JPH0625942B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流電源ラインにトランジスタ等のドロツパ
を接続して直流出力電圧を定電圧制御する電圧調整回
路、又はＤＣ−ＤＣコンバータで直流出力電圧を定電圧
制御する電圧調整回路、又はインバータと整流回路との
組み合せで直流出力電圧を定電圧制御する電圧調整回路
又はこれ等に類似の回路を並列接続して共通の負荷に直
流電力を供給する直流電源装置に関する。

〔従来の技術〕

トランジスタから成るドロツパを直流電源ラインに直列
接続し、ドロツパの電圧を調整することによつて出力電
圧を安定化する構成の電圧調整回路を並列に接続し、夫
々に電圧制御ループを設けると共に、電流バランス制御
ループを設け、負荷電流を均等に分担するように並列運
転する方式は公知である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、従来の並列回路では、定電圧制御ループと電
流バランス制御ループとが独立に設けられ、並列回路の
一方及び他方の電圧調整回路において定電圧制御ループ
が動作中であれば、電流バランス制御ループが動作を停
止し、逆に電流バランス制御ループが動作中であれば、
電圧制御ループが動作を停止する。この様な並列回路で
出力電圧が変化すると、動作停止中の定電圧制御ループ
が動作を開始し、出力電圧を定電圧化し、この結果、電
流のアンバランスが生じ、この電流のアンバランスが電
流バランス制御ループで制御され、電流バランスがとら
れる。このため、出力電圧が変化してから電流がバラン
スするまでの時間遅れが大きく、応答性が悪かつた。

今、ドロツパ方式の定電圧電源回路の並列回路について
説明したが、ＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータ等で電
圧調整する定電圧電源回路の並列回路においても同様な
問題がある。

なお、並列接続された２台の電圧調整回路の負荷電流又
はこれに対応する電流を検出し、この電流がバランスす
るように一方の電圧調整回路の基準電圧を制御する方式
が例えば特開昭６１−２９３１６３号公報に記載されて
いる。しかし、この種の方式では一台がマスタとなり、
残りの一台がスレーブとなるので、２台を同一構成にす
ることが出来ない。従って、電圧調整回路を量産する際
に必然的にコスト高になる。また、この方式では２台よ
りも多くコンバータを並列接続することができない。

そこで、本発明の目的は同一の回路構成の電圧調整回路
の並列接続によって所望のバランスを容易に得ることが
できる直流電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本願の第１番目の発明は、第
１の定電圧制御信号に応答して定電圧化された直流出力
電圧を形成して第１及び第２の出力端子間に接続された
負荷に供給する第１の電圧調整回路と、前記第１の電圧
調整回路の出力端子に接続された第１の電圧検出回路
と、前記第１の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値
にするために使用する第１の基準電圧を得るための第１
の基準電圧源と、前記第１の定電圧制御信号を形成して
前記第１の電圧調整回路に与える第１の誤差増幅器と、
第２の定電圧制御信号に応答して定電圧化された直流出
力電圧を形成して第３及び第４の出力端子間に接続され
た前記負荷に供給するものであり、前記第３及び第４の
出力端子が前記第１の電圧調整回路の前記第１及び第２
の出力端子に接続されている第２の電圧調整回路と、前
記第２の電圧調整回路の出力端子に接続された第２の電
圧検出回路と、前記第２の電圧調整回路の出力端子の電
圧を一定値にするために使用する第２の基準電圧を得る
ための第２の基準電圧源と、前記第２の定電圧制御信号
を形成して前記第２の電圧調整回路に与える第２の誤差
増幅器と、前記第１の電圧調整回路の出力電流が流れる
ライン又は前記第１の電圧調整回路において平均値的に
見てこの出力電流と同様に変化する電流が流れるライン
に接続された第１の電流検出抵抗と、前記第２の電圧調
整回路の出力電流が流れるライン又は前記第２の電圧調
整回路において平均値的に見てこの出力電流と同様に変
化する電流が流れるラインに接続された第２の電流検出
抵抗と、前記第１及び第２の電圧調整回路の電流バラン
スを検出するためのものであって、その一端が前記第２
及び第４の出力端子に直接に又は前記第１及び第２の電
流検出抵抗を介して接続されている第１及び第２の電流
バランス検出用抵抗と、電流バランスを検出するための
第１及び第２の演算増幅器と、前記第１及び第２の電流
検出抵抗で検出された電流が所望の割合になるように前
記第１の基準電圧源の第１の基準電圧を前記第１の演算
増幅器の出力電圧によって補正して第１の補正基準電圧
を得るための第１の基準電圧補正回路と、前記第１及び
第２の電流検出抵抗で検出された電流が所望の割合にな
るように前記第２の基準電圧源の第２の基準電圧を前記
第２の演算増幅器の出力電圧によって補正して第２の補
正基準電圧を得るための第２の基準電圧補正回路とを備
え、前記第１の電圧調整回路と前記第２の電圧調整回路
の両方で前記負荷に直流電力を供給するように構成さ
れ、前記第１及び第２の電流検出用抵抗と前記第１及び
第２の電流バランス検出用抵抗とから成る閉回路が形成
され、前記第１の演算増幅器の一方及び他方の入力端子
は前記第１の電流バランス検出用抵抗の一端及び他端に
それぞれ接続され、前記第２の演算増幅器の一方及び他
方の入力端子は前記第２の電流バランス検出用抵抗の一
端及び他端にそれぞれ接続され、前記第１の誤差増幅器
は前記第１の電圧検出回路で検出された第１の検出電圧
と前記第１の補正基準電圧との差に対応した出力を前記
第１の定電圧制御信号として送出するように構成され、
前記第２の誤差増幅器は前記第２の電圧検出回路で検出
された第２の検出電圧と前記第２の補正基準電圧との差
に対応した出力を前記第２の定電圧制御信号として送出
するように構成されていることを特徴とする直流電源装
置に係わるものである。

