor erzeugte Referenzsignal in Phase und Frequenz von der Netzfrequenz ab. Der Mikroprozessor 66 erzeugt ein Referenz-Wellenformsignal < pol> für die Impulsbreitenmodulations-Schaltung, das die Polarität der Ausgangsspannung der Inverterbrücke bestimmt, und dieses Signal stimmt mit dem normalen Spannung-Polaritätspunkt überein, der aufgetreten wäre, wenn die Leitung nicht kurzgeschlossen wäre. Weil der Magnetisierungsstrom nacheilt, erhält er seine Polarität über den Punkt hinaus aufrecht, an dem der Druchgangspunkt gewesen wäre, wodurch der kritische SCR (Thyristor) leitend gehalten wird. Der Inverter kehrt jedoch seine Polarität basierend auf der phasenverriegelten Referenz um, so daß der Inverter in einer Polarität EINschaltet, die einen großen Strom in Richtung des Magnetisierungsstromes fördert. Dies zwingt den Thyristor zu stärkerer Leitung, und infolgedessen würde der Inverter nun versuchen, Energie einem mehr oder weniger direkten Kurzschluß von seinem Ausgang zu der kurzgeschlossenen Versorgungsleitung zuzuführen.
Bei dem vorliegenden System benötigt der Betrieb der (weiter unten beschriebenen) PEEL 90 die Synthese eines "Schutzimpuls"-Signals < gp> durch den Mikroprozessor, das ungefähr um den Nulldurchgangspunkt der Netzspannung zentriert ist. Genauer ist dieser Schutzimpuls ein mit dem Nulldurchgangspunkt der Netzspannung zusammenfallendes logisches Niveausignal. Der Schutzimpuls definiert eine "Gefahrenzone" auf jeder Seite des Nulldurchgangspunktes, wo es wahrscheinlich ist, daß die oben beschriebenen katastrophalen Bedingungen auftreten. Wenn an der PEEL 90 das Signal < !lfault> erscheint, führt die PEEL ihren normalen Übergang vom Zustand EIN 010 des statischen Schalters zum anfänglichen unsynchronisierten Inverter-Energieimpulszustand 011. Dies ist in Fig. 17 dargestellt und wird weiter unten beschrieben. Wenn der Netzausfall während der Anwesenheit von < gp> auftritt, kehrt die PEEL 90 die Polarität des normalen Energieimpulses um, so daß der SCR (Thyristor), der vorher durch den relativ kleinen Magnetisierungsstrom leitend gehalten war, zwangsweise umgepolt wird; der statische Schalter wird dadurch abrupt ausgeschaltet.
Anders als bei dem mit dem Zustand 011 (siehe Fig. 17) verbundenen variablen Leistungsimpuls, der auftritt, wenn ein Netzausfall außerhalb des Schutzimpulses entdeckt wird, wird garantiert, daß der Umpolimpuls 52 µs dauert - ein vollständiger Inverterzyklus. Diese volle Impulsbreite ist nötig, um das Umpolen des SCRs (Thyristors) sicherzustellen. Dies wird erreicht, indem man den Übergang in den Zustand 011 verzögert, bis das Signal < !pwmfreq> erscheint, das die Einleitung der nächsten Inverterperiode anzeigt. Weil der Zustandsübergang vom Zustand 011 nur bis zum nächsten Auftreten von < !pwmfreq> erfolgen kann, wird der Umpolimpuls dazu gezwungen, genau einen Inverterzyklus lang zu sein - 52 µs. Die Verzögerung im Übergang vom Zustand 010 in den Zustand 011 könnte auch 52 µs lang sein, aber dies ist unbedeutend, weil es nur in der Nähe des Nulldurchgangspunktes erfolgt, wo die Abgabe von Volt x Ampere klein ist.
Nachdem der Umpolimpuls abgegeben wurde, schaltet die PEEL-Zustandsmaschine in den Ausgangszustand des Inverterzyklus, 000 weiter und nimmt den normalen, synchronen Impulsbreitenmodulationsbetrieb wieder auf. Falls der Netzausfall außerhalb des Auftretens des Schutzimpulses auftritt, wird der Inverter-Energieimpuls sofort in einer Polarität ausgegeben, die mit der nachfolgenden, pulsbreitenmoduliert synchronisierten Inverterausgabe, die mit dem Referenzsignal phasenkohärent ist, übereinstimmt. Das heißt, in den Zustand 011 wird ohne Verzögerung eingetreten, so daß der Energieimpuls sofort ausgegeben wird. Seine Dauer kann von 0 bis 52 µs betragen, wobei die Impulsdauern durch die IBM-Schaltung bestimmt werden. Egal ob das Einschalten inner- oder außerhalb des Schutzimpulses erfolgt, es ergeben sich sanfte Übergänge.
Die Einschaltsignale für den statischen Schalter von der PEEL 90 werden, wie in Fig. 9 gezeigt, auf einer Leitung 290 dem Pin 17 eines Leistungstreibers 291 zugeführt. Die Leistungstreiberschaltung 291 führt auf einer Leitung 293 über einen Widerstand 294 der Primärseite eines Schalttransformators 296 ein Treibersignal für den statischen Schalter zu. Eine Sekundärseite 298 des Transformators 296 ist so angeschlossen, daß sie den Treiberimpuls dem Gate des SCRs (Thyristors) 117 zuführt, und die andere Sekundärseite 300 ist so angeschlossen, daß sie den Treiberimpuls dem Gate des SCRs (Thyristors) 118 zuführt.
Der Treiber 291 führt auch auf einer Leitung 302 der Relaisspule 303 des Verstärkungsrelais 36 ein Ausgangssignal zu. Wenn sich der Schalter 122 des Relais 36 in seiner in Fig. 9 gezeigten, normalerweise geschlossenen Position befindet, wird die Eingangsenergie auf einer Leitung 305 der vollen Primärseite des Transformators 44 zugeführt, während die Energie, wenn das Relais betätigt wird, um den Schalter 122 in seine andere Position zu bewegen, auf einer Leitung 306 einem Zwischenabgriff 307 der Primärseite 125 des Transformators 44 zugeführt wird. Bei dieser Konfiguration arbeitet der Transformator 44 als Spartransformator, um zwischen der Masseleitung 39 und der Leitung 305, die mit der anderen Ausgangsleitung 39 verbunden ist, ein verstärktes Ausgangssignal zur Verfügung zu stellen.
Das Leitungsrelais 34 ermöglicht die vollständige galvanische Trennung der Stromleitungen 100 von dem Inverterausgang. Der Treiber 291 wird auch verwendet, um auf einer Leitung 310 einem Steuerschaltkreis 311 ein Ausgangs-Treibersignal zuzuführen, um der Spule 313 des Leitungsrelais 34 Antriebsenergie zuzuführen, wodurch die Relaiskontakte 111 und 112 während des normalen Betriebes in ihre geschlossene Position bewegt werden.

Betrieb des Leitungsrelais

Das Schalten des Leitungsrelais 34 wird mit dem Schalten des statischen Schalters 35 koordiniert, um eine robuste Ein-Ausschaltsteuerung zu erreichen, die Redundanzanforderungen sowie IEC-Forderungen nach einer Kontakttrennung von 3mm erfüllt, um den Inverter der zusätzlichen Stromversorgung 30 von seinem Eingangsanschluß 31 zu trennen, ohne ein Umschalten mit hoher Geschwindigkeit zu behindern. Der Betrieb des Relais 34 erlaubt ein kostengünstiges, statisches Schalten mit hoher Geschwindigkeit bei einer robusten Einschaltstrom-Tragfähigkeit, zweipoliger Luftspaltisolation und Schutz vor gefährlichen Spannungen am Eingangsstecker 31, selbst wenn ein Fehler des statischen Schalters und ein zusätzlicher beliebiger Fehler vorliegt. Wenn die Eingangsnetzspannung erstmals an die Eingangsanschlüsse 100 und 101 angelegt wird, befinden sich sowohl der statische Schalter 35 als auch das zweipolige Leitungsrelais 34 in offenem Zustand. Die Energie wird dann der Spule 313 zugeführt, um das Leitungsrelais mit Energie zu versorgen, wodurch an den zu diesem Zeitpunkt noch offenen (nicht leitenden) statischen SCR- (Thyristor-) Schalter 35 Netzspannung angelegt wird. Nach einer kurzen Verzögerung werden die SCRs (Thyristoren) 117 und 118 des statischen Schalters durch hochfrequente Gate- Impulse getriggert, wodurch zwischen die Ausgangs-Phasen- und Nullanschlüsse geschalteten Lasten Energie zugeführt wird.
Wenn Inverterbetrieb gewünscht wird, werden die Triggersignale für den statischen Schalter unterdrückt, und die SCRs (Thyristoren) 117 und 118 werden durch Umpolen zwangsweise ausgeschaltet, wie vorstehend beschrieben, wodurch ein Rückfluß von Inverterenergie in die Netzleitung verhindert wird, wonach die Leitungsrelaisschalter 111 und 112 geöffnet werden.
Während beider oben beschriebenen Betriebsabläufe wird das Leitungsrelais 34 immer "trocken", geschaltet, d. h. es wird immer bei geöffnetem statischem Schalter geöffnet oder geschlossen, so daß während der Schaltzeit kein Strom durch das Leitungsrelais geführt wird.
Die SCRs (Thyristoren) 117 und 118 des statischen Schalters 35 sind so ausgewählt, daß sie einen hohen I²t-Wert aufweisen, an den die I²t-Clearing-Charakteristik der Eingangssicherung 103 angepaßt ist. Somit schützt die Sicherung 103 die SCRs (Thyristoren) 117 und 118 des statischen Schalters vor übermäßigen Ausgangsstromspitzen und Überlastung. Der robuste statische SCR- (Thyristor-) Schalter handhabt hoch belastende Lastsstrompitzen und Anforderungen an den Ausgangsstrom, und der "trockene" Schaltmodus des Relaisbetriebs verlängert die Lebensdauer der Relaiskontakte und verhindert ein Ankleben oder -schweißen der Kontakte, das andernfalls wegen Schaltens unter hochbelastendem Strom auftreten könnte.
Die Sicherheitsstandards für elektrische Einrichtungen erfordern normalerweise, daß unterbrechungsfreie Stromversorgungssysteme mit einem Rückflußschutz versehen sein sollten, um zu verhindern, daß während der Unterbrechung der Netzeingangsspannung an den Wechselspannungs-Eingangsklemmen der Einrichtung die Gefahr eines elektrischen Schlages besteht. Dieser Rückflußschutz wird unter Verwendung einer Vorrichtung mit Luftspalt-Kontakten, etwa einem elektromechanischen Relais gefordert, um der Gefahr eines elektrischen Schlages vorzubeugen.
In UVS-Systemen, die nur elektromechanische Relais zum Schaffen der Isolation der Inverterenergie von den Wechselspannungs-Eingangsklemmen aufweisen, müssen die Relais den hochbelastenden Einschaltstrom aushalten und in der Lage sein, zu öffnen und zu schließen, während sie Laststrom führen. Die relativ langsame Funktionsweise der elektromechanischen Leitungsrelais führt zu einer bedeutsamen "Totzeit" zwischen 2 und 6 Millisekunden, während derer die Energiezufuhr zu der Last der UVS unterbrochen werden kann, wenn die Energiezufuhr zu der Last von dem Wechselspannungsnetz auf den Inverter und wieder zurück umgeschaltet wird. Während dieser Schaltvorgänge muß das elektromechanische Relais Hochstrom-Schaltbelastungen aushalten, die zum Haften der Kontakte und zu verschweißten Kontakten führen können.
Das Schalten des Leitungsrelais unter Mikroprozessorsteuerung wird auf die folgende Weise erreicht, wie besonders in Fig. 9 dargestellt. Anfangs wird Netzspannung den Eingangsanschlüssen 100 und 101 zugeführt. Ein (in Fig. 9 nicht gezeigter) Steuerschalter 96 an der Rückwand wird geschlossen, wodurch der internen Stromversorgung 95 Energie zugeführt wird, die der Schaltung aus Fig. 9 die Speisespannungen zuführt (z. B. +24V und +5V). Die Steuersignale an die Gates der Inverterschalter 134 und 135 werden auf Leitungen 315 und 316 durch Dioden 317 bzw. 318 einem gemeinsamen Knoten 320 zugeführt. Ein Widerstand 319 ist zwischen die logische Spannung +5V und den Knoten 320 geschaltet, um am Knoten 320 eine Spannung mit einem logischen Standardniveau zur Verfügung zu stellen, wenn die Dioden 317 und 318 beide sperren. Die Spannung am Knoten 320 wird über einen Widerstand 321 und einer Diode 322 dem Gate eines FET 324 und durch eine Diode 325 dem Gate eines FET 326 zugeführt. Ein Widerstand 330 ist an einem Knoten 331 mit der Leitung 310 verbunden, wobei die FETs 324 und 326 zwischen der Spule 313 und dem Knoten 331 in Reihe miteinander verbunden sind. Der Mikroprozesssor führt dann vorzugsweise anfängliche Testroutinen z. B. an dem Inverter, der Batterie und der Netzleitung durch. Wenn diese Routinen annehmbare Ergebnisse liefern, werden die Gatesteuersignale auf den Leitungen 315 und 316 von dem Inverter "high" gesetzt, und die FETs 324 und 326 werden eingeschaltet, wodurch das LINERLY-Signal von der Leitung 310 an die Spule 313 geleitet wird, um dieser Energie zuzuführen und die Relaiskontakte 111 und 112 des Leitungsrelais 34 zu schließen. Das Signal SSON auf der Leitung 290 von der PEEL 90, eine hochfrequente Impulsfolge, wird dann durch den Treiber 291 invertiert, wie auch das Signal SSDRIVE auf Leitung 293, um über die Anschlüsse des Transformators 296 hochfrequente Triggersignale an die Gates der SCRs (Thyristoren) 117 und 118 bereitzustellen. Jeder der SCRs (Thyristoren) 117 und 118 wird in einer Hälfte der Eingangswellenform positiv vorgespannt und schaltet ein, sobald der Triggerimpuls an dem Gate des SCR (Thyristors) empfangen wird. Jeder der SCRs (Thyristoren) wird auf ähnliche Weise ausgeschaltet, wenn sich die Polarität der Eingangswellenform umkehrt und den SCR (Thyristor) negativ vorspannt. Somit wird die Vollwellenenergie der Leitung 106 durch den statischen Schalter 35 der Ausgangsleitung 39 zugeführt.
Wenn ein Stromausfall auftritt, wird der statische Schalter 35 auf die oben beschriebene Weise durch Umpolen ausgeschaltet, das Treibersignal SSDRIVE für den statischen Schalter wird unterbrochen und das Einschalten des Inverters bewirkt, daß sich die Signale auf den Leitungen 315 und 316 ändern, jetzt "low" treiben, was schließlich die FETs 324 und 326 abschaltet, die Energiezufuhr zur Relaisspule 313 unterbricht und die Kontakte 111 und 112 öffnet. Das Öffnen des Leitungsrelais erfolgt jedoch nicht unmittelbar nach Beginn des Invertrerbetriebes, weil in der Zeit, in der das Leitungsrelais geschlossen ist, ein Kondensator 323 aufgeladen wird, der sich durch den Widerstand 47 entlädt, was eine gesteuerte Verzögerung zwischen dem Einschalten des Inverters und dem Öffnen der Schalter 111 und 112 des Leitungsrelais ermöglicht. Zu dem Zeitpunkt, wenn die Schalter 111 und 112 geöffnet sind, sind die statischen Schalter 117 und 118 wie oben beschrieben umgepolt worden und beide ausgeschaltet, so daß zu diesem Zeitpuknt kein Strom durch das Relais fließt.
Wenn der Zustand des Stromausfalls vorbei ist, wird der Inverter abgeschaltet, wodurch beide Leitungen 315 und 316 "high" geschaltet, die FETs 324 und 326 eingeschaltet werden, und der Leitung 310 erlaubt wird, die Spule 313 mit Energie zu versorgen, um die Relaiskontakte 111 und 112 zu schließen. Danach wird das Signal SSDRIVE zum Treiben des statischen Schalters angelegt, um die SCRs (Thyristoren) 117 und 118 zu öffnen, um der Energie zu ermöglichen, von dem Wechselspannungsnetz zu der Last zu fließen.
Sollte ein Spannungseinbrich auftreten, d. h. eine Verringerung der Eingangs-Netzspannung unter den normalen Wert, wird der statische Schalter 35 geöffnet und das System geht in die Inverterbetriebsart über, um den Ausgangsleitungen 39 Energie von dem Inverter zuzuführen. Es wird dann auf einer Leitung 302 ein Signal zur Verfügung gestellt, um die Verstärker-Relaisspule 303 mit Energie zu versorgen, um den Schalter 122 des Relais 36 mit dem Zwischenabgriff 307 des Transformators zu verbinden, der Inverter wird abgeschaltet und das System wieder auf Netzwechselstrom umgeschaltet, indem die SCRs (Thyristoren) 117 und 118 aktiviert werden, wordurch der Last im wesentlichen kontinuierliche, unterbrechungsfreie Energie zugeführt wird.

