JPH0622331B2

JPH0622331B2 - Ｄ―ａコンバータ

Info

Publication number: JPH0622331B2
Application number: JP59069331A
Authority: JP
Inventors: 信哉佐野
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1984-04-06
Filing date: 1984-04-06
Publication date: 1994-03-23
Anticipated expiration: 2009-03-23
Also published as: JPS60213126A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、ディジタルオーディオ用のＡ−Ｄ，Ｄ−Ａコ
ンバータに関するものである。

従来例の構成とその問題点近年、コンパクトディスクや、ディジタルオーディオテ
ープレコーダに見られるようにオーディオのディジタル
化が急速に進んでいる。これらのディジタルオーディオ
機器には、必ず、Ａ−ＤコンバータやＤ−Ａコンバータ
が使用されているが、それらには非常に精度が求められ
ているため、トリミング工程を必要とし、非常にコスト
高になっているのが現状である。

以下に従来のＡ−Ｄ，Ｄ−Ａコンバータについて説明す
る。

第１図は従来のＤ−Ａコンバータの回路図を示すもので
あり、１はＭＳＢに対する電流値Ｉの電流源、２は電流
値の電流源、３は電流源１をオン・オフするスイッチ、４
は電流源２をオン・オフするスイッチ、５は電流値−Ｉ
のバイポーラ用電流源、６は電流加算点、７は１〜６を
含むＤ−Ａコンバータの主要部、８は演算増幅器、９は
帰還抵抗、１０はアナログ電圧出力点である。

以上のように構成された従来のＤ−Ａコンバータについ
て、以下その動作を説明する。

まず、与えられたＮビットのディジタル入力データに従
ってＮ個のスイッチ３，４の状態が設定される。そし
て、オン状態の各スイッチに対応した電流源１，２の電
流と、電流源５の電流とが加算されて、電流加算点６か
ら、演算増幅器の逆相入力に供給されて電圧に変換さ
れ、アナログ電圧出力点１０に現れる。

以上のようにして、与えられたディジタル入力データに
応じてアナログ電圧が得られ、Ｄ−Ａ変換が行われる。

なお、電流源５は正負両極性出力を得るためのものであ
る。

つぎに、第１図に示すＤ−Ａコンバータの主要部７を用
いて、遂次比較型Ａ−Ｄコンバータを構成した従来例を
第２図に示す。

第２図において、７は第１図に示す７と同じものであ
り、１１はアナログ入力点、１２は抵抗、１３は比較
器、１４は遂次比較用レジスタである。

以上のように構成された従来のＡ−Ｄコンバータについ
て、以下その動作を説明する。

まず、アナログ入力点１１に加えられたアナログ電圧と
抵抗１２の値で決まる入力電流値と、Ｄ−Ａコンバータ
７のＭＳＢのみを１にし（ＭＳＢに対応したスイッチ３
のみをオンにし）た時のＤ−Ａコンバータ７の出力電流
とが加算され、その値が正か負かを比較器１３で比較
し、正なら１、負なら０を遂次比較用レジスタＭＳＢの
所に収納する。という操作をＭＳＢから順次ＬＳＢまで
繰り返すことによって、Ａ−Ｄ変換が行われる。

以上、第１図および第２図のように構成されたＡ−Ｄお
よびＤ−Ａコンバータは、特にディジタルオーディオ用
のようにビット数の多いものでは、製造したままの状態
では誤差が大きくなり、そのままでは、ディジタルオー
ディオ用に使用した場合、ひずみが大きくなって実用に
ならない。

誤差は、あるビットが１でそれ以下のビットがすべて０
の状態から、そのビットが０でそれ以下のビットがすべ
て１の状態へ変化する時、およびその逆の時に大きくな
る。そして、この誤差が、ひずみになる。

第３図に、各ビットに対する電流源１，２が同程度のパ
ーセントの誤差を持つ場合、アナログ電圧に対するＡ−
Ｄ，Ｄ−Ａ変換誤差の絶対値の最悪値の分布を示す。

以上のような変換誤差を小さくするため、従来は、各ビ
ットの電流源１，２をトリミングするという方法が行わ
れていた。しかし、このトリミングの工程が入ること
で、非常にコスト高になるという問題があった。

発明の目的本発明は、上記従来の問題点を解消するもので、トリミ
ングを必要としない、ディジタルオーディオ用のＡ−
Ｄ，Ｄ−Ａコンバータを実現することを目的とする。

発明の構成本発明は、補正用の電流源を設け、それをディジタルデ
ータ０１１……１に対する電流加算値が１ＬＳＢ分にな
るようにし、またＭＳＢに対する電流源を可変にし、そ
れをディジタルデータ１００……０に対する電流加算値
がゼロになるように制御することにより、アナログ振幅
ゼロ点に対する変換誤差を少くして、聴感上のひずみ感
を小さくすると共に、トリミングを必要としないＡ−
Ｄ，Ｄ−Ａコンバータを実現することができるものであ
る。