本願の第２番目の発明は、検出電圧を補正して電流バラ
ンスを得ることを特徴とするものである。

本願の第３番目の発明は、検出電圧を補正して電流バラ
ンスを得るために、電圧検出用抵抗に電流バランス補正
用抵抗（例えば第３図の５２ａ、５２ｂ）を接続し、こ
れに対して並列になるように抵抗（例えば第３図の５１
ａ、５１ｂ）とダイオード（例えば第３図の２６ａ、２
６ｂ）を接続し、ダイオードの導通を電流バランス検出
用抵抗（例えば第３図の２４ａ、２４ｂ）の電圧によっ
て制御し、検出電圧を補正することを特徴とするもので
ある。

なお、本願発明と実施例との対応関係を説明すると、第
１及び第２の電流検出抵抗は第１図で符号２２ａ、２２
ｂで示すもの又は第２図及び第３図で符号５０ａ、５０
ｂで示すものである。第１及び第２の電流バランス検出
用抵抗は、符号２４ａ、２４ｂで示すものである。第１
及び第２の基準電圧補正回路は抵抗１８ａ、１８ｂ、２
５ａ、２５ｂ及びダイオード２６ａ、２６ｂで示す部分
である。また、第２番目の発明の第１及び第２の検出電
圧補正回路は例えば第２図の抵抗５１ａ、５１ｂ、５２
ａ、５２ｂ、ダイオード２６ａ、２６ｂで示す部分であ
る。また、第３番目の発明の第１及び第２の電圧検出補
正用抵抗は第３図で符号５２ａ、５２ｂで示すものであ
る。第１及び第２の電圧検出補正用抵抗５２ａ、５２
ｂ、に対して第１及び第２の電流バランス検出用抵抗２
４ａ、２４ｂを並列に接続するための第１及び第２の抵
抗及び第１及び第２のダイオードは、第３図で符号５１
ａ、５１ｂ、２６ａ、２６ｂで示すものである。

［発明の作用及び効果］ 本願の各発明は次の作用効果を有する。

（イ）第１及び第２の電圧調整回路に対して同一の回路
要素を付加し、第１及び第２の電流検出用抵抗と第１及
び第２の電流バランス検出用抵抗との閉回路に基づいて
電流バランスを検出する。従って、第１の電圧調整回路
を主体としたユニットと第２の電圧調整回路を主体とし
たユニットとを同一構成にすることができる。即ち、同
一構成の複数のユニットの並列接続によって直流電源装
置を構成することができ、量産時における直流電源装置
のコストの低減が達成される。

（ロ）各ユニットを同一構成にするので、２台に限るこ
となく、更に、多くのユニットを並列接続することがで
きる。

〔第１の実施例〕 次に、第１図に示す本発明の第１の実施例に係わる直流
電源装置を説明する。この直流電源装置は、第１の直流
定電圧電源回路１（以下第１ユニツトという）と第２の
直流定電圧電源回路２（以下第２ユニツトという）との
並列接続回路から成る。第１ユニツト１は直流電源に接
続される一対の入力端子３、４と、安定化した直流出力
電圧を出力する一対の出力端子５、６と、電流バランス
制御用共通接続端子７とを有する。

第２ユニツト２も同様に、直流電源に接続される一対の
入力端子８、９と、安定化した直流出力電圧を出力する
ための一対の出力端子１０、１１と、電流バランス制御
用共通接続端子１２とを有する。第１ユニツト１の入力
端子３、４と第２ユニツト２の入力端子８、９とは独立
の非安定化直流電源又は共通の直流電源に接続される。

第１及び第２ユニツト１、２の出力端子５、６、１０、
１１は互いに並列接続され、共通の負荷１３に接続され
ている。第１及び第２ユニツト１、２の共通接続端子
７、１２は共通接続されている。

第１ユニツト１の入力端子３と出力端子５との間には電
圧調整回路のドロツパとしてのトランジスタ１４ａが直
列に接続されている。出力端子５と６との間には第１の
電圧検出回路として第１の電圧検出抵抗１５ａが接続さ
れている。この第１の電圧検出抵抗１５ａの第１の検出
電圧出力ライン１６ａは演算増幅器から成る第１の誤差
増幅器１７ａの反転入力端子に接続されている。第１の
誤差増幅器１７ａの非反転入力端子と下側の出力端子６
との間の基準電圧補正用抵抗１８ａを介して第１の基準
電圧源１９ａが接続されている。従つて、第１の誤差増
幅器１７ａの出力端子にはライン１６ａから得られる検
出電圧と基準電圧源１９ａから与えられる第１の基準電
圧との差に対応した電圧が電圧制御信号として得られ
る。

第１の誤差増幅器１７ａの出力端子はダイオード２０ａ
を介して主制御素子としてのトランジスタ１４ａのベー
スに接続されている。トランジスタ１４ａのコレクタと
ベースとの間にはベース電流を供給するための抵抗２１
ａが接続されている。

第１ユニツト１は更に電流バランス検出及び制御を行う
ために、入力端子４と出力端子６との間に第１の電流検
出回路としての第１の電流検出抵抗２２ａが接続され、
更に電流バランス検出及び制御用の第１の演算増幅器２
３ａ、第１の電流バランス検出用抵抗２４ａ、基準電圧
補正用抵抗２５ａ、ダイオード２６ａが設けられてい
る。第１の演算増幅器２３ａの非反転入力端子は電流検
出抵抗２２ａの左端に接続され、反転入力端子は第１の
バランス検出用抵抗２４ａを介して電流検出抵抗２２ａ
の左端に接続され、出力端子はダイオード２６ａと基準
電圧補正用抵抗２５ａとを介して第１の誤差増幅器１７
ａの非反転入力端子に接続されている。また電流バラン
ス検出用抵抗２４ａの下端は共通接続端子７に接続され
ている。