Inverterbetrieb

Eine bevorzugte Invertertopologie für die zusätzliche, unterbrechungsfreie Stromversorgung 30 it eine impulsbreitenmodulierte H-Brücken-Konfiguration mit 19.2 kHz wie in Fig. 2, in vereinfachter Form in Fig. 10 und in einem schematischen Schaltbild in Fig. 13 gezeigt.
Der Inverter verwendet eine Batterie 47 mit relativ niedriger Spannung, z. B. 24 V (zwei 12V-Batterien), als seine Energiequelle. Eine Seite der Primärwicklung 26 des Invertertransformators 44 ist mit der Schaltvorrichtung 133 und/oder der Schaltvorrichtung 135 verbunden, während die andere mit der Schaltvorrichtung 132 und/oder der Schaltvorrichtung 134 verbunden ist. Wie weiter unten erläutert, sind die Schaltvorrichtungen 132-135 vorzugsweise Leistungs-FETs. Der Transformator empfängt das Inbertersignal mit 19.2 kHz und 24 V an seiner Primärseite 126 und bringt es auf seiner Sekundärseite 125 auf die nominale Ausgangsspannung am Stromversorgungspfad, wo die Induktivität 128 und der Kondensator 129 das Signal zu einem Sinuswellen- Ausgangssignal tiefpaßfiltern. Die Induktivität 128 hat vorzugsweise etwa 150 Mikrohenry und der Kondensator 129 hat vorzugsweise ungefähr 10 Mikrofarad für ein System mit 660VA bei 120V.
Wie in dem Blockdiagramm von Fig., 10 gezeigt, steuern die Leistungs-FETs 132 bis 135 der H-Brpcke die durch den Transformator laufende Energie. Die Totempfahl-Schaltungen 340 bis 343 werden verwendet, um die Gates der Leistungs-FETs zu treiben, während die logischen Steuerungen 345-348 die anzuschaltenden FETs und die Impulsbreite des Inverterzyklus bestimmen.
Bei der Erläuterung der Funktion der Inverter-FETs sollten die folgenden Definitionen berücksichtigt werden:
Positive Halbwelle: Positiver Abschnitt des Sinuswellen-Ausgangssignals
Negative Halbwelle: Negativer Abschnitt des Sinuswellen-Ausgangssignals
PEEL 90: Programierbare, elektrisch löschbare Logik, welche die Logik zur Invertersteuerung beinhaltet.
Schaltpfad 1A: Schafft einen Pfad für einen Energieimpuls durch den oberen FET 132 für die positive Halbwelle von der Spannung +BATT zum Transformator 44.
Schaltpfad 1B: Schafft einen Pfad für einen Energieimpuls durch den unteren FET 134 für die negative Halbwelle von der Spannung -BATT zum Transformator 44.
Schaltpfad 2A: Schafft einen Pfad für einen Energieimpuls durch den oberen FET 133 für die negative Halbwelle von der Spannung +BATT zum Transformator 44.
Schaltpfad 2B: Schafft einen Pfad für einen Energieimpuls durch den unteren FET 135 für die positive Halbwelle von der Spannung -BATT zum Transformator 44.
Totempfahl: Eine Transistor-Treiberschaltung, bestehend aus einem NPN-Transistor, der zum Treiben von Signalen auf dem logischen Niveau "high" verwendet wird, und einem PNP- Transistor, der zum Treiben von Signalen auf dem logischen Niveau "low" verwendet wird. Der Name "Totempfahl" kommt von der typischen gestapelten Schaltungsanordnung dieser Transistoren.
REF POL: Referenzpolarität, ein logisches Signal mit 60 Hz, gewonnen aus dem Mikroprozessor und verwendet, um die einzuschaltenden FETs zu bestimmen. Zum Beispiel werden, wenn REF POL "1" oder 5V ist, die zum Steuern der positiven Halbwelle des Ausgangs benötigten FETs eingeschaltet. Wenn REF POL "0" oder 0V ist, werden die zum Steuern des negativen Abschnitts des Halbwellenausgangs benötigten FETs eingeschaltet.
Das Timing zwischen den verschiedenen Treibersignalen für den Inverter ist in Fig. 11 gezeigt. Während der positiven Halbwelle wird der Schalter 2B, der vorzugsweise aus mehreren (z. B. drei) parallelen FETs 135a, 135b, 135c besteht, wie in Fig. 13 gezeigt, für die volle Dauer der Halbwelle eingeschaltet. Der Schalter 1A (z. B. zwei parallelgeschaltete FETs 132a und 132c) wird ebenfalls eingeschaltet. Energie strömt von +BATT, durch die FETs "1A", durch die Wicklung 126 des Invertertransformators, durch die "2B"-FETs zu -BATT. Während dieser Zeit ist die Batteriespannung über die Inverterwicklung 126 angelegt. Dieser Impuls wird als "Energieimpuls" bezeichnet. Sobald die Breite des Energieimpulses, wie sie durch die Logik bestimmt wurde, vollständig ist, werden die 1A-FETs abgeschaltet. Es besteht eine Verzögerung von etwa 880 ns, bis dann die 1B-FETs (134a, 134b, 134c in Fig. 13) eingeschaltet werden. Wenn sowohl die 1B-FETs als auch die 2B-FETs eingeschaltet sind, wird die Energie für den Rest des Inverterzyklus (52 µs) in dem Transformator gehalten, und es ergibt sich nur eine kleine Spannung über die Inverterwicklung 126. Dies wird "Freilaufbetrieb" genannt. Die währdend dieser Zeitspanne zirkulierende Energie wird gespeichert und/oder in der Leckinduktivität des Transformators sowie dem Ausgangsfilter und dem Lastwiderstand dissipiert.
Die Verzögerung von 880 ns ergibt Zeit, damit die 1A-FETs abschalten können, bevor die 1B-FETs einschalten. Die Verzögerung von 880 ns tritt auch zwischen dem Abschalten von 1B und dem Einschalten von 1A auf.
Dieses Muster bleibt für die Dauer der positiven Halbwelle bestehen. Die Impulsbreite der Inverterzyklen sind in der Nähe der Nulldurchgänge der Halbwelle klein und werden an den Spitzen der Halbwellen breiter.
Die 1B-FETs werden für die Dauer der negativen Halbwelle eingeschaltet. Der Energieimpuls tritt auf, wenn der Schalter 2A einschaltet. Energie strömt von +BATT durch die FETs 2A (133a und 133c), durch die Inverterwicklung, durch die FETs 1B nach -BATT. Der Leerlaufbetrieb tritt auf, wenn der Schalter 2B einschaltet, nachdem 2A abschaltet, und auch zwischen dem Abschalten vvon 2B und dem Einschalten von 2A.
Die Gates der Leistungs-FETs werden durch ihre entsprechenden Totempfahl-Treiber getrieben. Jeder Totempfahl besteht aus einem NPN-Transistor (351-354, wie in Fig. 13 gezeigt) (z.B. 2N4401), einem PNP-Transistor (356-359, wie in Fig. 13 gezeigt) (z.B. 2N4403) und einem Niveau-Shifter (361-364, wie in Fig. 13 gezeigt) (z.B. 2N7000). "Totempfahl"-Treiber wird er wegen der gestapelten Anordnung der aktiven Elemente genannt. Jeder Totempfahl und seine entkoppelte +15V-Versorgung sind der Gruppe von Leistungs-FETs zugeordnet, die er treibt.
Die Niveau-Shifter 361-364 bestehen aus N-Kanal Niedrigleistungs-FETs (z.B. 2N7000). Jeder Niveau-Shifter wird verwendet, um das logische +5V-Signal von den Nand-Gattern 366-369 in ein +15V-Steuersignal zu konvertieren.
Wenn ein "low"-Signalniveau an das Gate der FETs 361-364 angelegt wird, ist der FET aus (offen). Dies ermöglicht den Transistoren 351-354, durch ihre(n) Basiswiderstand oder Basiswiderstände "ein" vorgespannt zu werden. Nun werden +15V an das Gate der entsprechedn Leistungs- FETs in dem Inverter angelegt, was sie einschaltet.
Wenn an das Gate jedes Nivau-Shifter-FETs +15V angelegt werden, wird er eingeschaltet. Dies nimmt zu der gleichen Zeit den Basisstrom von den NPN-Transistoren (351-354) weg, mit dem er verbunden ist, zu der das Gate des PNP-Transistors (356-359), mit dem er verbunden ist, positiv vorgespannt wird, was ihn einschaltet. Dies treibt die Gates der Leistungs-FETs auf 0V gegenüber den FET-Quellanschlüssen, was die Leistungs-FETs abschaltet. Die zum Treiben der Leistungs-FETs 1A und 2A benutzte +15V-Versorgung wird durch Verwenden einer Bootstrap- Versorgung gewonnen.
Zum Beispiel werden, wenn die 1B-FETs ein sind, die Quellen der 1A-FETs zusammen mit einem Kondensator 370 und dem Kollektor des Transistors 356 auf -BATT gezogen. Zu diesem Zeitpunkt laden die +15V an einem Kondensator 371 und einem Kondensator 372 den Kondensator 370 durch einen Widerstand 373 und eine Diode 374 auf. Die Spannung an dem Kondensator liefert die Gatespannung zum Einschalten der FETs 132a und 132c (im allgemeinen braucht der dritte FET 132b nicht vorgesehen zu werden). Die Ladung auf dem Kondensator 370 wird jedesmal, wenn die 1B-FETs einschalten, erneuert. Die Spannung an einem Kondensator 376 liefert die Gatespannung zum Einschalten der FETs 133a und 133c. Der Kondensator 376 wird auf die gleiche Weise geladen, wenn die 2B-FETs (135a, 135b, 135c) ein sind. Der Kondensator 376 lädt sich durch einen Widerstand 377 und eine Diode 378 und wird jedesmal, wenn die 2B-FETs ein sind, nachgeladen.
Die Bootstrap-Versorgungen bleiben aufgeladen, wenn das System am Netz arbeitet, weil die Inverterwicklung 126 verwendet wird, um eine Gleichspannung zum Betrieb des Batterieladers zu erzeugen. Die umgekehrten Dioden in den 2B-FETs 135a, 135b und 135c bilden das andere untere Bein eines Vollwellengleichrichters. Wenn die Dioden der 1B-FETs leiten, werden die Quellen der 1A-FETs 132a, 132b und 132c auf -BATT gezogen, und hierdurch wird der Kondensator 370 auf +15V geladen gehalten. Auf die selbe Weise, auf die der Kondensator 370 geladen wird, wenn die Dioden der 1B-FETs leiten, wird der Kondensator 374 geladen gehalten, wenn die Dioden der 2B-FETs leiten. Der Zweck der NAND-Gatter 366-369 ist es, die Steuerung des Inverters während während des Anlaufens und Herunterfahrens des Systems zu garantieren. Die +5V- Versorgung, die die Gatter 366-369 speist, ist die +5V-CPU-Versorgung. Die +5V-Versorgung fährt beim Einschalten schneller hoch als die +15V-Versorgung. Das /RESET-Signal, das mit dem Eingang der Gatter 366-369 verbunden ist bleibt "low" bis die +5-CPU bei ca. 4,75V ankommt, dann wird /RESET "high" (+5V). Der /RESET auf "low" garantiert ein "high" (+5V) an den Gates der FETs 361-364, was die Leistungs-FETs ausgeschaltet hält.
Wenn aus irgendeinem Grund zu dem Zeitpunkt, an dem /RESET "high" wird, PEEL 90 nicht vollständig mit Energie versorgt ist, ziehen die Widerstände 381-384 ihre entsprechenden Eingänge der Gatter 366-369 "Llow", die wiederum die Leistungs-FETs ausgeschalten halten.
Während des Herunterfahrens der Einheit bleiben die +5V-CPU-Versorgung und /RESET länger unter Spannung als die +15V-Versorgung. Aus denselben Gründen wie beim Hochfahren, wenn /RESET "low" ist, bleiben die Leistungs-FETs garantiert aus.
Während der Abschaltphase, bevor die Gatter 366-369 die Stromzufuhr verlieren, ziehen die Widerstände 381-384 wiederum ihre entsprechenden Eingänge an die Gatter auf "low", wodurch die Leistungs-FETs ausgeschaltet gehalten werden.
Während des normalen Betriebs ist /RESET "High" (+5V), daher invertieren die Gatter 366- 369 die von der PEEL 90 kommenden Signale. Diese Signale steuern den normalen Betrieb des Inverters, wie in den vorherigen Timing-Diagrammen von Fig. 11 gezeigt.
Die PEEL 90 steuert das Inverter-Timing. An Pin 11 der PEEL 90 kommt das /CYCEND- Signal an. Während des Inverterbetriebs wird der Energieimpuls des Inverterzyklus beendet, wenn /CYCEND nach "low" geht. Eine von zwei Schaltungen bringt /CYCEND dazu, während des Inverterbetriebes nach "low" zu gehen, die "Modulations"-Schaltung und die Stromführungsbegrenzungsschaltung.
In der in Fig. 12 gezeigten Modulationsschaltung wird in einem Komparator 292 eine 32-stufige Kopie der Netzhalbwelle (VREF) auf einer Leitung 390 mit der Spannungsladung eines Kondensators 391 verglichen. Die Ladung und der Reset des Kondensators 391 wird bei 19.2 kHz durchgeführt.
Wenn der Inverter einschaltet (Energieimpuls), wird durch die entsprechenden Leistungs- FETs (1A-FETs für die positive Halbwelle, 2A-FETs für die negative Halbwelle) entweder die Anode der Diode 394 für die positive Halbwelle oder der Diode 395 für die negative Halbwelle in die Nähe der Spannung +BATT gezogen. Dies bringt den Kondensator 391 dazu, durch den Widerstand 397 geladen zu werden. Wenn die Spannung an dem Kondensator 391 die Spannung von VREF übersteigt, geht der Ausgang des Kondensators 392 auf einer Leitung 399, /CYCEND, nach "low", der Energieimpuls oder die Impulsbreite des Inverterzyklus' wird beendet, und die unteren FETs (2A-FETs und 2B-FETs) werden eingeschaltet. Dies ist der "Leerlaufbetrieb" des Inverterzyklus'.
Die ersten 880 ns jedes Inverterzyklus' werden verwendet, um den Kondensator 391 zurückzusetzen bzw. von dem vorhergehenden Inverterzyklus zu entladen. Dies wird durch das "Zeitkonstanten-Resetsignal" (TCRST) auf einer Leitung 401 durchgeführt. Dieses Signal schaltet den FET 402 880 ns lang ein, wodurch der Kondensator 391 als Vorbereitung auf den nächsten Zyklus entladen wird.
Wenn die Amplitude von VREF zunimmt, wird die zum Laden von Laden des Kondensators 391 benötigte Zeit immer länger, und somit werden schmale Impulsbreiten erreicht, wenn VREF bei oder nahe 0V ist, und breite Impulse in der Nähe des Höchstwertes von VREF.
Dieses Impulsbreitenmuster wird am Ausgang des Inverters widergespiegelt, der an den Ausgang des Transformators 44 weitergegeben wird, worin die Induktivität 128 (150 µH) in Verbindung mit der Leckinduktivität des Transformators und dem Kondensator 129 (10 µF) die Invertersignale zu im wesentlichen einem Sinuswellen-Ausgangssignal filtern.
Wegen dieses Modulationsschemas ist es möglich, die Form von VREF zu verfolgen. Der Mikroprozessor bestimmt, wie die Netzeingangsleitung "aussieht" und paßt die Referenz an, um die Eingangsspannung widerzuspiegeln. Diese Vorgehensweise ermöglicht minimalen Batteriebetrieb, während das System mit der Netzleitung interaktiv gehalten wird.
Die zweite zum Steuern des /CYCEND-Signals verwendete Schaltung ist der in Fig. 13 gezeigte "Stromführungs-Begrenzungsschaltkreis". Diese Schaltung schützt die Leistungs-FETs 132- 135 im Fall einer Überlast, etwa einem während des Inverterbetriebs an den Ausgang des System gelegten Kurzschluß, vor Beschädigung . Der Energieimpuls jedes Imverterzyklus' weist für die positive Halbwelle einen Stromfluß von +BATT durch die Leistungs-FETs 1A 132 und durch die Transformatorwicklung 126 sowie durch die Leistungs-FETs 2B 135 nach -BATT auf. Durch die FETs 1A 132 (z. B. zwei parallel geschaltete FETs 132a und 132c) fließt derselbe Strom wie durch die FETs 2B 135 (Z.B. drei parallel geschaltete FETs 135a, 135b, 135c). Weil nur zwei FETs 1A und drei FETs 2B vorhanden sind, verursacht der Strom über den Leistungs-FETs 1A einen gößeren Spannungsabfall als über den Leistungs-FETs 2B. Für die negative Halbwelle der Energieimpulse vom Inverter ist der Spannungsabfall über den beiden Leistungs-FETs 2A (133a und 133c) größer als der Spannungsabfall über den drei Leistungs-FETs 1B (134a, 134b, 134c), weil durch die FETs 2A derselbe Strom fließt wie durch die FETs 1B.
Weil die FETs der oberen Schalter (1A und 2A) stets einen größeren Spannungsabfall aufweisen, wenn Strom in den Transformator geführt wird, wird die Spannung über den FETs 1A überwacht, um die Leistungs-FETs während der positiven Halbwelle zu schützen, und es wird die Spannung über den FETs 2A überwacht, um die Leistungs-FETs während der negativen Halbwelle zu schützen.
Die Spannung über den oberen FETs wird durch Einschalten eines Transistors 420 überwacht, dessen Emitter über einen mit der Batteriespannung verbundenen Widerstand 421 mit +BATT verbunden ist.Der Transistor 420 erhält eine Vorspannungsquelle, wenn ein Transistor 424 einen Widerstand 425 an -BATT oder GND zieht. Wenn die Leistungs-FETs 1A 132 eingeschaltet sind, wird die Basis des Transistors 420 auf das gleiche Potential gezogen wie die Quelle der Leistungs-FETs 1A 132, abzüglich des Dioden-Spannungsabfalls an der Diode 427. Die Spannung an der Basis des Transistors 420 ist gleich der Spannung zwischen Senke und Quelle des FETs 13 zuzüglich des Spannungsabfalls einer Diode 428 (0,6 V Gleichspannung). Die am Emittor des Transistors 420 erscheinende Spannung ist gleich der Spannung an der Basis des Transistors abzüglich des Spannungsabfalls der Emitter-Basis-Verbindung (0,6V) des Transistors 420. Daher ist die an dem Widerstand 421 abfallende Spannung gleich der Spannung zwischen Senke und Quelle der FETs 1A 132. Gleichermaßen ist der Diodenabfall der Diode 427 ungefähr gleich der Spannung zwischen Emitter und Basis des Transistors 420. Dies macht die Spannung an dem Widerstand 421 gleich der Spannung zwischen Senke und Quelle der Leistungs-FETs 1A 132.
Wenn während der negativen Halbwelle die FETs 2A 133 leitend sind, wird die Basis des Transistors 420 auf dasselbe Potential hochgezogen wie die Quelle der Leistungs-FETs 133 abzüglich eines Diodenabfalls. Der Diodenabfall der Diode 428 ist gleich der Emitter-Basis-Verbindung des Transistors 420, was die über dem Widerstand 421 anliegende Spannung gleich der Spannung zwischen Senke und Quelle der Peistungs-FETs 2A 133 macht. Es ist zu bemerken, daß nur ein Schutzkanal für alle vier Schalter des Inverters benötigt wird.
Der Strom durch den Widerstand 421 ist gleich dem durch einen mit dem Kollektor des Transistors 420 verbundenen Widerstandes 430 fließenden Strom, wenn man annimmt, daß der Transistor 420 eine hohe Verstärkung aufweist, und weil die Widerstände 421 und 430 den gleichen Widerstandswert haben, ist die am Widerstand 421 abfallende Spannung gleich der am Widerstand 430 abfallenden Spannung. Wie bei der Modulationsschaltung schaltet das Signal TCRST (Time Constant Reset) auf einer Leitung 432 während der ersten 880 ns jedes Inverterzyklus einen analogen Schalter 433 an.
Der analoge Schalter 433 entlädt den Kondensator 434 und zieht den positiven Eingang eines Komparators 435 an Masse. Wenn jetzt TCRST den Schalter 433 ausschaltet, gibt dies den Kondensator 434 frei, und der Energieimpuls eines Inverterzyklus wird gestartet. Die Spannung am Kondensator 434 bleibt unter der Schwelle von +2V und erscheint etwa 1,2 µs lang am negativen Eingang des Komparators 435. Während dieser Zeit wird der negative Eingang eines Komparators 437 an Masse gezogen, was seinem Ausgangssignal, /CYCEND, erlaubt, "high" zu bleiben. Die Verzögerung von 1,2 µs läßt genug Zeit, daß die oberen FETs 132 oder 133 (1A oder 2A) vollständig einschalten. Nach der Verzögerung von 1,2µs übersteigt die Spannung an dem Kondensator 434 die 2V-Schwelle. Dies ermöglicht der Spannung an dem Widerstand 430, der Spannung an dem Kondensator 421 zu folgen.
Wenn die Spannung an dem Widerstand 430, die der an dem Widerstand 421 abfallenden Spannung gleich ist, 2V übersteigt, wird /CYCEND, das Signal auf der Ausgangsleitung 438 des Komparators 437, nach "low" gebracht, was den Energieimpuls des Inverterzyklus' wegen eines Überlastzustandes vorzeitig beendet.
Der durch die Stromführungs-Begrenzungsschaltung maximal zugelassene Ausgangs-Spitzenstrom wird vorzugsweise so gewählt, daß er je nach Systemgrenze variiert, wie nachstehend aufgeführt:
Der Zweck des Transistors 424 ist es, den Transistor 420 abzuschalten, wenn die Energiezufuhr zu dem System abgeschaltet wird. Dies beseitigt eine unerwünschte Stromentnahme aus der Batterie.
Aus der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung ergeben sich mehrere Vorteile: (1) die Anzahl von Leistungsbausteinen wird so klein wie möglich gehalten und voll ausgenutzt, (2) in den Positionen 1A und 2A werden zwei Leistungsbausteine verwendet, während in den Positionen 1B und 2B drei Leistungsbausteine verwendet werden, und die unsymmetrische Verwendung dieser Leistungsbausteine ist so gesteuert, daß in allen Leistungsbausteinen eine annähernd gleiche Verlustleistung beobachtet wird, (3) die Verwendung einer einkanaligen Überstom-Schutzschaltung minimiert die Anzahl von Komponenten, was die Zuverlässigkeit des Systems erhöt, und (4) die Überstrom-Schutzschaltung schützt die empfindlicheren oberen Bausteine 132 und 133 (1A und 2A) und die Bootstrap-Versorgungen. Die Bootstrap-Versorgungen könnten entladen werden, was zu unzureichender Gatespannung führen könnte. Dies erhöht die Zuverlässigkeit des Systems weiter.

