JPH06203949A - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器Info
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- JPH06203949A JPH06203949A JP34798692A JP34798692A JPH06203949A JP H06203949 A JPH06203949 A JP H06203949A JP 34798692 A JP34798692 A JP 34798692A JP 34798692 A JP34798692 A JP 34798692A JP H06203949 A JPH06203949 A JP H06203949A
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- Japan
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- switching element
- capacitance
- voltage
- resonance capacitor
- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 低コストの誘導加熱調理器を提供することを
目的とする。 【構成】 共振コンデンサ１３と加熱コイル１２からな
る負荷回路１４と、直流電源１１と、スイッチング素子
１５と、スイッチング素子１５に並列に接続されたダイ
オード１６と、スイッチング素子１５を制御する制御回
路１７と、共振コンデンサ１３の容量を制御する容量制
御手段１８を有し、負荷回路１４とスイッチング素子１
５とを接続した直列回路と直流電源１１の出力とを接続
し、制御回路１７はスイッチング素子１５を所定周期で
オン、オフし、負荷回路１４の共振コンデンサ１３は、
両端電圧が低いときは容量が大きく、両端電圧が高いと
きは容量が小さくなるように容量制御手段１８が制御す
る。
目的とする。 【構成】 共振コンデンサ１３と加熱コイル１２からな
る負荷回路１４と、直流電源１１と、スイッチング素子
１５と、スイッチング素子１５に並列に接続されたダイ
オード１６と、スイッチング素子１５を制御する制御回
路１７と、共振コンデンサ１３の容量を制御する容量制
御手段１８を有し、負荷回路１４とスイッチング素子１
５とを接続した直列回路と直流電源１１の出力とを接続
し、制御回路１７はスイッチング素子１５を所定周期で
オン、オフし、負荷回路１４の共振コンデンサ１３は、
両端電圧が低いときは容量が大きく、両端電圧が高いと
きは容量が小さくなるように容量制御手段１８が制御す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般家庭およびびレスト
ランなどで使用される誘導加熱調理器に関するものであ
る。
ランなどで使用される誘導加熱調理器に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の誘導加熱調理器の回路動作を図６
〜図８を用いて説明する。図６において、１は直流電
源、２は加熱コイルで、図には特に記載していないがこ
の上に被加熱物（鍋等）が置かれる。３は共振コンデン
サで、加熱コイル２と共振コンデンサ３で負荷回路４が
構成されている。５はスイッチング素子で、本例では大
電流、高耐圧のＩＧＢＴを用いている。６は逆導通のダ
イオードである。７はスイッチング素子５を駆動する制
御回路である。
〜図８を用いて説明する。図６において、１は直流電
源、２は加熱コイルで、図には特に記載していないがこ
の上に被加熱物（鍋等）が置かれる。３は共振コンデン
サで、加熱コイル２と共振コンデンサ３で負荷回路４が
構成されている。５はスイッチング素子で、本例では大
電流、高耐圧のＩＧＢＴを用いている。６は逆導通のダ
イオードである。７はスイッチング素子５を駆動する制
御回路である。
【０００３】図７は定常動作時におけるインバータ各部
の動作波形である。（ア）は制御回路７から出力される
ドライブ信号の波形で、この出力がＨＩＧＨの時にスイ
ッチング素子５がオンになる。（イ）はスイッチング素
子５と逆道通のダイオード６に流れる電流Ｉｃで、
（ウ）はスイッチング素子５の両端にかかる電圧Ｖｃｅ
である。図８はターンオフ時におけるＩｃ、Ｖｃｅの拡
大波形である。
の動作波形である。（ア）は制御回路７から出力される
ドライブ信号の波形で、この出力がＨＩＧＨの時にスイ
ッチング素子５がオンになる。（イ）はスイッチング素
子５と逆道通のダイオード６に流れる電流Ｉｃで、
（ウ）はスイッチング素子５の両端にかかる電圧Ｖｃｅ