第２ユニツト２は、第２のトランジスタ１４ｂ、第２の
電圧検出抵抗１５ｂ、電圧検出ライン１６ｂ、第２の誤
差増幅器１７ｂ、基準電圧補正用抵抗１８ｂ、第２の基
準電圧源１９ｂ、ダイオード２０ｂ、抵抗２１ｂ、第２
の電流検出抵抗２２ｂ、第２の演算増幅器２３ｂ、第２
の電流バランス検出用抵抗２４ｂ、基準電圧補正用抵抗
２５ｂ、及びダイオード２６ｂとから成り、第１ユニツ
ト１と同一に接続されている。第２ユニツト２の内部構
成は第１ユニツト１と全く同一であるので、同一機能を
有する回路要素には同一の参照番号を付し、第１及び第
２ユニツト１、２を区別するために第１ユニツト１の参
照番号には添字ａを付し、第２ユニツト２の参照番号に
は添字ｂを付し、第２ユニツト２の詳しい説明を省略す
る。

〔動作〕

もし、第１ユニツト１と第２ユニツト２とが並列接続さ
れていない場合には、第１及び第２の演算増幅器２３
ａ、２３ｂを含む電流バランス検出及び補正回路は何ら
の働きもしない。従つて、第１及び第２の誤差増幅器１
７ａ、１７ｂによる典型的な定電圧制御動作になる。ま
たダイオード２６ａがオフの場合には第１の基準電圧源
１９ａの第１の基準電圧Vaが補正されずに第１の誤差増
幅器１７ａに与えられる。ダイオード２６ｂがオフの場
合には第２の基準電圧源１９ｂの第２の基準電圧Vbが補
正されずに第２の誤差増幅器１７ｂに与えられる。

ところで、第１及び第２ユニツト１、２の出力電圧を全
く同一に設定することは実際上不可能である。もし、第
１ユニツト１の出力電圧が第２ユニツト２の出力電圧よ
りも高くなるように設定されていたとすれば、まず第１
ユニツト１から負荷１３に供給する電流の値が第２ユニ
ツト２から負荷１３に供給する電流の値よりも大きくな
る。この結果、第１の電流検出抵抗２２ａの電圧降下が
第２の電流検出抵抗２２ｂの電圧降下よりも大きくな
り、第１及び第２の電流検出抵抗２２ａ、２２ｂの右端
を基準にして第１の電流検出抵抗２２ａの左端のPa点の
電位は第２の電流検出抵抗２２ｂの左端のPb点の電位よ
りも低くなる。Pa点とPb点とは電流バランス検出用抵抗
２４ａ、２４ｂを介して接続されているので、電位の高
いPb点から電位の低いPa点に向う電流が抵抗２４ｂと抵
抗２４ａとを介して矢印２７ａ、２７ｂで示すように流
れる。第１の電流バランス検出用抵抗２４ａに矢印２７
ａの向きの電流が流れている時には、第１の演算増幅器
２３ａの反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よ
りも高いことを意味する。従つて、第１の演算増幅器２
３ａの出力電圧Eaは低レベル（零ボルト）となり、ダイ
オード２６ａはオフ状態になる。一方、第２の電流バラ
ンス検出用抵抗２４ｂに矢印２７ｂに示す方向の電流が
流れている場合には、第２の演算増幅器２３ｂの反転入
力端子の電位よりも非反転入力端子の電位の方が高いの
で、この出力電圧Ebは高レベルになり、この出力電圧Eb
が基準電圧源１９ｂの電圧Vbよりも高くなるとダイオー
ド２６ｂが導通し、基準電圧の補正が行われる。即ち、
演算増幅器２３ｂの出力電圧Ebと基準電圧Vbとの差の電
圧（Eb−Vb）を抵抗１８ｂ、２５ｂで分割した値が基準
電圧Vbに加算され、これが補正基準電圧となつて誤差増
幅器１７ｂに与えられる。

基準電圧源１９ｂの電圧Vbよりも高い補正基準電圧が発
生すると、第２の誤差増幅器１７ｂの出力電位が高くな
り、ダイオード２０ｂを通るベース電流のバイパスが少
なくなり、第２のトランジスタ１４ｂのベース電流が増
大し、第２ユニツト２の出力電流が増大し、第１及び第
２ユニツト１、２の出力電流がバランスする。

上記とは逆に、第２ユニツト２の出力電圧が第１ユニツ
ト１の出力電圧よりも高く設定されている場合には、第
１及び第２の電流バランス検出用抵抗２４ａ、２４ｂに
流れる電流の向きが矢印２７ａ、２７ｂとは反対にな
り、第２の演算増幅器２３ｂの出力が低レベルとなつて
ダイオード２６ｂがオフになり、逆に第１の演算増幅器
２３ａの出力Eaが高レベルになつてダイオード２６ａが
オンになり、第１の基準電圧源１９ａの電圧Vaよりも高
い補正基準電圧（基準電圧VaにEa−Vaを抵抗１８ａ、２
５ａで分割した電圧を加算した値）が第１の誤差増幅器
１７ａの非反転入力端子に加わり、この出力電位が高く
なり、ベース電流のバイパスが少なくなり、第１のトラ
ンジスタ１４ａのベース電流が増大し、第１ユニツト１
の出力電流も増大し、第１及び第２ユニツト１、２の電
流がバランスする。

結局、出力電圧が高く設定された方のユニツトの出力電
圧によつて並列接続の出力電圧が決定される。即ち、出
力電圧が高く設定された方のユニツトの出力電圧と同一
の出力電圧が得られるように低く設定された方のユニツ
トの出力電圧の設定が自動的に補正される。但し、ダイ
オード２６ａ、２６ｂの極性を逆にすれば、出力電圧が
低く設定されたユニツトに高く設定されたユニツトが服
従する。