Mikrocomputer-Steuerung und Software

Hauptsteuerungsfunktionen, Timing und Logik werden durch einen hochintegrierten Einchip- Mikrocomputer 66 zur Verfügung gestellt, etwa den von NEC hergestellten UPD78C14CW. Dieser Baustein integriert die Funktionen einer 8-bit-Zentraleinheit (CPU), Programmspeicher, Datenspeicher, Eingang/Ausgang (I/O) und viele Peripheriefunktionen in einem einzigen integrierten Schaltkreis mit 64 Anschlußpins. Ein Anschlußplan für den Mikrocomputer 66 ist in Fig. 14 gezeigt. Ein beispielhaftes Programm für den Mikrocomputer 66 zum Ausführen der hier beschriebenen Funktionen ist in dem Mikrofiche-Anhang aufgeführt.
Interne Peripheriefunktionen umfassen einen 8-bit analog-Digital (A/D)-Konverter mit internem Sample und Hold, einen Analogmultiplexer mit acht Eingängen, zwei 8-bit-Intervalltimer, einen 16-bit Zeit-/Ereigniszähler mit mehreren Funktionen und ein serielles Kommunikations- Interface, das zu synchroner oder asynchroner Kommunikation in der Lage ist. Fünf digitale 8-bit Ein-/Ausgangsanschlüsse sind ebenfalls vorhanden. Der Einchip-Mikrocomputer UPD78C14CW bietet 16 Kbytes internen Nurlesespeicher (ROM) zum Speichern von Programm- und permanenten Daten. 256 Bytes internen Schreib-/Lesespeichers (RAM) stehen zum Speichern von temporären Programmdaten und als Stapelspeicher zur Verfügung. Dieser Speicher ist flüchtig und geht beim Trennen der CPU von der Energieversorgung verloren.
Ein externer, elektrisch löschbarer, programmierbarer Nurlesespeicher (EEPROM) ist für das Speichern von programmierbaren Benutzerkonstanten, werksseitigen Setup-Daten und Kalibrierfaktoren vorhanden. Auf diesen Baustein wird seriell zugegriffen, und er enthält 1 Kbit von Daten in der Anordnung 64x16. Der Baustein wird über das CD-Signal zum Zugriff ausgewählt, und Daten werden mit der CPU über die DI- (Eingangs-) und DO- (Ausgangs-) Leitungen synchron zur steigenden Flanke des Clock-Signales SK ausgetauscht. Schreiboperationen auf das EEPROM timen sich selbst. Eine spezielle Schreibsperren-Funktion ist vorgesehen, um unbeabsichtigte Datenbeschädigung während des Übergangszustandes beim Hoch- oder Herunterfahren der Stromversorgung zu verhindern.
Digitale Ausgänge zusätzlich zu den direkt von dem Mikrocomputer zur Verfügung gestellten werden durch das in Fig. 14 gezeigten 8-bit-Latch 440 gewonnen. Zu diesem Erweiterungs- Latch gerichtete Daten werden kurz auf Segmentleitungen SEG0-SEG7 dargestellt und durch Umschalten des EXPAND-Signals an das Latch weitergeleitet. Unter der Steuerung durch die Software wird der Inhalt des Latches etwa alle 2,5 ms erneuert.
Das Benutzer-Interface 80 schafft die Kommunikation zwischen dem Mikroprozessor und dem Benutzer und kann beispielsweise eine vierstellige LED-Anzeige, LED-Leuchtmelder, Momentkontakt-Drucktastenschalter und geeignete Treiberschaltungen enthalten.
Mit der Steuerung der unterbrechungsfreien, zusätzlichen Stromversorgung zusammenhängende Hauptfunktionen werden von dem Mikrocomputer 66 unter Steuerung durch ein in dem internen 16kbyte-Nurlesespeicher (ROM) residenten Softwareprogramm ausgeführt. Diese Funktionen umfassen einen digitalen Phase-Locked Loop (PLL), das Gewinnen und Verarbeiten von analogen Eingaben für Anzeige- und Steuerungszwecke, die Synthese einer Referenz- Wellenform, das Aufspüren von Anomalitäten auf der Wechselspannungs-Eingangsleitung, die Steuerung von Haupt- und Hilfsschaltungen der UVS einschließlich des Inverters, des statischen Schalters, des Batterieladers, der Benutzer-Interface-Hardware, der Leitungs- und Verstärkungsrelais und eines hörbaren Alarms, sowie das Abtasten nach Anomalitäten an analogen oder digitalen Eingängen, die Systemalarm-Bedingungen anzeigen. Zusätzlich stellen der Mikrocomputer und das zugeordnete Programm ein Mittel dar, mit dem externe Ausrüstung entweder über Kontaktschließungen oder ein serielles Kommunikationsprotokoll Status- und Alarminformationen von der UVS abfragen kann.
Ein softwareseitiger Phase-Locked Loop (PLL) ist implementiert, um die Synchronisation interner Steuerfunktionen mit der Wechselstrom-Eingangsleitung aufrechtzuerhalten. Wenn keine Netzwechselspannung anliegt und das System im Inverterbetrieb ist, hält der PLL die Synchronisation mit einem intern abgeleiteten Referenzsignal aufrecht, wählbar als entweder 50 oder 60 Hz.
Der Software-PLL benutzt verschiedene der Peripherlefunktionen des Mikrocomputers, insbesondere einen der 8-bit Intervalltimer (TIMER0) und den zugeordneten Interrupt, den auf den Zeiterfassungsmodus konfigurierten multifunktionalen 16-bit Timer/Ereigniszähler und den CI- Flankenerkennungs-Interrupt INT_EDGE.
Der Ausgang LINEFREQ der Nulldurchgangs-Bestimmungsschaltung für die Netzleitung wird dem Timereingang CI des Mikrocomputers 68 zugeführt. Der 16-bit-Timer des Mikrocomputers ist so konfiguriert, daß er die Zeitspanne zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Wechselspannungs-Eingangsleitung mißt. Die gemessene Zeitspanne wird gegen absolute und Veränderungsgeschwindigkeits-Grenzwerte überprüft, um die Eignung des Frequenzsignals der Eingangsleitung zu bestimmen. Dieser gefiltere Wert für die Zeitspanne wird dann verwendet, um eine Frequenzreferenz für den 8-bit Intervaltimer TIMER0 aufzustellen, der bei genau dem 128- fachen der gemessenen Wechselspannugs-Eingansleitunsfrequenz arbeitet. Dieser Timer ist so konfiguriert, daß er beim Auslaufen einen Interrupt erzeugt, und damit wird eine Interrupt-Quelle bei genau der 128-fachen Netzfrequenz eingerichtet.
Zusätzlich zu der oben beschriebenen Periodenmessung erzeugt der Eingang LINEFREQ auch einen INT_EDGE genannten Interrupt bei jeder fallenden Flanke. Als Teil des Interrupt- Programms von TIMER0 wird ein Abwärtszähler aufrechterhalten, der in der Folge 127, 126, .... 3, 2, 1, 0, 127, 126 usw. zählt. Der Interrupt INT_EDGE beobachtet den Wert des Interruptzählers von TIMER0, um die Phase des internen Zählers gegenüber der Nulldurchgänge der Netzleitung zu bestimmen. Ein Zählerwert von 0 am Flankeninterrupt wird als "in Phase" definiert. Wenn der Zählerwert von TIMER0 ungleich 0 ist, wird die Frequenz des 128xTIMER0-Interrupts abhängig von Beschränkungen der Slew-Rate proportional so nach oben oder unten verändert, wie es erforderlich ist, um den Zähler relativ zu den Nulldurchgängen der Netzleitung in Phase zu bringen. Somit wird eine Phasenkoppung mit der Wechselspannungs-Eingangsleitung erreicht.
Wenn innerhalb eines vorgeschriebenen Zeitraumes keine aufeinanderfolgenden INT_EDGE-Nulldurchgangs-Interrupts erkannt werden, wird der Wechselspannungseingang als außerhalb des gewünschten Verfolgungsbereiches liegend und als Frequenzreferenz ungeeignet bestimmt. In diesem Modus wird eine interne Frequenzreferenz mit 50 oder 60 Hertz verwendet. Die Phasenkopplung an diese interne Referenz wird auf genau dieselbe Weise und mit den selben Slew-Rate-Grenzen erreicht wie bei der Referenz INT-EDGE.
Der PLL wird vorwiegend zum Synchronisieren der intern erzeugten Referenz-Wellenform mit der Wechselspannungs-Eingangsleitung und zum Schaffen einer phasenkohärenten Referenz zum Abtasten analoger Eingänge mit dem A/D-Konverter verwendet.
Der Mikrocomputer 66 und das zugeordnete Programm tasten von analogen Eingängen AN0-AN7 zur Verfügung gestellte Signale ab und verarbeiten sie. Die Verarbeitungsergebnisse dieser Signale werden zum Steuern der UVS und für Anzeigezwecke verwendet. Das Abtasten und Verarbeiten analoger Eingänge wird nachfolgend beschrieben.
Wechselspannungs-Eingangsleitungssignale VL+ und VL- werden durch den A/D-Konverter in jedem einzelnen Zyklus 32 mal pro Zyklus abgetastet, wobei als Zeitbasis der TIMER0-Interrupt von dem PLL verwendet wird. Das Signal VL+ gibt den positiven Abschnitt des vollwellen-gleichgerichteten Signals der Wechselspannungs-Eingangsleitung wieder, und das Signal VL- gibt seinen negativen Abschnitt wieder. Der vorzeichenbehaftete Wert der Wechselspannungs-Eingangsleitung wird an jedem der 32 Abtastpunkte als VL+ - VL- abgeleitet. Die Ergebnisse werden sowohl beim Bilden der Referenz-Wellenform verwendet als auch über jeden Zyklus aufsummiert, um die durchschnittliche Eingangsspannung auf einer Basis von Zyklus zu Zyklus zu bestimmen. Die Summe der Abtastwerte wird mit einem linearen Kalibrierungsfaktor aus dem EEPROM multipliziert, so daß das Ergebnis dem Effektivwert deer Wechselspannungs-Eingangsleitung entspricht, wenn man eine sinusförmige Wellenform annimmt. Dieser Effektivwert der Eingangsleitung wird zum Anzeigen und zum Steuern des Inverterbetriebes verwendet.
Ein Batterispannungs-Signal VBAT wird bei jedem fünften Zkylus 32 mal pro Zyklus abgetastet, wobei als Zeitbasis der TIMER0-Interrupt von dem PLL verwendet wird. Die sich ergebenden 32 Abtastwerte werden gemittelt und mit einem im EEPROM gespeicherten linearen Kalibrierungsfaktor CFBAT multipliziert. Der sich ergebende Wert wird zur Anzeige, für Alarm und zum Berechnen der Betriebsdauer verwendet.
Vorzugsweise umfaßt das System ein (nicht gezeigtes) elektronisches Thermometer, das ein Signal der Umgbungstemperatur TEMP abgibt, das bei jedem fünften Zkylus 32 mal pro Zyklus abgetastet, wobei als Zeitbasis der TIMER0-Interrupt von dem PLL verwendet wird. Die sich ergebenden 32 Abtastwerte werden gemittelt, dann durch Multiplikation mit einer Konvertierungskonstante und Abziehen einer Offset-Konstante in Grad Celsius umgerechnet. Der sich ergebende Wert wird für Anzeige- und Alarmzwecke verwendet.
Die Ausgangswechselstrom-Signale IO+ und IO- werden durch den A/D-Konverter bei jedem fünften Zyklus 32 mal pro Zyklus abgetastet, wobei als Zeitbasis der TIMER0-Interrupt von dem PLL verwendet wird. Das Signal IO+ gibt den positiven Abschnitt des vollwellen-gleichgerichteten Ausgangsstrom-Signals wieder, und das Signal IO- gibt seinen negativen Abschnitt wieder. Der vorzeichenbehaftete Wert des Ausgangsstromes wird an jedem der 32 Abtastpunkte als IO+ - IO- abgeleitet und gespeichert. Der Effektivwert des Ausgangsstromes wird als die mit einem linearen Kalibrierungsfaktor CPACAO aus dem EEPROM multiplizierte Quadratwurzel der Summe der Quadrate der Abtastpunkte berechnet. Diese echte Effektivwert-Berechnung ist wichtig, um die Genauigkeit der Messung aufrechtzuerhalten, weil nichtlineare Lasten mit einem hohen Crest- Faktor bewirken, daß die Stromwellenform nicht sinusförmig ist. Die Effektivwert-Berechnung des Ausgangsstromes wird zur Anzeige, für Alarm und zum Schutzabschalten des Ausgangs verwendet. Die vorzeichenbehafteten, kurzzeitigen Werte ds Ausgangsstromes werden auch verwendet, um die Ausgangsleistung zu berechnen.
Die Primärspannung V0 des Inverters wird durch den A/D-Konverter bei jedem fünften Zyklus 32 mal pro Zyklus abgetastet, wobei als Zeitbasis der TIMER0-Interrupt von dem PLL verwendet wird. Dieses Signal wird durch eeinen Kondensator vor dem A/D-Konverter gefiltert, um in dem Signal bei Inverterbetrieb vorhandene Hochfrequenz-Anteile zu entfernen. Der Niederfrequenz-Anteil (60 oder 50 Hertz) verbleibt. Die 32 Abtastwerte werden gemittelt und mit einem in dem EEPROM gespeicherten linearen Kalibrierfaktor multipliziert. Der Kalibrierfaktor CFACVO berücksichtigt das Windungsverhältnis zwischen Primär- und Sekundärseite des Haupttransformators, so daß der sich ergebende Wert die Ausgangswechselspannung im Leerlauf widergibt.
Das Ausgangsstrom-Leitsignal LDSENSE wird durch den A/D-Konverter bei jedem fünften Zyklus 32 mal pro Zyklus abgetastet, wobei als Zeitbasis der TIMER0-Interrupt von dem PLL verwendet wird. Die sich ergebenden 32 Abtastwerte werden gemittelt und gespeichert.
Eine wichtige Funktion des Mikrocomputers ist die Bildung einer Referenzwellenform. Eine modifizierte Version des Referenzwellenform-Signals wird von dem Netzausfall-Komparator zum raschen Entdecken von Netzunregelmäßigkeiten im mit dem Netz interaktiven Betrieb und als Eingang für den Inverter-Impulsbreitenmodulator als gewünschte Ausgangs-Wellenform währdend des Inverterbetriebes verwendet. Die Bildung dieser Referenz-Wellenform hängt von der Betriebsart des Systems ab und wird nachstehend beschrieben.
Die Referenz-Wellenform gibt normalerweise den historischen Wert der Netzeingangsleitung über die vorausgehenden Netzzyklen wieder. Sie wird in dem Netzausfallkomparator, bei einem zulässigen Delta, mit dem momentanen Wert der Leitung verglichen, um auf einer Basis unterhalb eines Zyklus die Eignung der Leitung zu bestimmen, die geschützte Last mit Energie zu versorgen. Während des Inverterbetriebes stellt sie die gewünschte Ausgangswellenform dar, sowohl in der Größe als auch in der Wellenform. Sie wird als Array von 32 vorzeichenbehafteten 8-bit-Werten gespeichert und durch den Mikroprozessor in interpolierter Form 64 mal pro Zyklus in Phasenkohärenz mit dem PLL ausgegeben. Die Größe wird über die Signale REF0-REF7 an den D/A-Konverter ausgegeben, und die Polarität ist an dem Ausgang REFPOL vorhanden, wobei REFPOL="high" für positive Werte steht. Die Bildung der Referenzwellenform-Werte hängt von der Betriebsart des Systems ab.
Während des Netzbetriebes wird die Referenzwellenform als exponentiell geglättete Kombination des momentanen Wertes der Netzeingangsleitung , wie sie von den VL+ und VL-Eingängen abgetastet wurde, und dem gegenwärtigen Wert des entsprechenden Referenz- Wellenform-Punktes, der den historischen Wert der Wellenform darstellt. Die Software wendet exponentielle Glättungswerte von 1/8 und 7/8 auf die kurzzeitigen bzw. derzeitigen Werte an. Die Bildung der Referenz-Wellenform erfolgt somit entsprechend der Gleichung:
REFDAT (n) E (1/8)*VL(n) + (7/8)*REFDAT(n),
wobei REFDAT(n) der n-te Abtastpunkt der Referenzwellenform (im Bereich von 0...31) und VL(n) der momentane Wert der Wechselspannungs-Eingangsleitung am Abtastpunkt (n) ist. Das Symbol "E" bedeutet "wird der Wert von ... zugeordnet".
Die Referenzwellenform während des Inverterbetriebes wird auf ähnliche Weise wie während des normalen Netzbetriebes gebildet, außer daß ein Abtastwert von der gewünschten Ausgangswellenform aus dem ROM-Speicher als Eingang für die exponentielle Glättungsfunktion verwendet wird. Somit wird die Referenz entsprechend der Gleichung
REFDAT(n) E (1/8)*ROMDAT + (7/8)*REFDAT(n),
wobei ROMDAT(n) der n-te Eintrag in einem Feld von 32 vorzeichenbehafteten, 8-bit- Werten ist, das die gewünschte Ausgangswellenform des Inverters (im allgemeinen eine Sinuswellenform) darstellt.
Im Verstärkerbetrieb wird die Referenzwellenform auf die selbe Weise berechnet und ausgegeben wie im Netzbetrieb, aber die Wellenform wird während des Überganges von Verstärker zu Inverter nicht an den D/A-Konverter und an REFPOL ausgegeben. Stattdessen wird die im ROM-Speicher gespeicherte gewünschte Sinuswellen-Ausgangswellenform ohne exponentielle Glättung direkt an den D/A-Konverter ausgegeben. Dies verhindert, daß der Inverter während der einigen dem Übergang folgender Zyklen eine zu niedrige Ausgangsspannung erzeugt.
Der Mikrocomputer und das zugeordnete Softwareprogramm berechnen mehrere für Anzeige- und Steuerungszwecke verwendete Meßvariablen ausgehend von von gemessenen Signalen mathematisch abgeleiteten Ergebnissen anstatt durch direktes Messen. Diese "abgeleiteten Meßvariablen" umfassen die Ausgangs-Wechselspannung des Systems, die Betriebszeit, Ausgangsleistung, prozentuale Auslastung und Frequenz. Ihre Ableitung und ihr Verhältnis zu direkt gemessenen Signalen wird nachstehend beschrieben.
Aus Kostenersparnisgründen braucht die Ausgangs-Wechselspannung nicht direkt gemessen werden, sondern kann aus anderen Meßsignalen ermittelt werden, und sie hängt von der Betriebsart ab. Während des normalen Netzbetriebse kann die Ausgangs-Wechselspannung als identisch der gemessenen Eingangs-Wechselspannung angezeigt werden, obwohl dieses Verfahren die Spannungsabfälle über dem Eingangsleitungs-Relais 34 oder dem statischen Schalter 35 nicht berücksichtigt.
Während des Verstärkungsbetriebes, bei dem der Haupttransformator als Verstärkungs- Spartransformator wirkt, wird die Aussgangs-Wechselspannung als die gemessene, mit dem linearen Kalibrierungsfaktor CFBOOST aus dem EEPROM multiplizierte Eingangs-Wechselspannung angezeigt. Dieser Faktor ist ungefähr gleich 1,16, wird während der Kalibrierung jedoch angepaßt, um Herstellunterschiede bei den Transformatoren zu berücksichtigen.
Die Ausgangs-Wechselspannung beim Inverterbetrieb wird entsprechend der Gleichung VOUT = V0-(RT)(IO) berechnet, wobei V0 die mit einem Faktor zum Berücksichtigen des Windungsverhältnisses des Inverter-Haupttransformators skalierte Primärspannung des Inverters, RT ein konstanter Term zum Berücksichtigen des konzentrierten Widerstandes des Transformators und IO der kalibrierte Effektivwert des Ausgangsstromes ist.
Die wahre Ausgangsleistung in Watt wird zum Zweck der Berechnung der prozentualen Auslastung und für den Überlastalarm berechnet. Die Leistung wird normalerweise als ein Durchschnitt von V(n)*I(n) Abtastwerten, wobei V(n) und I(n) die n-ten Abtastwerte von Spannung und Strom, kohärent über eine Periode, sind. Weil das System die Ausgangsspannung nicht direkt mißt, muß die Berechnung die Schätzwerte für die Ausgangsspannung verwenden, wie oben beschrieben. Daher wird während des Netzbetriebes die Leistung berechnet, wobei für V(n)-Abtastwerte der Wert von REFDAT(n) verwendet wird, der die historischen Werte der Wechselspannungs- Eingangsleitung darstellt. Bezieht man die entsprechenden Kalibrierfaktoren CFACVI und CFACAO für die Eingangsspannung bzw. den Ausgangsstrom mit ein, so wird die Gleichung zu:
Für den Verstärkungsbetrieb wird ein ähnliches Verfahren zum Berechnen der Leistung verwendet, es muß jedoch das Verstärkungsverhältnis des Transformators berücksichtigt werden. Der Verstärkungs-Kalibrierungsfaktor ersetzt den normalen Eingangs-Wechselspannungs-Faktor, und die Gleichung wird zu:
Während des Inverterbetriebes muß die Leistungsgleichung die gemessene Inverter-Primärspannung, einen Term zum Berücksichtigen des Windungsverhältnisses des Inverterhaupttransformators und den Effektivwert der gewünschten Ausgangs-Wellenform aus dem ROM berücksichtigen. Wenn die Primärspannung des Inverters und der Wicklungsverhältnis-Faktor in den Term V0 einbezogen werden, wird die Leistungsgleichung zu:
CFWATTS ist ein während der Kalibrierung bestimmter Term, der die Verstärkung des Inverters darstellt.
Die prozentuale Auslastung wird als 100*WATTS/WATT RATING berechnet. Die Berechnung wird auf die nächsten 5% gerundet und auf die Berechnung wird eine Hysterese angewendet, um die Stabilität des angezeigten Wertes zu verbessern.
Die Frequenz wird entsprechend der Gleichung FREQ=1/LECPT berechnet, wobei LECPT die momentane Periode des Software-Phase-Locked Loop (PLL) ist. Während des Netzbetriebes und unter synchronisierten Bedingungen ist sie gleich der Frequenz der Wechselspannungs-Eingangsleitung. Während des Inverterbetriebs und unter synchronisierten Bedingungen ist sie gleich der nominellen Betriebsfrequenz, wie sie in dem EEPROM programmiert ist, 60 oder 50 Hz.
Mehrere Betriebsarten zur Detektion von Anomalien im Netz werden durch den Mikrocomputer und die zugeordnete Systemsoftware zur Verfügung gestellt. Diese Betriebsarten ergänzen die schnelle, mit dem Netz interaktive Detektion, die durch die Netzausfall-Hardware zur Verfügung gestellt wird.
Der Mikrocomputer überwacht das als Durchschnitt abgeleitete Effektivwert-Spannungsniveau der Netzeingangsleitung auf einer Basis von Zyklus zu Zyklus. Wenn dieses Niveau unter einen vorbestimmten Sollwert fällt, weist der Mikrocomputer das System an, dauernd im Inverterbetrieb zu laufen, indem durch Treiben der LINE und SS ENBL-Signale auf "low" das Eingangsleitungs-Relais 34 und der statische Schalter 35 geöffnet werden. Das INV ENBL-Signal muß außerdem in seinem normalen Zustand "high" bleiben. Die Schwelle für diesen Sollwert wird durch den Sollwert V_LO und das Verstärkungsverhältnis, dargestellt als CFBOOST, definiert. Diese Bedingung wird definiert als: VL ≤ (V_LO)/CFBOOST, wobei VL das kalibrierte Spannungsniveau der Netzeingangsleitung ist und CFBOOST ungefährt 1,16 beträgt. Das System bleibt in diesem Zustand, bis entweder die Netzeingangsleitung in den Normalzustand zurückkehrt oder die Batterien erschöpft sind.
Wenn sich das als Durchschnitt abgeleitete Effektivwert-Spannungsgniveau der Netzeingangsleitung zwischen der oben definierten Bedingung für sehr niedrige Spannung und dem V_LO-Sollwert befindet, wird der Betrieb als Vertsärlungsmodus definiert. Der Mikrocomputer schaltet zuerst den Inverter an (SS ENBL = low), schließt dann das Verstärkungsrelais, indem der BOOST-Ausgang auf den aktiven Zustand "high" gebracht wird. Das System wartet die Betätigungszeit des Verstärkungsrelais ab, aktiviert dann wieder den statischen Schalter und führt der Last verstärkte Netzenergie zu. Der Übergang durch den Inverterbetrieb ist nötig, um einen kurzfristigen Stromausfall zu verhindern, während das Verstärkungsrelais betätigt wird. Der Übergang durch den Inverterbetrieb wird auch durchgeführt, wenn das System den Verstärkungsmodus verläßt.
Wenn entdeckt wird, daß die Netzeingangsspannung zu hoch ist und der geschützten Last Schaden zufügen könnte, weist der Mikrocomputer das System an, dauernd im Inverterbetrieb zu arbeiten, bis die Bedingung zum Normalzustand zurückkehrt. Dieser Betrieb bei hoher Netzspannung wird definiert durch VL ≥ V_HI, wobei V_HI der programmierbare Sollwert für eine hohe Netzspannung aus dem EEPROM ist.
Bei bestimmten Arten von Netzunterbrechungen, insbesondere bei einem ringmäßigen Abfall der Netzeingangsspannung, ist das mittelwertbasierte Effektivwertverfahren zum Detektieren von Netzanomalien auf einer Basis von Zyklus zu Zyklus ungenügend, um adäquate Übergänge zu schaffen. Ein zusätzlicher Detektionsmechanismus, der den Zustand des Ausgangs /LF des Netzausfallkomparators auf einer subzyklischen Basis überwacht, wird von dem Mikrocomputer bereitgestellt. Wenn das Signal /LF über einen programmierbaren Zeitraum andauernd "low" ist, geht das System auf die gleiche Weise in Inverterbetrieb über, wie als Reaktion auf eine mittelwertbasierte Effektivwertanomalie. Diese Zeitspanne ist nominell 1,5 ms.
Zwei Signale werden durch die Systemhardware bereitgestellt, um die Netzanomalie- Detektion unter bestimmten Bedingungen zu modifizieren. Diese Signale, gesteuert von der Software, modifizieren die Eingänge des Netzausfallkomparators 194 und 195.
Das Schutzimpulssignal GP wird verwendet, um während des mit dem Netz interaktiven Betriebes den Übergang von Inverter- zu Netzbetrieb an oder in der Nähe von Nulldurchgängen der Netzeingangsleitung zu verhindern. Dieses Signal wird in dem TIMER0-Interrupt des PLL gesteuert und wird in jeder Halbwelle etwa 2,5 ms lang in den aktiven Zustand "high" getrieben, wobei die Mitte an den Nulldurchgängen liegt.
Der High-Delta-Ausgang HD wird verwendet, um zu verhindern, daß übermäßiger mit dem Netz interaktiver Betrieb die Systembatterie erschöpft. Die Softwaresteuerung dieses Signals paßt sich an und ist dahingehend optimiert, eine hohe Empfindlichkeit gegenüber Netzausfällen zu schaffen (HD=high), wenn immer möglich.
Das Programm überwacht dauernd das Batteriespannungssignal VBAT. Wenn dedektiert wird, daß die Batteriespannung abfällt, ohne daß das System in Inverterbetrieb übergegangen ist, bestimmt die Software, daß zu oft mit dem Netz interaktiver Betrieb auftritt, als daß der Batterielader des Systems mithalten könnte. Der HD-Ausgang wird dann in den aktiven Zustand "low" getrieben.
Nach einer Zeitspanne, und wenn die überwachte Batteriespannung in den richtig geladenen Zustand zurückgekehrt ist, schaltet die Software den HD-Ausgang wieder in den hochempfindlichen Zustand zurück.
Die Option zur automatischen Lasterkennung gibt dem Benutzer die Möglichkeit, den Ein-/Aus- Zustand von zusätzlichen Wechselspannungsausgangsanschlüssen ausgehend von dem durch einen Hauptausgang gezogenen Strom zu steuern. Der gespeicherte gemittelte Wert des LDSENSE-Eingangs wird mit einem im EEPROM gespeicherten Wert verglichen. Wenn die Option zur automatischen Lasterkennung gewählt und der gemittelte LDSENSE-Strom größer ist als der gespeicherte Sollwert, wird das Relais LOAD abhängig von Hysterese und Timing-Beschränkungen geschlossen. Wenn die Option nicht gewählt ist, wird das Relais LOAD geschlossen gehalten.
Der Mikrocomputer hat die Möglichkeit, den Ein-/Aus-Zustand des Batteriehauptladers über das Signal CHGR_DSBL zu steuern. Der Batterielader wird während des Inverterbetriebes ausgeschaltet, indem der Ausgang von CHGR_DSBL in den Zustand "high" gebracht wird. Der Lader wird eingeschaltet, wenn CHGR_DSBL im Zustand "low" ist.
Der Mikrocomputer 66 und das Softwareprogramm prüfen auch bezüglich eines von neun (9) Alarmzuständen, die mit dem Betrieb der UVS zusammenhängen. Alarmzustände werden aus einer Kombination der Zustände der analogen und digitalen Eingänge an den Mikrocomputer, der Betriebsart und des internen Timings des Mikrocomputers abgeleitet. Die Alarmzustände und ihre Ableitung werden nachstehend beschrieben.
Die Systemsoftware überwacht den Effektivwert des Ausgangsstromes IO und emuliert eine Unterbrecherfunktion. Ein Term, der sich auf den über die Zeit integrierten, quadrierten Ausgangsstrom bezieht, wird aufrechterhalten und ständig mit einem vorbestimmten Sollwert in dem EEPROM verglichen. Die zeitbasierte Ansammlung und der Vergleich werden entsprechend der Formel ((IO)**2)T-(K1)T < K2 durchgeführt. Wenn die linke Seite der Gleichung gleich oder größer dem Ausdruck K2 ist, wird der Ausgang abgeschaltet. Im Netzbetrieb wird dies erreicht, indem das Netzeingangsleitungs-Relais und der statische Schalter geöffnet werden, in dem die Steuersignale LINE und SS ENBL in den Zustand "low" gebracht werden. Während des Inverterbetriebes wird der Inverter durch Bringen des Ausgangs INV ENBL in den Zustand "low" abgeschaltet.
Das System testet automatisch die Integrität des nichtflüchtigen EEPROM-Speichers während des Hochfahrvorganges beim Einschalten. Der Mikrocomputer überprüft eine spezielle Adresse des EEPROM-Speichers und vergleicht die Daten dort mit einem vorbestimmten Muster und einer in dem Programmspeicher enthaltenen ROM-Versionsnummer. Wenn die Muster nicht übereinstimmen, wird ein Speicherfehler-Alarm erzeugt und das EEPROM auf die Grundeinstellungen initialisiert.
Ein Überlast-Alarm wird erzeugt, wenn die Variable prozentuale Auslastung, berechnet als Verhältnis von WATTS zu WATT RATING, 100% übersteigt. Eine kleine Zeitspanne bis zum Auslösen des Alarms verhindert lästige Alarme aufgrund kurzzeitiger Spitzen in der Ausgangslast.
Zwei Arten von Alarmen bei niedriger Batteriespannung können zur Verfügung gestellt werden. Der Alarm "Abschaltung wegen niedriger Batteriespannung" tritt auf, wenn die Batteriespannung unter einen programmierbaren Sollwert fällt, nominell 19,0 V Gleichspannung. Dies erfolgt normalerweise nach längerem Inverterbetrieb. Der Mikrocomputer 66 führt den Abschaltvorgang durch, indem er die INV ENBL-Leitung in den Zustand "low" bringt.
Das System kann so konfiguriert werden, daß es aus dem Zustand "Abschaltung wegen niedriger Batteriespannung" bei Wiedereinsetzen der Netzwechselpannung automatisch wieder anläuft. Dies wird über den programmierbaren Parameter "automatischer Wiederanlauf" gesteuert. Wenn es so programmiert ist, schaltet das System den Ausgang beim Wiedereinsetzen der Netzwechselspannung wieder ein, wodurch dem Batteriehauptlader ermöglicht wird, zu arbeiten. Der Alarm wegen niedriger Batteriespannung wird gelöscht, wenn der Sollwert "Batterie ok", nominell 24,0 V, erreicht ist.
Ein zweiter Alarm bei niedriger Batteriespannung ist dafür gedacht, eine zerstörerische Tiefentladung der Batterie zu verhindern. Wenn die Batteriespannung unter 17,0 V Gleichspannung fällt, treibt der Mikrocomputer das Signal PWR LATCH nach "low", was schließlich den Basistreiber von dem Transistor des Leistungsschalters entfernt. Damit wird jede Last, einschließlich der von der Steuerung und der Logik verbrauchten, von der Batterie entfernt.
Ein Alarm "geringe Betriebsdauer mit Batterie" ist vorgesehen, um den Benutzer über eine bevorstehenden Abschaltung während des Inverterbetriebes zu informieren. Dieser Alarm vergleicht die wie unter "Abgeleitete Messungen" berechnete Betriebsdauer mit einem programmierbaren Sollwert aus dem EEPROM. Der Alarm wird ausgegeben, wenn die berechnete Betriebsdauer geringer oder gleich dem Sollwert ist.
Ein Übertemperatur-Alarm ist vorgesehen, so daß der Alarm auftritt, wenn die durch den analogen Eingang TEMP ermittelte Umgebungstemperatur gleich einem programmierbaren Sollwert ist oder diesen übersteigt.
Ein hörbarer, piezoelektrischer Alarm kann vorgesehen sein, um den Benutzer über Inverterbetrieb und Alarmzustände zu informieren, und um das taktile Gefühl von Drucktastenschaltern in der Frontplatte zu unterstützen, indem ein "click" ausgegeben wird, wenn eine Taste gedrückt wird. Der hörbare Alarm mit 2400 Hz wird durch Software gesteuert, die den high-aktiven Ausgang BEEP benutzt. Der hörbare Alarm kann unter Verwendung der programmierbaren Parameter "stiller Alarm" 1 und 2 wahlweise ausgeschaltet werden.
Das Mikrocomputersystem und die Software stellt einen umfangreichen Satz von Kommunikations-I/Os und Routinen für das Zusammenwirken mit externen Geräten bereit. Die Kommunikation verwendet die Signale TXD (Ausgang), und RXD (Eingang) auf RS-232-Niveau und die offenen Kollektorausgänge ALM STAT, INV STAT und NINV STAT.
Der Mikrocomputer 66 und das Softwareprogramm stellen Statusinformationen und Mittel zum Steuern des UVS-Systems über ein lokales Interface zur Verfügung, das beispielsweise eine vierstellige Siebensegment-LED-Anzeige, drei (3) LED-Zustandsanzeigen und vier (4) Druckknopfschalter umfassen kann.
Eine vierstellige LED-Anzeige 84 kann vorgesehen sein, um dem Benutzer Zugriff auf die verschiedenen gemessenen Daten, die Setup-Parameter und die Alarmcode-Informationen zu gewähren. Normale, einfach sichtbare Daten umfassen die Eingangswechselspannung, Ausgangswechselspannung, prozentuale Auslastung, Betriebsdauer, Batteriespannung und Leistungsangabe für das jeweilige Modell. Die Alarmcodeinformation wird in der Form A X präsentiert, wobei X ein einstelliger Code ist, der den Alarmtyp darstellt. Die Alarmcodeinformation kann mit dem relevanten gemessenen Parameter abgewechselt werden. Zum Beispiel kann der Alarmcode für Ausgangsüberlast (Code A 1) mit der berechneten prozentualen Auslastung abgewechselt werden.
In dem Programmiermodus wird die linke Stelle verwendet, um zu beschreiben, welcher spezielle Parameter betrachtet oder verändert wird, und dies wird durch rasches Blinken angezeigt. Wenn Daten verändert und eingegeben werden, wird das Blinken verlangsamt, um anzuzeigen, daß die gewünschte Veränderung durchgeführt wurde.
LEDs 89 können auf der Frontplatte 88 vorgesehen sein, um Betriebsart und -zustand des Systems anzuzeigen. Eine grüne LED zeigt den Zustand der Netzeingangsleitung an. AUS heißt, daß die Eingangsspannung unterhalb des verstärkbaren Niveaus ist. Ein LANGSAMES BLINKEN bedeutet, daß die Eingangswechselspannung niedrig, aber auf ein geeignetes Ausgangsspannungsniveau verstärkbar ist. EIN gibt an, daß die Leitung normal ist und in dem Beriech zwischen V_LO und V_HI liegt. SCHNELLES BLINKEN gibt an, daß die Netzspannung oberhalb des Sollwertes V_HI liegt. Die rote LED zeigt das Vorhandensein eines oder mehrerer Alarmzustände an, wie oben beschrieben. Die gelbe LED zeigt Inverterbetrieb in einer nicht mit dem Netz interaktiven Betriebsart an.
Frontplatten-Drucktastenschalter 86 können zum Steuern der Anzeige, des hörbaren Alarms, dem Zugang zum Sehen und Verändern von Setup-Parametern und Auslösen der anderen gewünschten Funktionen vorhanden sein. In der normalen Betriebsart können gemessene Daten durch Drücken eines Druckknopfes oder zweier benachbarter Druckknöpfe angesehen werden. Die ausgewählten gemessenen Daten werden für 5 Sekunden angezeigt, dann kehrt die Anzeige in den normalen Anzeigemodus zurück, entweder Betriebsdauer oder Netzwechselspannung. Der Schalter CANCEL kann gedrückt werden, um den einem Alarmzustand folgenden hörbaren Alarm stummzuschalten. Die Selbsttestfunktionen werden durch Drücken und Halten des Schalters TEST ausgelöst. Ein spezielles Zugangsverfahren über zwei Tasten kann für Benutzer-, werksseitige und Kalibrierparameter vorhanden sein. Es müssen mehrere Tasten gesdrückt und etwa zwei Sekunden lang gehalten werden, um in die Setup- und Kalibrierniveaus zu gelangen. In dieser Betriebsart werden zwei Schalter benutzt, um den Wert des ausgewählten Parameters zu erniedrigen oder zu erhöhen, und die Knöpfe CANCEL und TEST werden zum Auswählen und Eingeben der Parameter benutzt.
Die von der Batterie her verfügbare verbleibende Betriebsdauer im Inverterbetrieb wird durch den Mikroprozessor gemäß den folgenden Prozeduren ermittelt:
Während des Inverterbetriebes:
für tR(INV) < tR(LINE)
sonst tR(INV)-tR(LINE), wobei
tR(INV) = geschätzte Laufzeit im Inverterbetrieb, üblicherweise ausgedrückt in Minuten
K&sub1;, K&sub2; = Konstanten für die Proportionalität und zum Einstellen der Abhängigkeit des Verhältnisses vom Laststrom
I&sub0;(INV) = Ausgangs-Laststrom des Inverters in Effektivwert-Ampere
VB = Batterie-Klemmenspannung
VLL = Untere Grenze der Batteriespannung
VFC = Leerlaufspannung der vollständig geladenen Batterie
tR(LINE) = Im Inverterbetrieb verfügbare Laufzeit, allerdings geschätzt während Netzbetrieb, während die Batterie aufgeladen wird. In diesem Zusammenhang wäre dies der letzte solche Wert, der gerade vor dem Inverterbetrieb berechnet wurde.
Nachdem der Netzeingang zu annehmbarer Qualität zurückkehrt, und genau vor dem Übergang vom Inverter zum Netz wird die folgende Berechnung durchgeführt:
VB(OC)C = VB + K&sub3;I&sub0;(INV),
wobei
VB(OC)C = berechnete Batterie-Leerlaufspannung
K&sub3; = eine Konstante, die gleich dem dem Laststrom entgegengesetzten Batteriewiderstand ist. Dieser Wert wird während des Netzbetriebs erneut berechnet und gespeichert.
VB(OC)C und I&sub0;(INV) werden für späteren Bezug gespeichert.
Während des Netzbetriebes:
Unmittelbar nach der Rückkehr zu Netzbetrieb wird der Batterielader für eine bestimmte Zeitspanne ausgeschaltet gehalten, so daß die Batterie-Leerlaufspannung gemessen werden kann. Die Abschaltzeit kann zwischen 0,5 und 1,5 Minuten leigen. Dann wird die folgende Berechnung durchgeführt:
wobei VB(OC)M = gemessene Batterie-Leerlaufspannung. Der Wert K&sub3; wird durch den vorstehenden Prozeß aufgefrischt, wenn die folgenden Bedingungen erfüllt werden:
1) prozentuale Auslastung ≥ 25%;
2) tR(INV) < tR(LINE), was die Gleichung (1) validiert;
3) tR(INV) > Alarmwert für niedrige Betriebsdauer;
4) K&sub3; verändert sich um mehr als 10/256 und
5) der neue K&sub3; ≤ VFC -VLL/I&sub0;(RATED)
VB(OC)C wird dann durch VB(OC)M ersetzt:
VB(OC)C E VB(OC)M
In periodischen Zeitabständen wird VB(OC)C erneuert:
VB(OC)C E VB(OC)C + K&sub4; (Δt),
wobei K&sub4; eine Konstante ist, welche die Änderung der Batterie-Leerlaufspannung in einer bestimmten Zeitspanne ausdrückt und auf die Batteriekapazität und den Netto-Batterieladestrom bezogen ist. Im allgemeinen wird dieser Kontakt aus Wiederauflade-Daten berechnet und in µV/s angegeben.
Δt ist ein periodischer Berechnungs-Zeitabstand.
Dann wird folgendes berechnet:
VBC = VB(OC)M - K&sub3;I&sub0;(LINE), wobei
VBC die berechnete Batterie-Klemmenspannung und
I&sub0;(LINE) der Ausgangsstrom während des Netzbetriebes ist.
Schließlich:
tR(LINE)= K&sub1; + K&sub2; (VBC -VLL)²/I&sub0;(LINE) VFC -VBC
Die verbleibende Betriebsdauer tR(LINE) und tR(INV) kann durch die Benutzerschnittstelle zum Anzeigen für den Benutzer verfügbar gemacht werden, wobei automatisch ein Warnsignal ausgegeben wird, wenn die Betriebsdauer unter ein vorgewähltes Minimalnivaeu fällt.