実施例の説明前述のように、第１図および第２図に示す従来例のＤ−
Ａ，Ａ−Ｄコンバータは、トリミングを行わなければ第
３図に示すような変換誤差の分布を持っているが、第３
図からもわかる通り、アナログ振幅ゼロ点での変換誤差
が最も大きくなっており、これはオーディオ信号に対し
て、そのゼロクロス点でのひずみが非常に大きくなると
いうことを意味している。

このひずみの値は、オーディオ信号の振幅に対して一定
であるため、信号レベルが小さくなるに従ってひずみ率
は増加して行き、聴感上非常に有害なものになってい
る。

そこで、もしこのゼロクロス点でのひずみが除去できた
とすれば、残りのひずみ成分は、第３図点線で示すよう
に、信号振幅に比例したものになるため、聴感上はあま
り問題にならないと言える。このゼロクロス点でのひず
みは、Ａ−Ｄ又はＤ−Ａコンバータにおいて、ディジタ
ルデータ０１１……１に対するアナログ振幅に１ＬＳＢ
分のアナログ振幅を加えたものと、ディジタルデータ１
００……０に対するアナログ振幅との間の誤差によるも
のである。

第４図は本発明の第１の実施例におけるＤ−Ａコンバー
タの回路図を示すものである。

第４図において、１〜１０は第１図に示す回路図中の同
番号と同じものであり、１５は制御入力点、１６は制御
入力抵抗、１７，１８は制御入力スイッチ、１９，２０
は制御レベルホールド用コンデンサ、２１，２２は演算
増幅器である。

以上のように構成された本実施例のＤ−Ａコンバータに
ついて、以下その動作を説明する。

まず、１〜１０で構成される部分の動作は、第１図に示
したものと全く同様であるので省略し、ここでは、電流
源５およびＭＳＢに対する電流源１の補正動作を中心に
説明する。

補正用テスト信号のタイムチャートの一例を第５図に示
す。第５図の例では、オーディオ信号の１サンプル周期
の間に、テスト信号１、Ｌチャンネルデータ、テスト信
号２、Ｒチャンネルデータという順序で動作させてい
る。

まずテスト信号１で、スイッチ３をオフにし、スイッチ
４をすべてオンにし、その時のアナログ出力を端子１５
から抵抗１６とスイッチ１７を通して演算増幅器２１の
入力に供給する。そして、演算増幅器２１の出力電圧で
電流源５を、アナログ出力電圧がゼロになる方向に制御
する。スイッチ１７がオフの期間は、演算増幅器２１の
出力はコンデンサ１９でホールドされる。

つぎにテスト信号２で、スイッチ３をオンにし、スイッ
チ４をすべてオンにし、その時のアナログ出力を端子１
５から抵抗１６とスイッチ１８を通して演算増幅器２２
の入力に供給する。そして演算増幅器２２の出力電圧で
電流源１を、アナログ出力電圧がゼロになる方向に制御
する。スイッチ１８がオフの期間は、演算増幅器２２の
出力はコンデンサ２０によってホールドされる。

以上の動作をくり返すことにより、テスト信号１に対す
るアナログ出力電圧とテスト信号２に対するアナログ出
力電圧が共にゼロに近づいて行き、その結果、ゼロクロ
ス点における誤差が非常に小さいＤ−Ａコンバータが実
現できるのである。

なお、第４図に示す実施例における電流源２およびスイ
ッチ４は、ＬＳＢに対応する電流源とスイッチが、２個
づつ設けられており、そのうちの１個は、テスト信号１
の時にのみスイッチがオンになり、その他の時は、常に
オフになっている。それによって、ゼロクロス点におけ
る誤差はゼロに近づいて行く。しかし、この＋１個の電
流源とスイッチがない場合には、ゼロクロス点における
誤差は１ＬＳＢ分に近づいて行くが、その値は非常に小
さいため、実用的には無視できる場合もある。したがっ
て、そのような場合でも本発明は有効である。

つぎに、本発明における第２の実施例について、図面を
参照しながら説明する。

第６図は本発明の第２の実施例を示す回路図である。第
６図において、１〜２０は第４図の同番号のものと同じ
ものであり、２３はコンパレータである。

本実施例の補正動作について説明する。本実施例におけ
るスイッチ１７，１８も、第５図に示すように動作す
る。

まず、テスト信号１に対して電流加算点６の電圧の極性
をコンパレータ２３で検出し、スイッチ１７をオンにし
て、電流源５を第１の実施例と同様に制御する。

つぎにテスト信号２に対して、同様に電流源１を制御す
る。

本実施例は、第４図に示す実施例と比較して、演算増幅
器２個がコンパレータ１個に置換えられることによっ
て、コストダウンになると共に、演算増幅器２１，２２
間の入力オフセットの差の影響がなくなるという利点が
ある。