負荷１３の変動等で出力電圧が変化した場合の動作は、
従来の定電圧制御動作と同一であり、検出電圧と基準電
圧又は補正基準電圧とが第１及び第２の誤差増幅器１７
ａ、１７ｂで比較され、出力電圧が所定値に戻るように
トランジスタ１４ａ、１４ｂが制御される。ここで、重
要なことは、電流バランス検出及び補正用の演算増幅器
２３ａ、２３ｂの動作が実質的に変化しないことであ
る。即ち、基準電圧及び補正基準電圧が実質的に変化し
ない。

従来の回路では、第１及び第２の演算増幅器２３ａ、２
３ｂの出力端子をトランジスタ１４ａ、１４ｂのベース
に接続して電流バランスを調整するように構成されてい
る。更に、従来回路は電圧制御のための誤差増幅器１７
ａ、１７ｂと電流バランスのための演算増幅器２３ａ、
２３ｂとのいずれか一方のみが動作するように構成され
ている。そして、電流バランスのための演算増幅器２３
ａ、２３ｂは第１図の本発明の場合と同様に一方のみが
動作状態にあるので、結局、電圧制御用誤差増幅器１７
ａ、１７ｂのいずれか一方は不動作状態にある。従つ
て、出力電圧に変動が生じた時に、不動作状態にある電
圧調整用誤差増幅器１７ａ又は１７ｂが動作状態に転換
し、電圧調整され、電流バランスも変化し、その後に電
流バランス制御が行われるため、電圧変化時において電
流がバランスするまでに要する時間が長くなり、電流バ
ランス制御の応答速度が遅いという欠点があつた。

これに対して本発明に係わる第１図の回路では２つの誤
差増幅器１７ａ、１７ｂが常に動作状態にあるために、
出力電圧が変化した時に直ちに電圧調整され、第１及び
第２ユニツト１、２の出力電圧が共に同一方向に変化す
るので、電流バランスの変化がほとんど発生せず、所望
の電流バランスが迅速に得られる。

〔第２の実施例〕 次に、本発明の第２の実施例に係わる直流電源装置を示
す第２図を説明する。但し、第２図において、第１図と
実質的に同一の機能を有する構成要素には同一の符号を
付してその説明を省略する。また、第２図の第１ユニツ
ト１ａと第２ユニツト２ａとの内部構成は同一であるの
で、同一の構成要素には同一の参照番号を付し、第１ユ
ニツト１ａと第２ユニツト２ａとを区別するために添字
ａ、ｂを各参照番号に付して一方の説明を省略する。

第２図の直流電源装置はＤＣ−ＤＣコンバータから成る
第１及び第２の電圧調整回路を並列接続したものであ
る。従つて、第１の電圧調整回路として、スイツチング
トランジスタ３０ａ、トランス３１ａ、整流平滑回路３
２ａ、コンパレータ３３ａ、三角波電圧発生回路３４
ａ、ホトトランジスタ３５ａ、及び抵抗３６ａ、発光ダ
イオード４３ａが設けられている。各部を更に詳しく説
明すると、直流電圧をオン・オフするためのスイツチン
グ素子としてのトランジスタ３０ａはトランス３１ａの
１次巻線３７ａを介して一対の入力端子３、４間に接続
されている。トランス３１ａの２次巻線３８ａは、ダイ
オード３９ａ、４０ａ、リアクトル４１ａ、コンデンサ
４２ａから成る整流平滑回路３２ａを介して出力端子
５、６に接続されている。第１の誤差増幅器１７ａの出
力に基づいてトランジスタ３０ａのオン・オフを制御す
るために正の出力端子５と第１の誤差増幅器１７ａの出
力端子との間には発光ダイオード４３ａが接続され、こ
の発光ダイオード４３ａがホトトランジスタ３５ａに光
結合されている。

ホトトランジスタ３５ａは正の電源端子＋Ｖと入力端子
４との間に抵抗３６ａを介して接続されているので、ホ
トトランジスタ３５ａの抵抗値と抵抗３６ａの値とによ
る分圧出力がコンパレータ３３ａの反転入力端子に与え
られる。コンパレータ３３ａの非反転入力端子には三角
波発生回路３４ａが接続され、コンパレータ３３ａの出
力端子はトランジスタ３０ａのベースに接続されている
ので、三角波発生回路３４ａから発生する三角波電圧と
ホトトランジスタ３５ａに基づいて与えられる制御電圧
との比較に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号が形成
され、トランジスタ３０ａはＰＷＭ信号に応答してオン
・オフする。トランジスタ３０ａがオン・オフすること
によつて出力端子５、６間には定電圧化された出力電圧
が得られる。従つて、第１図ではトランジスタ１４ａを
ドロツパとして使用する電圧調整回路が構成されている
のに対し、第２図ではトランジスタ３０ａを断続制御す
ることによつて定電圧を得る電圧調整回路になつてい
る。両者を比較すると、電圧調整の方法が相違してはい
るが、誤差増幅器１７ａの出力を利用して電圧制御を行
つている点では同一である。本発明は電圧調整回路の内
容の変化に拘らず適用可能である。

第２図では第１図の電流検出抵抗２２ａの代りのものと
して第１の電流検出回路４４ａが設けられている。第１
図と同様に電流検出抵抗２２ａを設けても勿論差し支え
ないが、これによる電力損失を除くために、出力電流に
対応する電流が流れるトランジスタ３０ａのコレクタの
ラインに変流器４５ａの１次巻線４６ａを接続し、２次
巻線４７ａに４つのダイオードから成る全波整流回路４
８ａを接続し、整流回路４８ａの一対の出力ライン間に
平滑用コンデンサ４９ａと抵抗５０ａとを接続すること
によつて電流検出回路４４ａを構成している。これによ
り、抵抗５０ａにトランジスタ３０ａに流れる電流に対
応した電圧を得ることができる。従つて、第２図の抵抗
５０ａは第１図の電流検出抵抗２２ａと同様な電圧を電
流バランス検出回路に与える。