Betrieb des programmierbaren Logikbausteines

Die folgende Beschreibung verwendet die nachstehenden Definitionen.
PEEL: PEEL ist eine Abkürzung für "Programmierbare elektrisch löschbare Logik (Programmable Electrically Erasable Logic)". Der Baustein kann programmiert und umprogrammiert werden, wodurch er eine vielseitige und preiswerte Umsetzung logischer Designs ermöglicht.
MACROSTATE: Ein "Makrozustand" (hierin im folgenden nur als "Zustand" bezeichnet) bezeichnet einen Zustand der unterbrechungsfreien Stromversorgung (UVS) 30 oder eine auf die UVS einwirkenden Bedingung. Beispiele sind der Testzustand des Inverters, der Zustand des mit dem Netz interaktiven Betriebes, der Zustand eines Netzleitungskurzschlusses. Makrozustände werden in dieser Erläuterung verwendet, um Systemzustände und die Systemantwort aus einer "Makroperspektive" des Systems zu beschreiben.
MICROSTATE: Ein "Mikrozustand" (hierin im folgenden ebenfalls nur als "Zustand" bezeichnet) beschreibt einen einzigartigen definierten Zustand eines digitalen Maschine mit logischen Zustaänden - was ein im wesentlichen physikalischer Bereich des in der PEEL implementierten Digitalschaltkreises ist. Der Unterschied zwischen "Makrozuständen" und "Mikrozuständen" wird üblicherweise aus dem Kontext der Beschreibung klar. Mikrozuständen werden immer Binärzahlentsprechungen zugeordnet, und auf sie wird durch diese Binärzahlentsprechungen Bezug genommen. Es besteht jedoch manchmal eine 1:1-Entsprechung zwischen Makrozuständen und Mikrozuständen - wo eine Mehrdeutigkeit besteht, wird der volle Begriff, Makrozustand oder Mikrozustand, verwendet.
Die Logik für die Impulsbreitenmodulation und den statischen Schalter ist vorzugsweise in der PEEL 90 enthalten, z. B. einem 20-Pin Dual-In-Line integrierten Schaltkreis, der im Handel unter der Bezeichnung PEEL18CV8 erhältlich ist.
Das in dem PEEL 90 vorhandene Logikdesign dient als Übersetzer der Makrozustand-Information des UVS-Systems 30 - Informationen, die den Netzleitungszustand, die Benutzerinteraktion etc. betreffen - die der PEEL über die Analogschaltung des Systems und den Mikroprozessor 66 zugeführt wird. Die PEEL-Logik (hierin nachfolgend als PEEL bezeichnet) koordiniert dann die Betätigung der Subsysteme des statischen Schalters und des H-Brückeninverters.
Die in die PEEL programmierte Logik ist so gestaltet, daß sie die folgenden Funktionen beinhaltet, die mit der Impulsbreitenmodulations-Steuerung des H-Brücken-Inverters 46 und des statischen SCR-(Thyristor-)Schalters 35 zusammenhängen.
Funktionen der PEEL:
I. Koordination der Subsysteme des Statischen Schalters und des Inverters, abhängig von der Betriebsart der UVS.
II. Sequenzen der Impulsbreiten-Modulations-Brückenschalter:
a. Modulationssequenzen
b. Totzeiterzeugung (Überstromschutz)
c. Schalterabschaltung wegen Überstrom
d. Zurücksetzen der Schaltkreise für die Impulsbreitenmodulation und die Sperrung zum Zweck der Leitfähigkeitsbegrenzung
III. Steuerung der Treiber für die statischen SCR-(Thyristor-)Schalter:
a. Initiierung des ersten Impulses
b. Koordinierung der Impulse mit 19.2 kHz
IV. Subsystemübergänge (statischer Schalter zu Inverter und umgekehrt):
a. Feststellung der Betriebsarten der UVS
b. Feststellung des ersten Übergangsimpulses
c. Inverterumpolung des statischen Schalters
Fig. 15 gibt ein Makrozustands-Diagramm wieder, das vier System-Betriebsarten darstellt, die durch den Benutzer wählbar sind. Der Betrieb der PEEL-Zustandsmaschine wird beschrieben, indem zuerst verschiedene, der UVS aufgeprägten Zuständen entsprechende Betriebsarten der UVS aufgeführt und dann passende Antworten der Subsysteme auf diese Zustände definiert werden.
Mittels der in Fig. 16 gezeigten Schaltung sendet der Mikroprozessor zwei logische Signale an die PEEL: SSENBL (Freigabe des statischen Schalters) und INVENBL (Freigabe des Inverters). Hierin werde diese Signale im folgenden als SSON und INVON bezeichnet werden. Der Mikroprozessor interpretiert die Befehlseingabe über Tastenfelder durch den Benutzer und leitet diese Information in Form dieser beiden Signale an die PEEL weiter, vorausgesetzt, die der UVS aufgeprägten Bedingungen reichen für den Betrieb in der gewählten Betriebsart aus. Die Subsysteme des Inverters und der statischen Schalter werden nach unterschiedlichen Regeln betrieben, abhängig von der Systembetriebsart, die der Benutzer gewählt hat. Diese Regeln werden in Tabelle 1 in allgemeiner Weise ausgedrückt. Tabelle 1: Systembetriebsarten
Außer dem Modifizieren des statischen Schalters und der Inverterreaktion entsprechend jeder dieser Systembetriebsarten koordiniert die PEEL den ordnungsgemäßen Übergang der Energie zwischen dem Netz und dem Inverter während der praktisch unmittelbaren Übergänge zwischen den Systembetriebsarten. Die PEEL koordiniert diese Übergänge und ergänzt andere Systemschaltungen beim Garantieren des Umpolens der statischen SCR-(Thyristor-)Schalter durch die Invertersteuerung und bietet ein sofortiges Impulstreibern für den Treiber 291 für den Inmpulstransformator der statischen Schalter, wie in Fig. 9 gezeigt. Diese zusätzlichen Operationen werden benötigt, um unter einer Mehrzahl von Netzausfallzuständen sanfte Übergänge zwischen dem Netz und dem Inverter zu schaffen.
Bevor der Betrieb unter jeder der Systembetriebsarten und die Energieübergänge untersucht werden, ist es angebracht, die Booleschen Gleichungen einzuführen, welche den Betrieb der PEEL definieren. Die Verbindung zwischen den auf das System eingeprägten Zuständen, die durch die Eingangsvariablen verkörpert werden, auf der rechten Seite des Gleichheitszeichen und die Antwort der Subsysteme der statischen Schalter und des Inverters, verkörpert durch den links vom Gleichheitszeichen befindlichen Ausgangsnamen, wird deutlich. Die folgenden Definitionen, die Boolesche Assembler-Operatoren der PEEL erklären, sollten bemerkt werden:
!: der boolesche Negationsoperator des Quellcode-Assemblers der PEEL. "!sson" bedeutet, daß das Signal zum Freigeben des statischen Schalters unwahr ist; "sson" bedeutet, das das Signal zum Freigeben des statischen Schalters wahr ist. In diesem Beispiel entspricht der unwahre Zustand dem, daß das Subsystem der statischen Schalter inaktiv ist.
&: der boolesche UND-Operator des PEEL-Assemblers
#: der boolesche ODER-Operator des PEEL-Assemblers
Boolesche Systemgleichungen:
Abschnitt zum Dekodieren der Mikrozustände (diese Gleichungen bestimmen den nächsten Mikrozustand, ausgehend von dem gegenwärtigen Systemzustand, der gegenwärtigen Systembetriebsart und anderen Bedingungen):
Ausgänge der H-Brücken MOSFET-Schalterbereiche ("B"-Schalter unten, "A"-Schalter oben, "1" links, "2" rechts):
Ausgang des Abschnittes des Treibers des statischen SCR-(Thyristor-)Schalters
Die Namen auf der linken Seite des Gleichheitszeichens sind die Ausgänge der PEEL. Diese sind direkt mit den Treibern der Impulstransformatoren der statischen Schalter, den Solid- State-Schaltern des H-Brücken-Inverters und den Schaltern für die Impulsbreitenmodulation und Rücksetzung der Zeitkonstante für die Abschaltzeit der Leitfähigkeitsbegrenzung verbunden. Wenn die durch die Ausdrücke auf der rechten Seite des Gleichheitszeichens definierten logischen Zustände des Systems wahr sind, wird der entsprechende Ausgang (der physikalische Baustein) freigegeben.
Signaldefinitionen:
SSON -- (statischer Schalter EIN freigegeben) ist ein Signal auf Logik-Niveau von dem Mikroprozessor, das der PEEL ermöglicht, den statischen Schalter freizugeben (einzuschalten), vorausgesetzt, daß die PEEL erkennt, daß andere Bedingungen auch erfüllt sind.
INVON - (Inverter EIN freigegeben) ist ein Signal auf Logik-Niveau von dem Mikroprozessor, daß der PEEL ermöglicht, den Inverter freizugeben (einzuschalten), vorausgesetzt, daß die PEEL erkennt, daß andere Bedingungen auch erfüllt sind.
LFAULT -- (low-aktiv, Netzleitungsfehler) wird durch den Netzausfall-Erkennungsschaltkreis erzeugt; dieses Signal zeigt an, daß die Netzspannung nach außerhalb eines annehmbaren Spannungs-Hüllbereiches abgewichen ist. Der erste Buchstabe "L" zeigt an, daß das Signal bei "low" aktiv ist (wenn das Signal auf "low" steht, ist ein Netzleitungsfehler aufgetreten).
20K -- (20 Kilohertz) wird durch den Ripple-Zähler (Typ 4040) 442 erzeugt. Dieses Signal dient als Timing-Impuls für den 50%-Lastzyklus des Treibers für den statischen Schalter
GP (Schutzimpuls) wird durch den Mikroprozessor 66 erzeugt; dieser Impuls umgibt den Nulldurchgangspunkt der Referenz-Wellenform. Er wird verwendet, um zu bestimmen, wann ein Umpolimpuls für den statischen Schalter erforderlich ist.
PWMFREQ ist ein Eingangssignal der PEEL, das von dem Ripple-Zähler (Typ 4040) 442 erzeugt und mit einem loginschen NAND-Gatter mit 8 Eingängen dekodiert wird, bevor es in die PPEL eintritt. Es nimmt bei der Inverterfrequenz von 19.2 kHz 408 ns lang ein logisches "low" an. Seine Funktion besteht im Anstoßen des Inverterzyklus.
LPULSEND ist ein Eingangssignal der PEEL, das durch den Impulsbreitenmodulations- Komparator oder den Leitfähigkeitsbegrenzungskomparator erzeugt wird. Dieses Signal nimmt ein logisches "low" an, wenn es die normale Beendigung eines Impulsbreitenmodulations-Impulses oder eine vorzeitige Beendigung eines Impulsbreitenmodulations-Impulses anzeigt, weil die MOSFETs in der oberen Seite der H-Brücke einen übermäßigen Strom führen.
POL (Polarität der Referenzspannung) wird durch den Mikroprozessor erzeugt, wobei dieses Signal anzeigt, welche Polarität das gleichgerichtete Referenzspannungssignal zu einem bestimmten Zeitpunkt widerspiegelt.
Q1, Q2, Q3: Ausänge der Latch-Speicher der Zustandsmaschine. Die zugeordneten Latches speichern Zustandsinformationen, die zusammen mit gegenwärtigen Zustandsinformationen den nächsten Zustand und die gegenwärtigen Ausgänge der Zustandsmaschine bestimmen.