つぎに、本発明における第３の実施例について図面を参
照しながら説明する。

第７図は本発明の第３の実施例を示す回路図で、第７図
において、１〜２３は第６図の同番号のものと同じもの
である。

本実施例は第６図に示す実施例の電流源５を、固定の電
流源５ａと可変の電流源５ｂに分割し、可変の電流源５
ｂの方を制御して補正するようにしたもので、動作は第
６図に示す実施例と全く同様である。

ところで、第４図，第５図，第６図に示す実施例におけ
る可変電流源１および５については、アナログ的な可変
電流源の外に、補正範囲をカバーできる程度のビット数
を持った補助Ｄ−Ａコンバータで置き換えることが可能
である。

第８図に第７図に示す実施例の電流源１，５を補助Ｄ−
Ａコンバータに置きかえた、本発明の第４の実施例を示
す。

第８図において１〜２３は第７図に示す同番号のものと
同じものであり、可変電流源５ｂを補助Ｄ−Ａコンバー
タで構成すると共に、ＭＳＢに対する電流源１も固定電
流源１ａと補助Ｄ−Ａコンバータ１ｂで構成したもので
ある。そして、２４，２５はテスト信号１，２に対する
比較器２３の出力によって、補助Ｄ−Ａコンバータ５
ｂ，１ｂに補正用ディジタルデータを与えるためのカウ
ンタである。

本実施例は、第７図に示す実施例と比較して、コンデン
サ１９，２０が不要であるため、ＩＣで構成した時の外
付部品が少なくなるという利点がある。

以上、第１〜第４の実施例は、いずれも本発明をＤ〜Ａ
コンバータに実施した例であるが、これらは、従来例の
項で説明したように遂次比較型Ａ−Ｄコンバータの一部
として構成できることはいうまでもない。

そして、Ａ−Ｄコンバータとして実施した場合は、Ａ−
Ｄコンバータ用比較器１３を補正用比較器２３と共用で
きるため経済的であるという利点がある。

発明の効果本発明は、バイポーラ用の電流源５とＭＳＢ用の電流源
１をそれぞれテスト信号０１１……１＋１と１００……
０で共に電流加算値がゼロになる方向に補正することに
より、トリミングなしでゼロクロス点における誤差を少
くし、聴感上満足な性能を持ったディジタルオーディオ
用のＡ−ＤおよびＤ−Ａコンバータを実現することがで
きるものであり、テスト信号に対する電流加算値の極性
検出用として比較器を用いることにより、オフセットの
影響をなくすことができ、さらに可変電流源として補助
Ｄ−Ａコンバータを用いることにより、外付けコンデン
サをなくせるというすぐれた効果があるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＤ−Ａコンバータの回路図、第２図は従
来のＡ−Ｄコンバータの回路図、第３図は変換誤差の分
布図、第４図は本発明の第１の実施例におけるＤ−Ａコ
ンバータの回路図、第５図は第４図の実施例の動作説明
図、第６図〜第８図は本発明の第２，第３、第４の実施
例におけるＤ−Ａコンバータの回路図である。１……第１の電流源、２……第２の電流源、３……第１
のスイッチ、４……第２のスイッチ、５……第３の電流
源、６……電流加算手段、８〜９，１５〜２５……制御
手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ほぼＩの電流値を持つ第１の電流源と、ほ
ぼの各電流値を持つ第２の電流源と、上記第１の電流源を
オン・オフする第１のスイッチと、上記第２の各電流源
をオン・オフする第２のスイッチと、ほぼ−Ｉの電流値
を持つ第３の電流源と、上記第１および第２の各電流源
のうち上記第１および第２の各スイッチを通過した電流
と上記第３の電流源の電流とを加算する電流加算手段と
を備え、上記第１および第２の各スイッチのうちでオン
になるものの組合せによって上記電流加算手段の出力電
流値を設定するようにしたＤ−Ａコンバータであって、
上記第１および第３の電流源の電流値を可変にすると共
に、上記第１のスイッチがオフで、上記第２のスイッチ
がすべてオンとなる第１のテスト信号に対する上記電流
加算手段の出力電流値がゼロになる方向に上記第３の電
流源の電流値を制御すると共に上記第１のスイッチがオ
ンで上記第２のスイッチがすべてオフとなる第２のテス
ト信号に対する上記電流加算手段の出力電流値がゼロに
なる方向に上記第１の電流源の電流値を制御する制御手
段を備え、上記第２の電流源のうち、ほぼの電流値を持つ電流源およびそれに対応する第２のスイ
ッチについては、各々２個設けたことを特徴とするＤ−
Ａコンバータ。
【請求項２】制御手段が、電流加算手段の出力に設けら
れた電流−電圧変換手段と、上記電流−電圧変換手段の
出力電圧を第１および第２のテスト信号に対してサンプ
リングし、その極性によってそれぞれ第１および第２の
コンデンサを充電または放電し、上記コンデンサの電圧
によって第３の電流源および第１の電流源を制御するよ
うにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
Ｄ−Ａコンバータ。
【請求項３】第３の電流源と第１の電流源のうち一方ま
たは両方が、補助Ｄ−Ａコンバータで構成されたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＤ−Ａコンバー
タ。