電流検出抵抗５０ａの下端は共通接続端子７に接続さ
れ、上端は電流バランス検出用抵抗２４ａの下端及び第
１の演算増幅器２３ａの反転入力端子に接続されてい
る。

第２図の第１の演算増幅器２３ａの出力端子を第１図と
同様に抵抗２５ａと１８ａとを介して基準電圧源１９ａ
に接続するように構成することも可能であるが、第２図
の実施例ではダイオード２６ａと検出電圧補正用抵抗５
０ａとを介して電圧検出抵抗１５ａの下端に接続されて
いる。なお、電圧検出抵抗１５ａの下端と出力端子６と
の間には検出電圧補正用抵抗５１ａが接続されている。

〔動作〕

今、第１ユニツト１ａの出力電圧が第２ユニツト２ａの
出力電圧よりも高く設定されているとすれば、第１ユニ
ツト１ａの出力電流が第２ユニツト２ａの出力電流より
も大きくなり、第１の電流検出抵抗５０ａに得られる電
流検出電圧が第２の電流検出抵抗５０ｂに得られる電流
検出電圧よりも大きくなり、抵抗５０ａ、抵抗５０ｂ、
抵抗２４ｂ、抵抗２４ａから成る閉回路に、矢印５３
ａ、５３ｂで示す向きの電流が流れる。第１及び第２の
バランス検出用抵抗２４ａ、２４ｂは第１及び第２の演
算増幅器２３ａ、２３ｂの一対の入力端子間にそれぞれ
接続されているので、第１の演算増幅器２３ａは矢印５
３ａの方向の電流に基づく抵抗２４ａの両端電圧を入力
として動作し、高いレベルの電圧を出力する。この結
果、ダイオード２６ａはオフになり、第１の演算増幅器
２３ａは電圧検出回路から切り離された状態にある。一
方、第２の演算増幅器２３ｂは抵抗２４ｂの両端に得ら
れる電圧に基づいて低レベルの出力電圧を発生するよう
に動作し、ダイオード２６ｂが導通する。この結果、第
２の電圧検出抵抗１５ｂの下端が負方向に引つ張られ、
ライン１６ｂから補正検出電圧が第２の誤差増幅器１７
ｂの反転入力端子に与えられる。この補正検出電圧は補
正前の検出電圧よりも低いので、第２の誤差増幅器１７
ｂの出力は高くなり、第２の発光ダイオード４３ｂの発
光量が少なくなり、第２のホトトランジスタ３５ｂの抵
抗が大になり、コンパレータ３３ｂの反転入力端子の電
位が下り、コンパレータ３３ｂの出力端子から得られる
ＰＷＭパルスの幅が大きくなり、トランジスタ３０ｂの
オン幅も大になり、結局出力電流が増大し、第１及び第
２ユニツト１ａ、２ａの出力電流のバランス状態が良く
なる方向に補正される。

電流バランスの補正がなされた後に出力電圧の変化が生
じた時には、第１図と同様に第１及び第２の誤差増幅器
１７ａ、１７ｂは共に動作中であるから直ちに電圧調整
がなされる。従つて、第２図の回路においても第１図の
回路と実質的に同一な作用効果が得られる。

〔第３の実施例〕 次に、本発明の第３の実施例に係わる直流電源装置を示
す第３図を説明する。但し、第３図において、第１図及
び第２図と実質的に同一の機能を有する構成要素には同
一の符号を付してその説明を省略する。また、第３図の
第１ユニツト１ｂと第２ユニツト２ｂとの内部構成は同
一であるので、同一の構成要素には同一の参照番号を付
し、第１ユニツト１ｂと第２ユニツト２ｂとを区別する
ために添字ａ、ｂを各参照番号に付して一方の説明を省
略する。

第３図の直流電源装置はＤＣ−ＤＣコンバータから成る
第１及び第２の電圧調整回路を並列接続したものであ
る。従つて、多くの部分で第２図と第３図とは同一であ
る。第２図と第３図との相違点は第２図の第１及び第２
の誤差増幅器１７ａ、１７ｂを演算増幅器で構成せずに
トランジスタ１７ａ、１７ｂによつて構成したこと、第
２図の第１及び第２の演算増幅器２３ａ、２３ｂに相当
するものを設けずに電流検出抵抗５０ａ、５０ｂの下端
をダイオード２６ａ、２６ｂと抵抗５１ａ、５１ｂとを
介して電圧検出抵抗１５ａ、１５ｂの下端に接続したこ
と、基準電圧源１９ａ、１９ｂがツエナーダイオードで
示されていることである。

電流バランス検出用抵抗２４ａ、２４ｂには電流をバイ
パスさせるためのダイオード５４ａ、５４ｂが並列接続
されている。ツエナーダイオード１９ａ、１９ｂのカソ
ードと出力端子５、１０との間に抵抗５５ａ、５５ｂが
接続されている。誤差増幅器としてのトランジスタ１７
ａ、１７ｂのコレクタと出力端子５、１０との間には抵
抗を介して発光ダイオード４３ａ、４３ｂが接続されて
いる。

〔動作〕

第１ユニツト１ｂにおいては、電圧検出抵抗１５ａで検
出された電圧がツエナーダイオード１９ａで与えられる
基準電圧とトランジスタ１７ａで比較される。もし、出
力電圧が所定値よりも高くなつたとすれば、トランジス
タ１７ａの抵抗値が低くなり、発光ダイオード４３ａの
電流及び発光量が増大し、ホトトランジスタ３５ａの抵
抗値が低下し、コンパレータ３３ａの反転入力端子の電
位が高くなり、ＰＷＭパルスの幅が狭くなり、トランジ
スタ３０ａのデユテイ比が下り、出力電圧は所定値に向
つて下げられる。第２ユニツト２ｂの定電圧制御動作も
第１ユニツト１ｂと全く同一である。