Betriebsart "System aus"

Untersucht man Kombinationen der SSON und INVON-Signale, die in den oben angegebenen Booleschen Ausdrücken der PEEL vorhanden sind, kann man sehen, daß keine Kombinationen von !SSON & !INVON auftreten - weil die Kombination nicht auftritt, sind die Ausgänge standardmäßig aus (d. h. unwahr) - was bedeutet, daß keine Ausgänge freigegeben werden, und die Subsysteme der statischen Schalter und des Inverters nicht aktiv sind.
Weil diese zwei Signale auch als Eingang für den Dekodierschaltungs-Bereich der Zustandsmaschine dienen, werden auch die Ausgänge der Dekodierschatung standardmäßig unwahr sein, und die Zustandsmaschine bleibt in ihrem Mikrozustand 000 "im Leerlauf", dem Mikrostatus nach dem Hochfahren bzw. in Bereitschaft, bis der Mikroprozessor seine Systemüberprüfungen beendet und in eine neue Betriebsart eintritt.
Das "Zustands-Flußdiagramm" der PEEL aus Fig. 17 hilft, die Übergänge in die drei verbleibenden System-Betriebsarten darzustellen.
Jeder Kreis in dem Zustandsdiagramm stellt einen einzigartigen Mikrozustand dar; jeder Zustand hat einen Namen und eine Binärzahlentsprechung. Jede Stelle der Binärzahlentsprechung stimmt mit dem Logikniveau der Q-Ausgangspins der Latches vom D-Typ. Man beachte, daß man die Beziehung zwischen einem beliebigen der Booleschen Ausdrücke und dem Zustandsdiagramm durch Notieren der Logikniveaus der Qs in dem Booleschen Ausdruck bestimmen kann. Zum Beispiel bezeichnet "!Q1 & Q2 & Q3" den Zustand 011. Jeder beliebige Boolesche Ausdruck mit diesem Satz von Qs bestimmt entweder, was der nächste Zustand sein wird, oder er bestimmt, wie die Stromausgänge sind, während die Zustandsmaschine in dem durch die Qs wiedergegebenen Zustand verbleibt.

Betriebsart "Nur Netzbetrieb" und Arbeitsweise des statischen Schalters

In der folgenden Erläuterung erscheinen logische Eingangssignale an der PEEL in Klammern < *> , um sie von normalem Text zu unterscheiden (z.B. < sson> ), Ausgangssignale der PEEL erscheinen in Klammern und Großbuchstaben (z.B. < SSONOUT> ).

Betriebsart "Nur Netzbetrieb" und grundlegende Arbeitsweise des statischen Schalters

Die Betriebsart "System aus" versetzte die Zustandsmaschine in den Zustand 000. Nehmen wir an, der Benutzer wählt nun die Betriebsart "Nur Netzbetrieb". Wenn nach dem Überprüfen kritischer Systembedingungen der Mikroprozessor entscheidet, daß alle Bedingungen zufriedenstellend sind, ändert er < !sson & !invon> zu < sson & !invon> , was den statischen Schalter schließt. Wenn man das < SSONOUT> -Signal in der Booleschen Gleichung betrachtet, so sieht man, daß der statische Schalter eingeschaltet wird, sobald das 20kHz-Signal zu einem Logikniveau "high" wechselt. Es braucht kein Mikrozustands-Übergang stattzufinden, weil sich die Maschine bereits im Mikrozustand 000 befindet. Solange dieser Zustand durch < sson & !invon> aufrecht erhalten wird, wechselt das < SSONOUT> -Signal mit 20kHz zwischen EIN und AUS, was die Impulstransformatoren für die statischen Schalter an der Sättigung hindert.
Während des Wartens auf die steigende Flanke des 20 kHz-Signals können bis zu 25 µs Verzögerung beim Einschalten des statischen Schalters auftreten, dies ist jedoch für diese spezielle Übergangsart nicht kritisch.

Komplexer Betrieb des statischen Schalters

Die mit dem Netz interaktive Betriebsart erfordert einen komplexeren Betrieb des statischen Schalters, es ist ein sofortiger Einschaltimpuls for den SCR (Thyristor) erforderlich, um fehlerfreie Übergänge vom Inverter zum Netz sicherzustellen zu helfen. Die Ausgangslogik für < SSONOUT> , in der ersten Gleichung unten dargestellt, zeigt diesen sofortigen Impuls; wenn ein Netzausfall beseitigt wird, zwingt die Zustands-Übergangs-Logik die Maschine zuerst in den Zustand 000, wo dei Ausgangslogik den sofortigen Impuls zur Verfügung stellen kann:
Ausgangslogik:
SSONOUT = SSON & INVON & !Q3 & !Q2 & !Q1 & LFAULT #
(sofortiger "EIN"-Impuls für die Dauer des Zustandes 000)
SSON & INVON & !Q3 & Q2 & !Q1 & 20K & LFAULT
(aufeinanderfolgende 20 kHz-Impulse im Zustand 010)
Weil aber die Gates des SCR (Thyristors) des statischen Schalters durch Impulstransformatoren getrieben werden, darf das < SSONOUT> -Signal der PEEL nicht hoch bleiben, weil die Impulstransformatoren sonst zur Sättigung gelangen und die SCRs (Thyristoren) am nächsten Nulldurchgangspunkt des Netzstromes umpolen. Daher halten nach dem ersten, asynchronen Signal zum Einschalten des statischen Schalters synchrone Impulse bei der Frequenz von 20 kHz die Impulstransformatoren von der Sättigung ab. Dies wird durch einen Übergang in den nächsten Mikrozustand, 010, erreicht, wie durch die ersten zwei Produktterme dargestellt, welche die Zustandsübergangs-Dekodierung während des mit dem Netz interaktiven Betriebes für den zweiten Flip- Flop vom D-Typ beinhalten. Der zweite Flip-Flop vom D-Typ entspricht der Bitposition Nr. 2 in der binären Zustandsentsprechung (Q&sub3;Q&sub2;Q&sub1;):
Zustandsübergangs-Dekodierung:
Q2 = SSON & INVON & !Q3 & !Q2 & !Q1 & LFAULT & 20K #
(gehe von Zustand 000 nach Zustand 010)
SSON & INVON & !Q3 & Q2 & !Q1 (bleibe in Zustand 010)
Der erste Term bringt die Latches dazu, nach 010 zu wechseln, wenn der mit dem Netz interaktive Betrieb aktiv ist, während der zweite Term das zweite Bit des Zustandes 010 so lange bei 1 hält, wie sich die Netzleitung gut benimmt und sich keines der anderen Bits wegen eines Netzleitungsfehlers ändert. Durch Weiterverwenden der Zustandsdekodierung kann man sehen, daß es keine anderen Bedingungen gibt, die die Ausgänge Q1 und Q3 der Latches auf ein logisches "high" ändern, solange < lfault> "high" ist und die Systembetriebsart nicht abgewählt wird. Anschließend erscheint das < SSONOUT> -Signal, während sich die Maschine im Zustand 010 befindet, wahr, wenn das < 20k> -Signal "high" ist, und unwahr, wenn es dies nicht ist. Das < 20k> - Signal gibt eine 50%-Lastzyklus-Rechteckwelle mit 19.2 kHz wieder, die es den die Gates der SCRs (Thyristoren) treibenden Transformatoren erlaubt, zu resetten:
Ausgangslogik:
SSONOUT = SSON & INVON & !Q3 & !Q2 & !Q1 & LFAULT #
(sofortiger EIN-Impuls)
SSON & INVON & !Q3 & Q2 & !Q1 & 20K & LFAULT
(aufeinanderfolgende Impulse)
Man beachte, daß die Logik, die den physikalischen Baustein treibt, eine Funktion des Mikrozustandes ist, der die Betriebsregeln für das Subsystem des statischen Schalters bestimmt.

Betriebsart "Inverterbetrieb"

Der H-Brücken-Inverter ist in den Figuren 2 und 10 dargestellt. Jeder der vier dargestellten Schalter 132-135 steht für bis zu mehreren parallelgeschalteten Metalloxid-Silizium- Feldeffekttransistoren (MOSFETs). Die Ausgangslogik der PEEL 90 treibt indirekt diese Solid- State-"Schalter" über beim Einschalten hochfahrsichere Schaltungen, die die NAND-Gatter 366- 369 und die Widerstände 381-384 sowie stromverstärkende MOSFET-Gatetreiberschaltungen 340-343 umfassen.
Energie wird der kritischen Last durch Impulsbreitenmodulation eines 19,2 kHz-Trägers mit einem Referenzsignal in Form einer 60 Hz-Sinuswelle zugeführt. Die PEEL arbeitet zusammen mit einer Analgoschaltung, um die Energiezuführung durch geeignete Koordination der Brückenschalter zu verwirklichen.
Unter Bezugnahme auf das Zustandsdiagramm von Fig. 17 sollte man die sechs im unteren Teil des Diagramms angeordneten Zustände bemerken. Im wesentlichen gibt jeder dieser Zustände verschiedene Aspekte der Impulsbreitenmodulation wieder, die nachstehend aufgezählt sind.
Zeitkonstantenrücksetzung: Zustand 000 und 001:
Zustand 000, wenn in den Betriebsarten "Inverterbetrieb" oder "Netzinteraktiver Betrieb"; dient als Auslösung für die Signale zum Rücksetzen der Zeitkonstanten für die Impulsbreitenmodulation und den Holdoff der Leitfähigkeitsbegrenzung.

Impulsbreitenmodulations-/Leitfähigkeitsbegrenzungs-Holdoff-Zeitkonstantenrücksetzung