である。図８はターンオフ時におけるＩｃ、Ｖｃｅの拡
大波形である。
【０００４】以上の図６〜図８をもとにこの回路の動作
の説明を行う。制御回路７はスイッチング素子５を所定
時間（図においては２０μｓ）オンさせた後、ターンオ
フし加熱コイル２と共振コンデンサ３からなる負荷回路
４を共振させる。さらに制御回路７はＶｃｅを検知して
おり、Ｖｃｅの立ち下がりが所定値よりも低くなると再
びスイッチング素子５をオンさせる。
の説明を行う。制御回路７はスイッチング素子５を所定
時間（図においては２０μｓ）オンさせた後、ターンオ
フし加熱コイル２と共振コンデンサ３からなる負荷回路
４を共振させる。さらに制御回路７はＶｃｅを検知して
おり、Ｖｃｅの立ち下がりが所定値よりも低くなると再
びスイッチング素子５をオンさせる。
【０００５】以上の動作を繰り返すため図７において制
御回路７のドライブ信号（ア）に対して、Ｉｃは（イ）
のように、Ｖｃｅは（ウ）のようになり、加熱コイル２
上に置かれた鍋にパワーが供給される。この鍋に供給さ
れるパワーはスイッチング素子５のオン時間を変化させ
ることにより自在に変えることができる。ここでターン
オフ時のＩｃ，Ｖｃｅ拡大波形は図８のようになる。図
に示すようにＩｃが完全に０にならないうちにＶｃｅが
立ち上がる。
御回路７のドライブ信号（ア）に対して、Ｉｃは（イ）
のように、Ｖｃｅは（ウ）のようになり、加熱コイル２
上に置かれた鍋にパワーが供給される。この鍋に供給さ
れるパワーはスイッチング素子５のオン時間を変化させ
ることにより自在に変えることができる。ここでターン
オフ時のＩｃ，Ｖｃｅ拡大波形は図８のようになる。図
に示すようにＩｃが完全に０にならないうちにＶｃｅが
立ち上がる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の誘導加熱調理器では、以下に示す２つの課題
があった。第１の課題はターンオフ時にＩｃが完全に０
にならない状態からＶｃｅが立ち上がるため、スイッチ
ング素子にストレスがかかり、スイッチング損失が大き
くなるというものである。スイッチング損失が大きい
と、スイッチング素子の発熱が大きくなり、それを冷却
する機構が大型化、複雑化し、コストアップの原因とな
り問題である。第２の課題は共振時にＶｃｅが大きく上
がってしまうため（７００Ｖ程度）高耐圧のスイッチン
グ素子が必要となることである。高耐圧のスイッチング
素子もコストアップの原因となる。
うな従来の誘導加熱調理器では、以下に示す２つの課題
があった。第１の課題はターンオフ時にＩｃが完全に０
にならない状態からＶｃｅが立ち上がるため、スイッチ
ング素子にストレスがかかり、スイッチング損失が大き
くなるというものである。スイッチング損失が大きい
と、スイッチング素子の発熱が大きくなり、それを冷却
する機構が大型化、複雑化し、コストアップの原因とな
り問題である。第２の課題は共振時にＶｃｅが大きく上
がってしまうため（７００Ｖ程度）高耐圧のスイッチン
グ素子が必要となることである。高耐圧のスイッチング
素子もコストアップの原因となる。
【０００７】本発明は従来の第１の課題を解決し、小型
で安価な誘導加熱調理器を提供することを第１の目的と
している。また本発明は従来の第２の課題を解決するも
ので、安価な誘導加熱調理器を提供することを第２の目
的としている。
で安価な誘導加熱調理器を提供することを第１の目的と
している。また本発明は従来の第２の課題を解決するも
ので、安価な誘導加熱調理器を提供することを第２の目
的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は上記第１の目的
を達成するために、加熱コイルと共振コンデンサからな
る負荷回路と、直流電源と、スイッチング素子と、前記
スイッチング素子に並列に接続されたダイオードと、前
記スイッチング素子を制御する制御回路と、前記共振コ
ンデンサの容量を制御する容量制御手段とを有し、前記
負荷回路と前記スイッチング素子とを接続した直列回路
と、前記直流電源の出力とを接続し、前記制御回路は前
記スイッチング素子を所定周期でオン、オフし、前記容
量制御手段は、前記共振コンデンサの両端電圧が小の時
は容量を大に制御し、前記両端電圧が大の時は容量を小
に制御するものである。
を達成するために、加熱コイルと共振コンデンサからな
る負荷回路と、直流電源と、スイッチング素子と、前記
スイッチング素子に並列に接続されたダイオードと、前
記スイッチング素子を制御する制御回路と、前記共振コ
ンデンサの容量を制御する容量制御手段とを有し、前記
負荷回路と前記スイッチング素子とを接続した直列回路
と、前記直流電源の出力とを接続し、前記制御回路は前