ところで、両者の出力電圧設定を全く同一にすることは
不可能である。今、第１ユニツト１ｂの出力電圧が高く
設定されていたとすれば、第１ユニツト１ｂから負荷１
３に供給する出力電流及び変流器４５ａに流れる電流は
第２ユニツト２ｂのそれ等よりも大きい。このため、第
１の電流検出抵抗５０ａに得られる電流検出電圧が第２
の電流検出抵抗５０ｂに得られる電流検出電圧よりも高
くなり、第１の電流検出抵抗５０ａ、ダイオード５４
ａ、第２の電流バランス検出用抵抗２４ｂ、第２の電流
検出抵抗５０ｂから成る閉回路に電流が流れる。この
時、第２の電流バランス検出用抵抗２４ｂに流れる電流
は矢印５３ｂの向きを有する。この結果、第２の電流バ
ランス検出用抵抗２４ｂの下端の電位が下り、ダイオー
ド２６ｂがオンになり、電圧検出抵抗１５ｂの下端の電
圧が下り、電圧検出ライン１６ｂの電位も下り、トラン
ジスタ１７ｂのベース電流が減少し、発光素子４３ｂの
電流及び発光量も低下し、ホトトランジスタ３５ｂの抵
抗値が大きくなり、コンパレータ３３ｂの反転入力端子
の電位が低下し、ＰＷＭパルスの幅が広くなり、トラン
ジスタ３０ｂのデユテイ比が大きくなり、出力電流が増
大し、第１及び第２のユニツト１ｂ、２ｂの出力電流が
バランスした状態になる。

一方、第１ユニツト１ｂにおいては、ダイオード５４ａ
の電流及びわずかに流れる第１の電流バランス検出用抵
抗２４ｂの電流の向きは矢印５３ａとなるので、ダイオ
ード２６ａは逆バイアス状態になり、オフ状態に保たれ
る。

第２ユニツト２ｂの設定電圧が第１ユニツト１ｂのそれ
よりも高い場合には上記と逆の動作になる。

電流バランスがとられている状態で負荷電圧の変動が生
じると、トランジスタ１７ａ、１７ｂによる定電圧制御
回路は動作中であるので、直ちに応答して出力電圧を所
定にするように動作する。第１及び第２ユニツト１ｂ、
２ｂの電圧が同一方向（共に上げ又は共に下げの方向）
に制御されると、電流バランス検出回路における電流の
流れる方向の反転が生じないために、電圧調整後に直ち
に所定のバランス状態が得られる。

〔変形例〕

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

(1)第１図のトランジスタ１４ａ、１４ｂによる電圧調
整回路部分を、第２図のトランジスタ３０ａ、３０ｂ、
トランス３１ａ、３１ｂ、整流平滑回路３２ａ、３２ｂ
から成るＤＣ−ＤＣコンバータに置き換えることができ
る。

(2)第１図の回路において、電流バランス検出制御用の
第１及び第２の演算増幅器２３ａ、２３ｂの出力を抵抗
を使用して第２図の場合と同様に電圧検出抵抗１５ａ、
１５ｂの下端に結合させ、電流バランスがとれるように
検出電圧を補正してもよい。

(3)第２図及び第３図のＤＣ−ＤＣコンバータによる電
圧調整回路部分を第１図のトランジスタ１４ａ、１４ｂ
によるドロツパによる電圧調整回路に置き換えてもよ
い。この場合、変流器４５ａ、４５ｂを直流変流器（Ｄ
ＣＣＴ）に置き換える。

(4)第１図のトランジスタ１４ａ、１４ｂの部分、第２
図及び第３図のＤＣ−ＤＣコンバータ部分を、第４図に
示すインバータ６０と整流回路６１との組み合せ回路に
置き換えることができる。第４図の電圧調整回路は、直
流電源６２に４個のトランジスタ６３、６４、６５、６
６のブリツジ回路を接続し、トランス６７の出力に整流
回路６１を接続することによつて構成されている。各ト
ランジスタ６３、６４、６５、６６はＰＷＭ制御回路６
８に接続されている。制御回路６８には第２図のホトト
ランジスタ３５ａ又は３５ｂに対応するホトトランジス
タ３５が接続されている。このホトトランジスタ３５は
出力検出電圧と基準電圧との誤差出力に基づいて制御さ
れる。変流器４５は第２図の変流器４５ａ又は４５ｂと
同一の機能を有する。

(5)電圧制御回路部分には、第１図〜第４図に示す回路
に限ることなく、自励発振型のＤＣ−ＤＣコンバータ、
ＦＥＴを使用したコンバータ等のあらゆる電圧調整を使
用することができる。

(6)第１図、第２図及び第３図におけるダイオード２６
ａ、２６ｂの向きを逆にしてもよい。この様に接続した
場合において、例えば第１ユニツト１、１ａ、１ｂの出
力設定電圧が第２ユニツト２、２ａ、２ｂのそれよりも
高いとすると、それぞれのダイオード２６ａがオン状態
になり、第１図では第１の基準電圧が低くなるように補
正され、第２図及び第３図では第１の検出電圧が高くな
るように補正される。この結果、第１ユニツト１、１
ａ、１ｂと第２ユニツト２、２ａ、２ｂとの内で出力電
圧が低く設定されているものに高く設定されているもの
が服従するような制御になり、低く設定された第２ユニ
ツト２、２ａ、２ｂの設定に基づく負荷電圧が得られ
る。なお、第３図においてはダイオード５４ａ、５４ｂ
の向きも同時に逆にする。