Der Impverterimpuls mit 19.2 kHz wird durch Laden eines einfachen RC-Gliedes, das aus einem Widerstand 397 und einem Kondensator 391 besteht, und Vergleichen der sich ergebenden Spannungswerte in Komparatoren 392 bzw. 448 mit einer Referenzspannung moduliert, wie in Fig. 18 dargestellt. Wenn die Spannung des RC-Gliedes die Referenzspannung übersteigt, wird der Impuls beendet, und der Brückenschalter auf der oberen Seite wird bis zum Beginn des nächsten Zyklus deaktiviert. Zu diesem Zeitpunkt muß der Kondensator des RC-Gliedes schnell entladen werden, um die Schaltung für den nächsten Zyklus bereit zu machen.
Der MOSFET 402 und der analoge Schalter 451 werden durch den Ausgang < TCRST> an Pin 12 der PEEL 90 gesteuert. Das Signal von dem Pin 12 stellt die Negation des Ausgangs Q3 des Flip-Flops vom D-Typ dar (tcrst = !q3). Wie aus dem Zustandsdiagramm ersichtlich ist, passiert dies sowohl während des Zustandes 000 als auch während 001. Weil die der PEEL von dem durch n dividierenden Ripple-Zähler (Typ 4040) 492 zugeführte Clockrate für das Timen der Zustände 2.45 MHz ist und der Zustandsübergang von 000 nach 001 in dieser Betriebsart nur durch das Auftreten des Clock-Signals bestimmt wird, ist die Zeitspanne für das Zurücksetzen der Zeitkonstante zwei Zyklen der Clock, also 814 ns.
Totzeiterzeugung: Zustände 000, 001, 111, 110
Die Zustände 000 und 001 dienen als Zustände zum Erzeugen der Totzeit am Beginn jedes Inverterzyklus. In diesem Impulsbreiten-Modulationsschema wechseln die nach links orientierten oberen und unteren Brückenschalter 132 und 134 während einer Hälfte der Modulationsreferenz mit 60 Hz bei der Frequenz von 19,2 kHz die Leitfähigkeit nach oben und nach unten. Auf den Polwechsel der 60 Hz-Modulationsreferenz hin wiederholen die nach rechts orientieren Schalter 133 und 135 das Muster für die negative Halbwelle. Es muß sichergestellt sein, daß die Schalter der oberen Seite vollständig abgeschaltet sind, bevor die Schalter der unteren Seite beginnen, zu leiten, oder es tritt ein direkter Kurzschluß von der Batterie 47 an Masse auf. Eine identische Situation tritt vor dem Leiten der Schalter der oberen Seite auf.
Die durch die Zustände 000 und 001 geschaffenen 814 ns Totzeit kann man sich als die Totzeiterzeugung vorstellen, die nach dem Leiten der unteren Schalter beim Betrieb entweder des nach links orientierten oder des nach rechts orientierten Schalterpaares stattfindet. Während dieser Zeit sind drei der vier Brückenelemente abgeschaltet, während das vierte Element, das immer auf der gegenüberliegenden Seite der Leitsequenz oben/unten liegt, dauernd eingeschaltet bleibt. Der Parameter, der die unteren Schalter auf der gegenüberliegenden Seite in dieser Betriebsart steuert, ist das < pol> -Signal: Wenn < pol> , dann wird der untere Schalter 2B ein gehalten, wenn < !pol> , damm wird 1B ein gehalten (siehe Boolesche Gleichungen für 1B und 2B). Die Signale < pol> und < !pol> wechseln mit einer dem nominellen 60 Hz-Zyklus entsprechenden Geschwindigkeit ab.
Die Zustände 111 und 110 sind das Gegenstück zu den Zuständen 000 und 001 bezüglich der Totzeit nach dem Leiten der oberen Schalter.
Impulsbreitenmodulations-Energieimpuls: Zustand 101
Der Übergang vom Totzeitzustand, 001, in den Energieimpuls-Zustand, 101, hängt nur von der Ankunft des nächsten Impulses der 2,457 MHz-Clock ab, nachdem in den Zustand 001 eingetreten worden war. Der neue Zustand, 101 bleibt aktiv, bis entweder das Signal des (der) Komparators (Komparatoren) der Impulsbreitenmodulation oder der Leitfähigkeitsbegrenzung < lpulsend> in den Zustand "low" getrieben wird oder das Signal < !pwmfreq> ankommt. Das Signal < !PWMFREQ> gibt das Ende der Dauer des Inverterzyklus an, während durch die Komparatoren der Impulsbreitenmodulation und der Leitfähigkeitsbegrenzungsschaltung bereitgestellte logische "low"-Signale normalerweise durch eine ODER-Verknüpfung miteinander verknüpft werden, um das < lpulsend> -Signal zu bilden.
Bei der Ankunft eines dieser beiden Signale wird die Leitung der oberen Schalter beendet und es wird entweder 1) in den ersten der oberen Totzeitzustände nach der Leitung, 111, eingetreten - was bedeutet, daß die Beendigung aufgrund der Impulsbreitenmodulation oder der Leitfähigkeitsbegrenzung erfolgte, oder 2) es wird in den Totzeitzustand 000 zu Beginn eines Zyklus eingetreten, was bedeutet, daß sich der Imverter in einem Zustand maximaler Impulsbreiten-Modulation befindet: daher wird der Impuls- und Impulsbreitenzustand durch den Beginn des nächsten Inverterzyklus beendet, was durch < !pwmfreq> signalisiert wird.
Man bemerke, daß jedesmal, wenn der nächste Inverterzyklus durch das < !pwmfreq> - Signal eingeleitet wird, ein Zustandsübergang aus dem gegenwärtigen Zustand - entweder 101, 111 oder 100 in den Zustand 000 durchgeführt wird, zu welchem Zeitpunkt das Impulsbreitenmodulations-RC-Glied als Vorbereitung auf den nächsten Energieimpuls zurückgesetzt wird, und sich der Zyklus wiederholt.
Unterer Schalter EIN: Zustand 100
Wenn der Inverter sich nicht in einem Zustand maximaler Impulsbreitenmodulation befindet, wird nach dem Durchlaufen der zweiten Totzeit-Erzeugungszustände 111 und 110 in den Status 100 eingetreten. Die Zustände 111 und 110 schaffen 814 ns Totzeit zwischen dem Leiten der oberen Schalter (1A oder 2A) und dem entsprechenden unteren Schalter, der für die Dauer des Inverterzyklus' gerade angeschaltet wird.
Nach dem Eintreten in den Zustand 100 wird der entsprechende untere Schalter freigegeben; der entgegengesetzte untere Schalter ist bereits EIN, wobei er durch < pol> /< !pol> geteuert wird, wie oben erläutert. Der Zustand 100 bleibt aktiv und beide unteren Schalter bleiben an, bis < !pwmfreq> den Beginn des nächsten Inverterzyklus' einleitet.
Man bemerke, daß die Systembetriebsart "Inverterbetrieb" irgendwo in dem Inverterzyklus beendet werden könnte, wenn eine andere Systembetriebsart gewünscht wird. Wenn dies erfolgt, bleiben die Zustände entweder durch die normale Invertersequenz erhalten, wenn die gewählte Betriebsart der mit dem Netz interaktive Betrieb ist, oder sie fallen direkt in den Zustand 000 zurück, der (abhängig von < sson> und < invon> ) entweder als Anfangsimpuls-Zustand für den statischen Schalter oder als Zustand "System aus" dient. Zum Beispiel ist jeder der sechs Zustände, die in der Betriebsart "Inverterbetrieb" zulässige Zustände sind, auch zulässige Zustände in der Betriebsart "mit dem Netz interaktiver Betrieb". Daher wird der Inverter, wenn die Betriebsart nach "mit dem Netz interaktiver Betrieb" gewechselt hat und ein Netzausfall vorhanden ist, einfach weiter seine Sequenz durchlaufen. Wenn kein Netzausfall vorhanden ist, fällt die PEEL sofort in den Zustand 000, gibt den statischen Schalter frei und fährt im mit dem Netz interaktiven Betrieb fort, wie nachstehend erläutert.

Mit dem Netz interaktiver Betrieb

Die folgenden Ausführungen konzentrieren sich auf die kritischen Übergänge zwischen dem Betrieb des statischen Schalters und des Inverters.
Der Inverter verhält sich in der mit dem Netz interaktiven Betriebsart im wesentlichen so wie in der Betriebsart "Inverterbetrieb", außer daß die Übergänge zwischen dem Freigeben des statischen Schalters und dem Freigeben des Inverters durch eine Schaltung gesteuert werden, die den Zustand der Netzleitung analysiert. Diese Information wird als "go/no-go"-Signal namens < lfault> an die PEEL weitergeleitet. Das Signal nimmt den Zustand "low" an, wenn die Schaltung des Systems zum Kontrollieren des Leitungszustandes eine Netzspannung detektiert, die nach außerhalb eines zulässigen Spannungshüllbereichs ausgerissen ist.
Der mit dem Netz interaktive Betrieb umfaßt auch zwei zusätzliche Zustände, 010 und 011, die der Zustand "statischer Schalter im mit dem Netz interaktiven Betrieb EIN", genannt LISSON, bzw. der Zustand "Energieimpuls / Umpolen des statischen Schalters", genannt PWRPULS sind.
Um die Übergänge zwischen dem Freigeben des statischen Schalters und dem Freigeben des Inverters zu verstehen, nehme man an, der Netzleitungszustand sei annehmbar und der Zustand LISSON zum Treiben des statischen Schalters mit 19.2 kHz-Impulsen sei aktiv. Dann werde in der Nähe des Scheitewertes der Netzspannung ein Netzausfall detektiert, so daß das Signal < !lfault> am Eingang der PEEL auftritt. Der Zustand bringt die Zustandsmaschine dazu, in den Zustand 011 zu fallen - sie kann sich nicht aus diesem Zustand bewegen, bis < !pwmfreq> auftritt, was das Ende der Inverterperiode anzeigt. Während dieses Zustandes sind die entsprechenden Brückenschalter eingeschaltet, abhängig von der Steuerung durch das Signal < pol> /< !pol> , und sie bleiben an, bis der Zustand aufgrund der Auftretens von < !pwmfreq> beendet wird. Das Signal < pol> /< !pol> stellt sicher, daß der Last Energie zugeführt wird. Die Impulsbreitenmodulation hat im Zustand 011 keine Kontrolle über die Dauer des Energieimpulses: seine Dauer hängt allein davon ab, wann der Netzausfallszustand asynchron gegenüber dem synchronen Signal < !pwmfreq> aufgetreten ist. Der Zeitunterschied zwischen dem Auftreten dieser beiden Signale ist die Dauer des Energieimpulses. Dieser Vorgang hilft beim Schaffen eines sanften Übergangs der Energie von Netz auf Inverter.
Beim Eintreffen von < !pwmfreq> wird der Energieimpuls-Zustand 011 zugunsten des Zustandes 000 aufgegeben. Zu diesem Zeitpunkt geht der Inverterbetrieb weiter, wie unter der Betriebsart "Inverterbetrieb" beschrieben, und es wird die Resynchronisierung von dem ursprünglichen Energieimpuls zu einer Modulationssequenz mit nominell 60 Hz erreicht. Kurzfristig läuft der Inverter im mit dem Netz interaktiven Betrieb weiter, bis der Netzausfall beseitigt ist, was dadurch angezeigt wird, daß < lfault> dauerhaft einen Zustand "high" annimmt.
Wenn der Netzausfall jedoch von bedeutender Dauer ist - viele 60 Hz-Zyklen - wechselt der Mikroprozessor automatisch die Systembetriebsart vom mit dem Netz interaktiven Betrieb zum Inverterbetrieb, bis der Mikroprozessor durch die Überwachungsschaltung des Systems erkennen kann, daß die Netzspannung auf einen Wert innerhalb eines annehmbaren Effektivwert- Hüllbereiches zurückkehrt. Der Effektivwert-Hüllbereich ist eine Bewertung über viele Zyklen - verschieden von dem kurzfristigen Spannungsniveau-Hüllbereich, der im mit dem Netz interaktiven Betrieb bei den Übergängen vom statischen Schalter zum Inverter verwendet wird, wo die Bewertungen mehr oder weniger von Moment zu Moment erfolgen.
Dies vervollständigt die Beschreibung der vier Betriebsarten - System aus, Inverterbetrieb, Nur Netz und mit dem Netz interaktiv - und wie die PEEL die Subsysteme des statischen Schalters und des Inverters koordiniert.
Um die Zusammenhänge zwischen der Systembetriebsart, den Mikrozuständen, dem Systemzustand und dem Freigeben der Bausteine besser zu verdeutlichen, sind die Booleschen Gleichungen in Fig. 19 nochmals dargestellt, wobei jedoch Faktorgruppen aufgeteilt sind, um zu zeigen, wie die Systemzustände, Mikrozustände und spezifische Aktionen der Bausteine in den Ausdrücken eingearbeitet sind.

Automatische Lasterkennung

Die automatische Lasterkennung ist ein Komfortmerkmal, das dem Benutzer ermöglicht, daß ein Ein/Aus-Schalter einer mit der UVS 30 verbundenen Last automatisch drei andere mit der UVS des Benutzers verbundene Lasten ein- und ausschaltet. Mit diesem Merkmal können Lasten, deren Ein-/Aus-Schalter unzugänglich sind, etwa ein Computer unter einem Schreibtisch, ferngesteuert werden. Damit dies funktioniert, werden die drei "abhängigen Lasten" dauernd eingeschaltet belassen, und die "Hauptlast", etwa der Bildschirm direkt vor dem Benutzer, wird zum Haupt-Ein/Aus-Schalter für alle Lasten der UVS.
Gemäß Fig. 20 erkennt ein automatischer Lasterkennungstransformator 460, wenn die mit dem Hauptausgang 40 verbundene Last eingeschaltet wird, den Laststrom und sendet auf einer Leitung 462 ein Signal an die Schaltung 464 zur automatischen Lasterkennung. Die Schaltung 464 zur automatischen Lasterkennung erkennt das Vorhandensein dieses Signals und aktiviert das automatische Lastrelais 466, das einen Relaiskontakt 467 schließt, um den abhängigen Ausgängen Energie zuzuführen. Auf ähnliche Weise schaltet die Schaltung 464 zur automatischen Lasterkennung das automatische Lastrelais 466 aus, wenn kein Signal von dem automatischen Lasterkennungstransformator 460 vorhanden ist, und nimmt die Energie von den abhängigen Ausgängen weg.
Die Schaltung 464 zur automatischen Lasterkennung ist in Fig. 21 gezeigt. Das durch den automatischen Lasterkennungstransformator 460 erkannte Signal baut an einem Widerstand 470 eine Spannung auf, wenn die Last am Hauptausgang 40 eingeschaltet wird. Diese Spannung wird über einen Widerstand 471 dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 473 zugeführt, der einen Rückkopplungswiderstand 474 aufweist, der so ausgewählt ist, daß er die Verstärkung der Verstärkerschaltung einstellt. Negative Halbwellen werden durch den Verstärker 473 verstärkt und dem Mikroprozessor 66 zugefährt. Sollte das Verstärkersignal größer als 5V werden, schaltet sich eine Diode 476 ein und begrenzt den Ausgang, um den Mikroprozessoreingang nicht zu überlasten.
Positive Halbwellen der erfaßten Signale werden durch eine Diode 477 negativ festgelegt, anstelle verstärkt zu werden. Das negativ festgelegte Signal wird durch eine Diode 479 von dem Mikroprozessor ferngehalten.
Die halbwellen-gleichgerichteten, durch den Verstärker 473 verstärkten Signale werden in dem Mikroprozessor 66 gemittelt. Sollte das gemittelte Ergebnis über einer softwareseitig setzbaren Schwelle liegen, gibt der Mikroprozessor ein Signal aus, das den Treiber speist. Die Erfindung ermöglicht, daß das durchschnittliche Stromniveau durch den Hauptausgang, das das Einschalten der abhängigen Ausgänge auslöst, in der Software des Mikroprozessors gewählt wird. Beispielsweise kann der Hauptverbraucher in einem Bereitschaftsmodus einen niedrigen Strom ziehen, und während des aktiven Betriebs einen höheren Strom, der das Einschalten des automatischen Lastrelais auslösen und den abhängigen Ausgängen Energie zuführen kann. Der Treiber 291 stellt auf einer Leitung 489 ein Leistungssignal bereit, das wiederum das automatische Lastrelais 466 einschaltet. Die Diode 482 blockert den Rückstrom von der Relaisspule, wenn es abgeschaltet wird.

Betrieb des Batterieladers

Durch Verwendung des Haupttransformators 44 und der H-Brücke des Inverters 46 stellt die erfindungsgemäße UVS ein einfaches, jedoch sehr vollständiges und wirkunsvolles Schema zum Laden ihrer Batterien zur Verfügung.
Der hierin beschriebene Batterielader verwendet ein Verfahren mit konstanter Spannung mit einem temperaturkompensierten Sollwert, um die Batterien in einer relativ kurzen Zeit zu laden. Er ist auch gegen Eingangs-Überspannung geschützt und begrenzt den maximal zugeführten Strom.
Fig. 22 zeigt ein Schema der Laderschaltung. Der Haupttransformator 44 setzt die effektiven 120 V von der Wechselspannungs-Netzleitung auf 12V effektiv herab. Diese Spannung wird durch Verwenden der intrinsischen Dioden 143 und 144 der unteren Schalter (1B, 2B) der H-Brükke und der beiden zusätzlichen Dioden 147 und 148 gleichgerichtet. Weiterhin blockieren die intrinsischen Dioden 141 und 142 der oberen Schalter (1A, 2A) die Batteriespannung gegenüber einem plötzlichen Netzspannungsanstieg, was einen Überspannungsschutz für den Batterielader schafft.
Weil die durchschnittliche gleichgerichtete Spannung des Kondensators 150 ungefähr 16V ist, ist ein Spannungskonverter erforderlich, um die zum Laden der Batterien mit dem Konstantspannungs-Verfahren benötigte Spannung (26,9V bei 31ºC) zur Verfügung zu stellen. Ein Verstärkungs-Konverter mit Hochfrequenz-Umschaltung wird verwendet, um einen hohen Wirkungsgrad zu erreichen.
Ein integrierter Schaltkreis 155 (z.B. ein MC34063AP von Motorola) ist die Hauptsteuerung des Laders. Er weist einen NPN-Transistor (in Fig. 2 als 156 dargestellt), der bis zu 1,5 A schalten kann, eine 2%-Referenzspannung zum Regeln der Ausgangsspannung, eine Timing-Schaltung und eine Stromerkennungs-Schaltung zum Begrenzen des maximalen Schaltstromes auf.
Ein Abtastwert der Ausgangsspannung wird über einen Widerstand 490 der Steuerung zugeführt. Wenn die Probespannung weniger als 1,25 V ist, wird der interne Schalter 156 geschlossen, anschließend erhöht sich der Strom in der Induktivität 151 linear, bis der Spannungsabfall an dem Widerstand 491 0,33 V erreicht, was einem maximalen Strom von 1,5 A entspricht.
Wenn der interne Schalter offen ist, wird die in der Induktivität gespeicherte Energie über die Schottkydiode 157 der Batterie zugeführt. Die Zeit, die der Schalter offen bleibt, wird durch einen Kondensator 493 gesteuert. Die Betriebsfrequenz des Schalters ist vorzugsweise etwa 50 kHz.
Dieser Vorgang dauert solange an, wie wie die abgetastete Spannung unter 1,25 V liegt. Ein +5V-Signal von dem Mikroprozessor sperrt den Lader.
Eine Temperaturkompensation von -3mV/Zelle/ºC ist durch das Hinzufügen eines NTC- Thermowiderstandes 494 in dem Spannungs-Rückkopplungsnetz möglich. Ein Widerstand 496 wird verwendet, um die gesamte Temperaturcharakteristik im Bereich von 0 bis 50ºC zu linearisieren.
Ein FET 499 öffnet das Spannungs-Rückkopplungsnetz, wenn keine Netzwechselspannung anliegt, und schneidet so einen nutzlosen Pfad zur Batterieentladung ab. Kondensatoren 501 und 150 filtern für ein besseres EMV-Verhalten die hohe Frequenz aus.
Wenn die UVS ausgeschaltet ist, aber Netzwechselspannung anliegt, können die Batterien immer noch durch Abgreifen von Energie von dem Spannungserkennungstransformator 53 geladen werden. Wenn die UVS ausgeschaltet ist, ist die Energieversorgung mit +24V nicht verfügbar; daher trennt das offene Leitungsrelais den Haupttransformator 44, und der vorwärts vorgespannte Darlingtontransistor 503 ermöglicht dem Lader, über eine Vollbrücke aus Dioden 161-164 und eine Sperrdiode 506 Energie aus dem Spannungserkennungstransformator 53 zu ziehen. Wenn die UVS an ist, wird der Darlingtontransistor 503 negativ vorgespannt, wordurch ein Laden des Signales von dem Spannungserkennungstransformator verhindert wird.
Wenn ein Netzausfall erkannt wird, wird sofort der Inverter eingeschaltet. Dies erzeugt einen Spannungssprung in der H-Brücke von der transformierten Netzwechselspannung auf die Batteriespannung. Ein plötzliche Spannungsveränderung wie diese würde einen sehr hohen, durch die oberen Schalter, die Gleichrichter 147 und 148 und den Kondensator 150 fließenden Einschaltstrom erzeugen. Dieser Einschaltstrom würde die Leitfähigkeitsbegrenzungsschaltung des Inverters triggern, was die Übergangsreaktion der UVS von Netz auf Inverter verschlechtern würde. Um diesen Zustand zu verhindern, ist eine Induktivität 507 in Reihe mit den Gleichrichtern 147 und 148 geschaltet.
Zusammenfassend weist das erfindungsgemäße Batterieladesystem mehrere vorteilhafte Merkmale auf: Durch Verwenden des Haupttransformators und der H-Brücke des Inverters sowie des Überwachsungstransformators aus der Schaltung zum Erkennen der Eingangsspannung lädt dieses System die Batterie, solange Netzwechselspannung anliegt.
Wegen des hohen Wirkungsgrades des Verstärkungskonverters erzeugt das System keine Wärme, und daher ist keine Kühlung oder Wärmesenke erforderlich.
Die Temperaturkompensation des Laders verlängert die erwartete Lebensdauer der Batterien.
Trotz seiner Einfachheit weist das Ladersystem einen intrinsischen Überspannungsschutz auf und begrenzt den maximal zur Verfügung gestellten Strom.
Die Stromkapazität des Ladersystems kann einfach verdoppelt werden, indem man eine aufgerüstete Version des Steuerbausteines einsetzt (z.B. einen MC34163).
Es ist klar, daß die Erfindung nicht auf die hierin verdeutlichend beschriebenen speziellen Ausführungsformen begrenzt ist, sondern all die modifizierten Formen davon umfaßt, die in den Umfang der folgenden Ansprüche fallen.