記スイッチング素子を所定周期でオン、オフし、前記容
量制御手段は、前記共振コンデンサの両端電圧が小の時
は容量を大に制御し、前記両端電圧が大の時は容量を小
に制御するものである。
【０００９】また本発明は上記第２の目的を達成するた
めに、加熱コイルと共振コンデンサからなる負荷回路
と、直流電源と、スイッチング素子と、前記スイッチン
グ素子に並列に接続されたダイオードと、前記スイッチ
ング素子を制御する制御回路と、前記共振コンデンサの
容量を制御する容量制御手段とを有し、前記負荷回路と
前記スイッチング素子とを接続した直列回路と、前記直
流電源の出力とを接続し、前記制御回路は前記スイッチ
ング素子を所定周期でオン、オフし、前記容量制御手段
は、前記共振コンデンサの両端電圧が小の時は容量を小
に制御し、前記両端電圧が大の時は容量を大に制御する
ものである。
めに、加熱コイルと共振コンデンサからなる負荷回路
と、直流電源と、スイッチング素子と、前記スイッチン
グ素子に並列に接続されたダイオードと、前記スイッチ
ング素子を制御する制御回路と、前記共振コンデンサの
容量を制御する容量制御手段とを有し、前記負荷回路と
前記スイッチング素子とを接続した直列回路と、前記直
流電源の出力とを接続し、前記制御回路は前記スイッチ
ング素子を所定周期でオン、オフし、前記容量制御手段
は、前記共振コンデンサの両端電圧が小の時は容量を小
に制御し、前記両端電圧が大の時は容量を大に制御する
ものである。
【００１０】
【作用】上記本発明の第１の目的を達成する構成によ
り、ターンオフ時にＶｃｅの立ち上がりが鈍化されるの
で、スイッチング素子のストレスをほとんど０にするこ
とができる。
り、ターンオフ時にＶｃｅの立ち上がりが鈍化されるの
で、スイッチング素子のストレスをほとんど０にするこ
とができる。
【００１１】また上記本発明の第２の目的を達成する構
成により、共振時のＶｃｅのピークを低く抑えることが
できるので、耐圧の低いスイッチング素子を用いること
ができるようになる。
成により、共振時のＶｃｅのピークを低く抑えることが
できるので、耐圧の低いスイッチング素子を用いること
ができるようになる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図１、図
２、および図３を用いて説明する。図１において、１１
は直流電源、１２は加熱コイルで、図には特に記載して
いないがこの上に被加熱物（鍋等）が置かれる。１３は
共振コンデンサで、加熱コイル１２とにより負荷回路１
４を構成している。１５はスイッチング素子で、本例で
は大電流、高耐圧のＩＧＢＴを用いている。１６は前記
スイッチング素子１５に並列に接続された逆導通のダイ
オードである。１７はスイッチング素子１５を駆動制御
する制御回路である。１８は共振コンデンサ１３の容量
を制御する容量制御手段で、共振コンデンサ１３の両端
電圧を検知し、その電圧に応じて容量を制御する。本実
施例において、容量制御手段１８は、共振コンデンサ１
３の両端電圧が低いときは容量が大きく、両端電圧が高
いときは容量が小さくなるように制御する。
２、および図３を用いて説明する。図１において、１１
は直流電源、１２は加熱コイルで、図には特に記載して
いないがこの上に被加熱物（鍋等）が置かれる。１３は
共振コンデンサで、加熱コイル１２とにより負荷回路１
４を構成している。１５はスイッチング素子で、本例で
は大電流、高耐圧のＩＧＢＴを用いている。１６は前記
スイッチング素子１５に並列に接続された逆導通のダイ
オードである。１７はスイッチング素子１５を駆動制御
する制御回路である。１８は共振コンデンサ１３の容量
を制御する容量制御手段で、共振コンデンサ１３の両端
電圧を検知し、その電圧に応じて容量を制御する。本実
施例において、容量制御手段１８は、共振コンデンサ１
３の両端電圧が低いときは容量が大きく、両端電圧が高
いときは容量が小さくなるように制御する。
【００１３】なお、前記負荷回路１４と前記スイッチン
グ素子１５とを接続した直列回路と前記直流電源１１の
出力とを接続し、前記制御回路１７は前記スイッチング
素子１５を所定周期でオン、オフ制御する。
グ素子１５とを接続した直列回路と前記直流電源１１の
出力とを接続し、前記制御回路１７は前記スイッチング
素子１５を所定周期でオン、オフ制御する。
【００１４】図２は定常動作時におけるインバータ各部
の動作波形である。（ア）は制御回路１７から出力され
るドライブ信号の波形で、この出力がＨＩＧＨの時にス
イッチング素子１５がオンになる。（イ）はスイッチン
グ素子１５と逆道通のダイオード１６に流れる電流Ｉｃ
で、（ウ）はスイッチング素子１５の両端にかかる電圧
Ｖｃｅである。図３はターンオフ時におけるＩｃ、Ｖｃ