(7)電圧調整回路のユニツトを２台に限ることなく、３
台以上並列接続する場合にも適用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる直流電源装置を
示す回路図、 第２図は本発明の第２の実施例に係わる直流電源装置を
示す回路図、 第３図は本発明の第３の実施例に係わる直流電源装置を
示す回路図、 第４図は変形例の電圧調整回路を示す回路図である。 １……第１ユニツト、２……第２ユニツト、１３……負
荷、１４ａ……第１のトランジスタ、１４ｂ……第２の
トランジスタ、１５ａ……第１の電圧検出抵抗、１５ｂ
……第２の電圧検出抵抗、１７ａ……第１の誤差増幅
器、１７ｂ……第２の誤差増幅器、１８ａ，１８ｂ……
基準電圧補正用抵抗、１９ａ……第１の基準電圧源、１
９ｂ……第２の基準電圧源、２２ａ……第１の電流検出
抵抗、２２ｂ……第２の電流検出抵抗、２３ａ……第１
の演算増幅器、２３ｂ……第２の演算増幅器、２４ａ…
…第１の電流バランス検出用抵抗、２４ｂ……第２の電
流バランス検出用抵抗、２５ａ，２５ｂ……基準電圧補
正用抵抗。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の定電圧制御信号に応答して定電圧化
   された直流出力電圧を形成して第１及び第２の出力端子
   間に接続された負荷に供給する第１の電圧調整回路と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子に接続された第１の
   電圧検出回路と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るために使用する第１の基準電圧を得るための第１の基
   準電圧源と、 前記第１の定電圧制御信号を形成して前記第１の電圧調
   整回路に与える第１の誤差増幅器と、 第２の定電圧制御信号に応答して定電圧化された直流出
   力電圧を形成して第３及び第４の出力端子間に接続され
   た前記負荷に供給するものであり、前記第３及び第４の
   出力端子が前記第１の電圧調整回路の前記第１及び第２
   の出力端子に接続されている第２の電圧調整回路と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子に接続された第２の
   電圧検出回路と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るために使用する第２の基準電圧を得るための第２の基
   準電圧源と、 前記第２の定電圧制御信号を形成して前記第２の電圧調
   整回路に与える第２の誤差増幅器と、 前記第１の電圧調整回路の出力電流が流れるライン又は
   前記第１の電圧調整回路において平均値的に見てこの出
   力電流と同様に変化する電流が流れるラインに接続され
   た第１の電流検出抵抗と、 前記第２の電圧調整回路の出力電流が流れるライン又は
   前記第２の電圧調整回路において平均値的に見てこの出
   力電流と同様に変化する電流が流れるラインに接続され
   た第２の電流検出抵抗と、 前記第１及び第２の電圧調整回路の電流バランスを検出
   するためのものであって、その一端が前記第２及び第４
   の出力端子に直接に又は前記第１及び第２の電流検出抵
   抗を介して接続されている第１及び第２の電流バランス
   検出用抵抗と、 電流バランスを検出するための第１及び第２の演算増幅
   器と、 前記第１及び第２の電流検出抵抗で検出された電流が所
   望の割合になるように前記第１の基準電圧源の第１の基
   準電圧を前記第１の演算増幅器の出力電圧によって補正
   して第１の補正基準電圧を得るための第１の基準電圧補
   正回路と、 前記第１及び第２の電流検出抵抗で検出された電流が所
   望の割合になるように前記第２の基準電圧源の第２の基
   準電圧を前記第２の演算増幅器の出力電圧によって補正
   して第２の補正基準電圧を得るための第２の基準電圧補
   正回路と を備え、前記第１の電圧調整回路と前記第２の電圧調整
   回路の両方で前記負荷に直流電力を供給するように構成
   され、 前記第１及び第２の電流検出用抵抗と前記第１及び第２
   の電流バランス検出用抵抗とから成る閉回路が形成さ
   れ、 前記第１の演算増幅器の一方及び他方の入力端子は前記
   第１の電流バランス検出用抵抗の一端及び他端にそれぞ
   れ接続され、 前記第２の演算増幅器の一方及び他方の入力端子は前記
   第２の電流バランス検出用抵抗の一端及び他端にそれぞ
   れ接続され、 前記第１の誤差増幅器は前記第１の電圧検出回路で検出
   された第１の検出電圧と前記第１の補正基準電圧との差
   に対応した出力を前記第１の定電圧制御信号として送出
   するように構成され、 前記第２の誤差増幅器は前記第２の電圧検出回路で検出
   された第２の検出電圧と前記第２の補正基準電圧との差
   に対応した出力を前記第２の定電圧制御信号として送出
   するように構成されていることを特徴とする直流電源装
   置。
2. 【請求項２】第１の定電圧制御信号に応答して定電圧化
   された直流出力電圧を形成して第１及び第２の出力端子
   間に接続された負荷に供給する第１の電圧調整回路と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子に接続された第１の
   電圧検出回路と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るために使用する第１の基準電圧を得るための第１の基
   準電圧源と、 前記第１の定電圧制御信号を形成して前記第１の電圧調
   整回路に与える第１の誤差増幅器と、 第２の定電圧制御信号に応答して定電圧化された直流出
   力電圧を形成して第３及び第４の出力端子間に接続され
   た前記負荷に供給するものであり、前記第３及び第４の
   出力端子が前記第１の電圧調整回路の前記第１及び第２
   の出力端子に接続されている第２の電圧調整回路と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子に接続された第２の
   電圧検出回路と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るために使用する第２の基準電圧を得るための第２の基
   準電圧源と、 前記第２の定電圧制御信号を形成して前記第２の電圧調