Claims

1. Unterbrechungsfreie Stromversorgung, die an ihren Eingangsanschüssen (31) mit Wechselstrom-Stromversorgungsleitungen und an ihren Ausgangsanschüssen (40) mit einer Last verbindbar ist, umfassend:

(a) eine Hilfs-Energieversorgungsbatterie (47);

(b) einen Stromversorgungspfad (33) von den Eingangsanschlüssen zu den Ausgangsanschlüssen, um normalerweise Energie von einem mit den Eingangsanschlüssen verbundenen Wechselspannungsnetz einer mit den Ausgangsanschlüssen verbundenen Last zuzuführen;

(c) Mittel (35, 34, 46, 44), die auf Steuersignale reagieren, um die Energiezuführung durch den Stromversorgungspfad von den Wechselstrom-Netzleitungen zu der Last zu unterbrechen und um wahlweisen Wechselstrom von der Batterie an den Stromversorgungspfad und von dort an die Last zuzuführen;

(d) Steuermittel (56) zum Bereitstellen von Steuersignalen auf das Eintreten eines Stromausfalls bei den Wechselstrom-Netzleitungen hin an die auf Steuersignale reagierenden Mittel, um zu bewirken, daß die Energieversorgung für die Last von dem Wechselstromnetz auf die Batterie umgestellt wird, wobei die Steuermittel umfassen:

(i) Mittel (53, 62, 66) zum Abtasten der Spannung an den Wechselstrom-Netzleitungen an den Eingangsanschlüssen in periodischen Zeitabständen und zum Bereitstellen digitaler Ausgangsdaten, die dem abgetasteten Einganssignal entsprechen; und

(ii) Mittel (66), die die dem abgetasteten Wechselstrom-Netzleitungssignal (VL) entsprechenden digitalen Daten empfangen und zu ausgewählten Abtastzeiten während der Periode des Wechselstromleitungssignals eine Referenz-Wellenform erzeugen, wobei jeder Referenzwert zu jedem Abtastzeitpunkt einen selektiv gewichteten Durchschnitt von Abtastwerden des gegenwärtig abgetasteten Zyklus der Wechselstrom-Wellenform und vorhergehender Zyklen der Netzwechselspannung enthält,

dadurch gekennzeichnet, daß das Steuermittel weiterhin umfaßt:

(iii) Mittel (66, PLL) zum Bereitstellen von den Referenz-Wellenformdaten entsprechenden digitalen Daten, die in Frequenz und Phase mit der Netzwechselspannung synchronisiert sind;

(iv) einen Digital-Analog-Konverter (235), der die digitalen Referenz-Wellenform-Daten empfängt, um daraus ein entsprechendes analoges Referenz-Wellenform-Signal (VREF) zu erzeugen;

(v) Mittel (208, 209) zum Bereitstellen eines selektiven relativen Scalings der Größen der Netzwechselspannung (VL) und des analogen Referenz-Wellenform-Signals (VREF), um ein selektiertes Größentoleranzband zwischen dem Referenzsignal und dem Wechselstrom- Netzleitungssignal zu schaffen; und

(vi) einen Komparator (194), der das skalierte Wechselstrom-Eingangssignal und das Referenz-Wellenformsignal empfängt und ein Ausgangssignal (LF) erzeugt, das einen Stromausfall anzeigt, wenn der Unterschied in den Eingangssignalen größer ist als das gewählte Eingangstoleranzband.

2. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das auf Steuersignale reagierende Mittel einen Inverter (46) umfaßt, der Gate-gesteuerte Schaltvorrichtungen (132-135), die in einer H-Brückenanordnung verbunden sind, um über die eine Seite der Brücke Gleichstrom-Energie von der Batterie (47) aufzunehmen und über die andere Seite der Brücke dem Stromversorgungspfad Wechselstromenergie zur Verfügung zu stellen, und Filtermittel (38) in dem Stromversorgungspfad zwischen dem Inverter (46) und dem Ausgangsanschluß (40) zum Tiefpaß-Filtern der Ausgangsspannung von dem Inverter umfaßt, und daß das Steuermittel (56, 87) die Schaltvorrichtungen des Inverters impulsbreitenmoduliert steuert, um an den Ausgangsanschlüssen eine im wesentlichen sinusförmige Wellenform (VREF) der Ausgangsspannung zu schaffen, wobei die Breite der Impulse von dem Inverter so gewählt ist, daß eine gewünschte Ausgangs-Wellenform geschaffen wird, und die Wellenform so gewählt ist, daß sie zu der Wellenform der Netzwechselspannung zum Zeitpunkt der Entdeckung eines Netz-Stromausfalls paßt, so daß an den Ausgangsanschlüssen während des Umschaltens vom Wechselstromnetz auf Energie vom Inverter eine im wesentlichen kontinuierliche Ausgangs-Wellenform bereitgestellt wird.

3. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das auf Steuersignale reagierende Mittel einen Transformator (44) umfaßt, dessen Sekundärseite (125) mit dem Stromversorgungspfad verbunden ist und dessen Primärseite (126) mit der Inverterbrücke (44) verbunden ist, um Wechselstromenergie von der Inverterbrücke aufzunehmen.

4. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiter Mittel (57, 64) zum Abfühlen des von den Ausgangsanschlüssen der Last zugeführten Ausgangsstromes umfaßt, wobei die durch das Steuermittel bereitgestellte gewünschte Ausgangs- Wellenform (VREF*) die durch den gemessenen, von der Last aufgenommenen Strom kompensierte Referenz-Wellenform (VREF) ist.

5. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die gewünschte Wellenform (VREF*) entsprechend den folgenden Formeln bestimmt wird:

VREF*=VREF+R(IO+)-R(IO-),

wenn die Referenzspannung der positiven Halbwelle entspricht, und

VREF*=VREF-R(IO+)+R(IO-),

wenn die Referenzspannung der negativen Halbwelle enstpricht, wobei VREF die Referenz- Wellenform , VREF* die gewünschte Wellenform, IO+ der abgefühlte Ausgangsstrom in positiver Richtung, IO- der abgefühlte Ausgangsstrom in negativer Richtung und R ein Widerstands- Skalierungsfaktor ist.

6. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die H-Brücke (46) des Inverters vier Arme mit Schaltvorrichtungen (132-135) in oberen und unteren Armen der Brücke aufweist, wobei der Gleichstrom-Eingang der Brücke über die oberen und unteren Arme geschaffen wird, wobei der Ausgang der Brücke zwischen den Veerbindungen zwischen den Schaltvorrichtungen in den oberen und unteren Armen auf jeder Seite der Brücke abgenommen wird und wobei jede der gategesteuerten Schaltvorrichtungen eine Mehrzahl von FETs (132, 133; 134, 135) umfaßt, deren Anzahl in den Schaltvorrichtungen jedes Armes der oberen Arme der Brücke geringer ist als die Anzahl der FETs in den Schaltvorrichtungen in jedem der unteren Arme der Brücke, und wobei das Steuermittel (56, 345-348) das Schalten der FETs so steuert, daß das Steuermittel zwischen von dem Inverter an den Stromversorgungspfad bereitgestellten Ausgangsimpulsen die FETs in den oberen Armen der Brücke abschaltet und die FETs in den unteren Armen der Brücke einschaltet, um der Last zufließendem Strom zu erlauben, durch die Schaltvorrichtungen in den unteren Armen der Brücke frei zu laufen, wodurch der gesamte Lastzyklus für einzelne FETs in den oberen und unteren Armen der Brücke über einen vollen Zyklus des Inverters tendenziell ausgeglichen wird.

7. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das auf Steuersignale reagierende Mittel weiter umfaßt:

in den Stromversorgungspfad (33) eingeschaltete statische Schatmittel (35) zum Reagieren auf Steuersignale, um die Stromzufuhr durch den Stromversorgungspfad vom Wechselstrom-Netz zur Last zu unterbrechen, wobei die statischen Schaltmittel parallel verbundene, mit entgegengesetzter Polarität in den Stromversorgungspfad geschaltete SCRs (Thyristoren) (117, 118) und mit den Gates der SCRs (Thyristoren) verbundene Gatetreiber (120) umfassen; und

Mittel, die so angeschlossen sind, daß sie Gleichstrom von der Hilfsbatterie (47) aufnehmen und wahlweise dem Stromversorgungspfad (33) zwischen den statischen Schaltmitteln und der Last Wechselstromenergie zuführen, umfassend einen Inverter (46), der in einer H-Brückenanordnung verbundene, gategesteuerte Schaltvorrichtungen (132-135) umfaßt, um über die eine Seite der Brücke Gleichstromenergie von der Hilfsbatterie zu empfangen und über die andere Seite der Brücke Wechselstromenergie an den Stromversorgungspfad bereitzustellen, und

wobei das Steuermittel (56) so angeschlossen ist, daß es den SCRs (Thyristoren) (117, 118) der statischen Schaltmittel (35) und den Gates der gategesteuerten Schaltvorrichtungen (132-135) des Inverters (46) Steuersignale zuführt, und daß das Schaltmittel beim Auftreten eines Fehlers den Gatetreibern (120) der SCRs (Thyristoren) Signale zuführt, um das Triggern der SCRs (Thyristoren) zu verhindern und den Gates der Schaltvorrichtungen der Inverterbrücke Signale zuführt, um dem Stromversorgungspfad einen Spannungsimpuls zuzuführen, um einen SCR (Thyristor) der statischen Schaltvorrichtung, der zu diesem Zeitpunkt leitend sein kann, umgekehrt vorzuspannen, und danach den Gates der Schaltvorrichtungen der Inverterbrücke auf impulsbreitenmodulierte Weise Steuersignale zuführt, um an den Ausgangsanschüssen der Stromversorgung eine Wechselstrom-Ausgangswellenform zu erzeugen.

8. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuermittel (56, 87) die Schaltvorrichtung (132-135) des Inverters (46) auf impulsbreitenmodulierte Weise steuert, um an den Ausgangsanschlüssen Spannung zu erzeugen, wobei die Breite der von dem Inverter bereitgestellten Impulse so gewählt ist, daß sie zu der Wellenform der Eingangs-Wechselspannung zum Zeitpunkt, zu dem ein Stromausfall detektiert wird paßt, so daß während des Umschaltens von Netzwechselspannung auf Energie von dem Inverter eine im wesentlichen kontinuierliche Wellenform der Ausgangsspannung an den Ausgangsanschlüssen zur Verfügung gestellt wird, und wobei, wenn der Stromausfall während einer ausgwählten Zeitspanne um den Nulldurchgang der Wechselspannungs-Eingangswellenform das Steuermittel ein Steuersignal an den Inverter bereitstellt, um die Polarität des normalen Stromimpulses umzukehren, der durch den Inverter zur Verfügung gestellt würde, um ein Abschalten des SCRs (Tyhristors) (117, 118) in dem statischen Schalter (35), der leitend ist, zu erzwingen.

9. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiter ein Relais (34) umfaßt, das zwischen die Eingangsanschlüssen (31) und das statische Schaltmittel (35) in den Stromversorgungspfad geschaltete mechanische Kontakte aufweist, wobei die Relaiskontakte (111, 112) reagierend auf ein dem Relais zugeführtes Steuersignal geöffnet oder geschlossen werden, und wobei das Steuermittel (56) dem Relais ein Steuersignal zuführt, um die Relaiskontakte zu öffnen, wenn ein Stromausfall detektiert wird, nachdem das Steuermittel das statische Schaltmittel (35) so gesteuert hat, daß es die SCRs (Thyristoren) (117, 118) in dem statischen Schaltmittel abschaltet, und wobei das Steuermittel dem Relais Steuersignale zum Schließen der mechanischen Kontakte des Relais zuführt, bevor das Steuermittel den SCRs (Thyristoren) des statischen Schaltmittels Steuersignale zuführt, um diese anzuschalten, um so den Strom wieder von den Wechselstrom-Netzleitungen zuzuzführen, nachdem in dem Wechselstrom-Netz nicht länger ein Stromausfall besteht.

10. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das zum Aufnehmen von Energie aus der Hilfsbatterie angeschlossene Mittel einen Transformator (44) umfaßt, dessen Sekundärseite (125) zwischen dem statischen Schaltmittel (35) und den Ausgangsanschlüssen (40) angeschlossen ist und dessen Primärseite (126) mit der Inverterbrücke (46) verbunden ist, um Wechselstromenergie von der Inverterbrücke aufzunehmen.

11. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß beim Detektieren eines Stromausfalls die Schaltvorrichtungen (132-135) des Inverters (46) auf impulsbreitengesteuerte Weise gesteuert werden, um eine Wechselspannungs-Ausgangswellenform von dem Inverter zu erzeugen, die eine gewünschte Wellenform verfolgt, die das Referenz-Wellenformsignal umfaßt, und danach das die digitalten Daten empfangende Mittel (66) zu jedem Abtastzeitpunkt Referenz-Wellenformwerte selektiv als gewichteten Durchschnitt einer in einem Speicher gespeicherten rein sinusförmigen Wellenform und der vorhergehenden Referenz-Wellenform berechnet und die Referenz-Wellenform (VREF) auf diese Weise für jeden Zyklus der Ausgans-Wellenform von dem Inverter neu berechnet.

12. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiter Mittel (57, 64) zum Abfühlen des von den Ausgangsanschlüssen der Last zugeführten Ausgangsstromes umfaßt, und daß die von dem Steuermittel bereitgestellte gewünschte Ausgangs-Wellenform (VREF*) die durch den gemessenen, von der Last aufgenommenen Strom kompensierte Referenz-Wellenform ist.

13. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die gewünschte Wellenform (VREF*) entsprechend den folgenden Ausdrücken bestimmt wird:

VREF*=VREF+R(IO+)-R(IO-),

wenn die Referenzspannung der positiven Halbwelle entspricht, und

VREF*=VREF-R(IO+)+R(IO-),

14. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Bereitstellen einer ausgewählten Skalierung eine Vorspannung an einem Eingang des Komparators (194) erzeugt, um ein ausgewähltes Spannungs-Toleranzband zwischen dem Wechselstrom-Eingangssignal (VL) und dem Referenzsignal (VREF) zu schaffen.

15. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (194) weiter einen Rückkopplungspfad von dem Ausgang des Komparators zu einem der Eingänge des Komparators durch einen Widerstand (209) umfaßt, um das zulässige Toleranzband zwischen dem Wechselstrom-Eingangssignal (VL) und dem Referenzsignal (VREF) während des normalen Betriebes zu vergrößern, bei dem kein Stromausfall aufgetreten ist, und um das Toleranzband während des Auftreten eines Stromausfalles zu verkleinern, während dessen die Netzwechselspannung im Vergleich zu der Referenzspannung außerhalb des Toleranzbandes lag, wodurch das Ausgangssignal "Stromausfall" von dem Komparator nur gelöscht wird, wenn das Wechselstrom-Eingangssignal auf ein Niveau zurückkehrt, das in dem schmäleren Toleranzband um das Referenz-Wellenform-Signal liegt.

16. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Mittel (66, 220, 22) zum Bereitstellen eines Schutzimpulses (GP) an einem der Eingänge des Komparators (194) während einer ausgewählten Zeitspanne um den erwarteten Nulldurchgang der Referenzspannung (VREF) und der Wechselstrom-Eingangsspannung (VL), um den Komparator daran zu hindern, seinen Ausgangszustand während solchen Nuldurchgängen benachbarten Zeiten zu ändern.

17. Unterbrechungsfreie Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstrom-Eingangsspannung gleichgerichtet wird, um dem Komparator (194) nur Spannung in einer Richtung (VL) zuzuführen, und daß die Referenzspannungs-Wellenform (VREF) dem Komparator nur als unidirektionale Spannung zugeführt wird.