   整回路に与える第２の誤差増幅器と、 前記第１の電圧調整回路の出力電流が流れるライン又は
   前記第１の電圧調整回路において平均値的に見てこの出
   力電流と同様に変化する電流が流れるラインに接続され
   た第１の電流検出抵抗と、 前記第２の電圧調整回路の出力電流が流れるライン又は
   前記第２の電圧調整回路において平均値的に見てこの出
   力電流と同様に変化する電流が流れるラインに接続され
   た第２の電流検出抵抗と、 前記第１及び第２の電圧調整回路の電流バランスを検出
   するためのものであって、その一端が前記第２及び第４
   の出力端子に直接に又は前記第１及び第２の電流検出抵
   抗を介して接続されている第１及び第２の電流バランス
   検出用抵抗と、 電流バランスを検出するための第１及び第２の演算増幅
   器と、 前記第１及び第２の電流検出抵抗で検出された電流が所
   望の割合になるように前記第１の電圧検出回路から前記
   第１の誤差増幅器に与えるための検出電圧を前記第１の
   演算増幅器の出力によって補正して第１の補正検出電圧
   を得るための第１の検出電圧補正回路と、 前記第１及び第２の電流検出抵抗で検出された電流が所
   望の割合になるように前記第２の電圧検出回路から前記
   第２の誤差増幅器に与えるための検出電圧を前記第２の
   演算増幅器の出力によって補正して第２の補正検出電圧
   を得るための第２の検出電圧補正回路と を備え、前記第１の電圧調整回路と前記第２の電圧調整
   回路の両方で前記負荷に直流電力を供給するように構成
   され、 前記第１及び第２の電流検出用抵抗と前記第１及び第２
   の電流バランス検出用抵抗とから成る閉回路が形成さ
   れ、 前記第１の演算増幅器の一方及び他方の入力端子は前記
   第１の電流バランス検出用抵抗の一端及び他端にそれぞ
   れ接続され、 前記第２の演算増幅器の一方及び他方の入力端子は前記
   第２の電流バランス検出用抵抗の一端及び他端にそれぞ
   れ接続され、 前記第１の誤差増幅器は前記第１の電圧検出補正回路に
   よる補正によって得られた第１の補正検出電圧と前記第
   １の基準電圧源から得られた前記第１の基準電圧との差
   に対応した出力を前記第１の定電圧制御信号として送出
   するように構成され、 前記第２の誤差増幅器は前記第２の電圧検出補正回路に
   よる補正によって得られた第２の補正検出電圧と前記第
   ２の基準電圧との差に対応した出力を前記第２の定電圧
   制御信号として送出するように構成されていることを特
   徴とする直流電源装置。
3. 【請求項３】第１の定電圧制御信号に応答して定電圧化
   された直流出力電圧を形成して第１及び第２の出力端子
   間に接続された負荷に供給する第１の電圧調整回路と、 前記第１の電圧調整回路の前記第１及び第２の出力端子
   間に接続された第１の電圧検出用分圧抵抗と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るために使用する第１の基準電圧を得るための第１の基
   準電圧源と、 前記第１の定電圧制御信号を形成して前記第１の電圧調
   整回路に与える第１の誤差増幅器と、 第２の定電圧制御信号に応答して定電圧化された直流出
   力電圧を形成して第３及び第４の出力端子間に接続され
   た前記負荷に供給するものであり、前記第３及び第４の
   出力端子が前記第１の電圧調整回路の前記第１及び第２
   の出力端子に接続されている第２の電圧調整回路と、 前記第２の電圧調整回路の前記第３及び第４の出力端子
   間に接続された第２の電圧検出用分圧抵抗と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るために使用する第２の基準電圧を得るための第２の基
   準電圧源と、 前記第２の定電圧制御信号を形成して前記第２の電圧調
   整回路に与える第２の誤差増幅器と、 前記第１の電圧調整回路の出力電流が流れるライン又は
   前記第１の電圧調整回路において平均値的に見てこの出
   力電流と同様に変化する電流が流れるラインに接続され
   た第１の電流検出抵抗と、 前記第２の電圧調整回路の出力電流が流れるライン又は
   前記第２の電圧調整回路において平均値的に見てこの出
   力電流と同様に変化する電流が流れるラインに接続され
   た第２の電流検出抵抗と、 前記第１及び第２の電圧調整回路の電流バランスを検出
   するためのものであって、その一端が前記第２及び第４
   の出力端子に直接に又は前記第１及び第２の電流検出抵
   抗を介して接続されている第１及び第２の電流バランス
   検出用抵抗と、 前記第１及び第２の電流検出抵抗で検出された電流が所
   望の割合になるように前記第１の電圧検出用分圧抵抗の
   分圧点から得られる検出電圧を補正するために前記第１
   の電圧検出用分圧抵抗と前記第２の出力端子との間に接
   続された第１の電圧検出補正用抵抗と、 前記第１及び第２の電流検出抵抗で検出された電流が所
   望の割合になるように前記第２の電圧検出用分圧抵抗の
   分圧点から得られる検出電圧を補正するために前記第２
   の電圧検出用分圧抵抗と前記第４の出力端子との間に接
   続された第２の電圧検出補正用抵抗と、 を備え、前記第１の電圧調整回路と前記第２の電圧調整
   回路の両方で前記負荷に直流電力を供給するように構成
   され、 前記第１及び第２の電流検出用抵抗と前記第１及び第２
   の電流バランス検出用抵抗とから成る閉回路が形成さ
   れ、 前記第１の電流バランス検出用抵抗が前記第１の電圧検
   出補正用抵抗に対して第１の抵抗と第１のダイオードと
   を介して並列に接続され、 前記第２の電流バランス検出用抵抗が前記第２の電流検
   出補正用抵抗に対して第２の抵抗と第２のダイオードと
   を介して並列に接続され、 前記第１の誤差増幅器は前記第１の電圧検出補正用抵抗
   による補正で得られた第１の補正検出電圧と前記第１の
   基準電圧源から得られた第１の基準電圧との差に対応し
   た出力を前記第１の定電圧制御信号として送出するよう
   に構成され、 前記第２の誤差増幅器は前記第２の電圧検出補正用抵抗
   による補正で得られた第２の補正検出電圧と前記第２の
   基準電圧源から得られた第２の基準電圧との差に対応し
   た出力を前記第２の定電圧制御信号として送出するよう
   に構成されていることを特徴とする直流電源装置。