ｅの拡大波形である。
の動作波形である。（ア）は制御回路１７から出力され
るドライブ信号の波形で、この出力がＨＩＧＨの時にス
イッチング素子１５がオンになる。（イ）はスイッチン
グ素子１５と逆道通のダイオード１６に流れる電流Ｉｃ
で、（ウ）はスイッチング素子１５の両端にかかる電圧
Ｖｃｅである。図３はターンオフ時におけるＩｃ、Ｖｃ
ｅの拡大波形である。
【００１５】以上の図１〜図３をもとにこの回路の動作
の説明を行う。制御回路１７はスイッチング素子１５を
所定時間（図においては２０μｓ）オンさせた後、ター
ンオフし加熱コイル１２と共振コンデンサ１３からなる
負荷回路１４を共振させる。さらに制御回路１７はＶｃ
ｅを検知しており、Ｖｃｅの立ち下がりが所定値よりも
低くなると、再びスイッチング素子１５をオンさせる。
の説明を行う。制御回路１７はスイッチング素子１５を
所定時間（図においては２０μｓ）オンさせた後、ター
ンオフし加熱コイル１２と共振コンデンサ１３からなる
負荷回路１４を共振させる。さらに制御回路１７はＶｃ
ｅを検知しており、Ｖｃｅの立ち下がりが所定値よりも
低くなると、再びスイッチング素子１５をオンさせる。
【００１６】以上の動作を繰り返すため図２において、
制御回路１７のドライブ信号（ア）に対して、Ｉｃは
（イ）のようになる。そして共振コンデンサ１３はその
両端電圧が低いときは容量が大きく、両端電圧が高いと
きは容量が小さくなるように容量制御手段１８によって
制御されるので、Ｖｃｅは（ウ）のように（立ち上がり
時すなわち両端電圧が低いときは、容量が大きいため、
Ｖｃｅがゆるやかに上昇し、Ｖｃｅが上昇するに従って
容量が小さくなるため、Ｖｃｅが急峻に上がる）なり、
加熱コイル１２上に置かれた鍋にパワーが供給される。
この鍋に供給されるパワーはスイッチング素子１５のオ
ン時間を変化させることにより自在に変えることができ
る。ここでターンオフ時のＩｃ，Ｖｃｅ拡大波形は図３
のようになる。図３に示すように、Ｖｃｅの立ち上がり
が鈍化しているため、ここで発生するスイッチング損失
は従来例と比べて極端に少なくなる。
制御回路１７のドライブ信号（ア）に対して、Ｉｃは
（イ）のようになる。そして共振コンデンサ１３はその
両端電圧が低いときは容量が大きく、両端電圧が高いと
きは容量が小さくなるように容量制御手段１８によって
制御されるので、Ｖｃｅは（ウ）のように（立ち上がり
時すなわち両端電圧が低いときは、容量が大きいため、
Ｖｃｅがゆるやかに上昇し、Ｖｃｅが上昇するに従って
容量が小さくなるため、Ｖｃｅが急峻に上がる）なり、
加熱コイル１２上に置かれた鍋にパワーが供給される。
この鍋に供給されるパワーはスイッチング素子１５のオ
ン時間を変化させることにより自在に変えることができ
る。ここでターンオフ時のＩｃ，Ｖｃｅ拡大波形は図３
のようになる。図３に示すように、Ｖｃｅの立ち上がり
が鈍化しているため、ここで発生するスイッチング損失
は従来例と比べて極端に少なくなる。
【００１７】このように本発明の一実施例によれば、共
振コンデンサ１３が、その両端電圧が低いときは容量が
大きく、両端電圧が高いときは容量が小さくなるよう、
容量制御手段１８によって制御されるので、ターンオフ
時のＶｃｅの立ち上がりが鈍化され、この部分のスイッ
チング損失がほとんど０となる。
振コンデンサ１３が、その両端電圧が低いときは容量が
大きく、両端電圧が高いときは容量が小さくなるよう、
容量制御手段１８によって制御されるので、ターンオフ
時のＶｃｅの立ち上がりが鈍化され、この部分のスイッ
チング損失がほとんど０となる。
【００１８】次に本発明の他の実施例について図４、図
５を用いて説明する。図４において、２１は直流電源、
２２は加熱コイルで、図には特に記載していないがこの
上に被加熱物（鍋等）が置かれる。２３は共振コンデン
サで、加熱コイル２２とにより負荷回路２４を構成して
いる。２８は共振コンデンサ２３の容量を制御する容量
制御手段で、共振コンデンサ２３の両端電圧を検知し、
その電圧に応じて容量を制御する。本実施例において、
容量制御手段２８は、共振コンデンサ２３の両端電圧が
低いときは容量が小さく、両端電圧が高いときは容量が
大きくなるよう制御する。２５はスイッチング素子で、
本例では大電流、高耐圧のＩＧＢＴを用いている。２６
は逆導通のダイオードである。２７はスイッチング素子
２５を駆動する制御回路である。
５を用いて説明する。図４において、２１は直流電源、
２２は加熱コイルで、図には特に記載していないがこの
上に被加熱物（鍋等）が置かれる。２３は共振コンデン
サで、加熱コイル２２とにより負荷回路２４を構成して
いる。２８は共振コンデンサ２３の容量を制御する容量
制御手段で、共振コンデンサ２３の両端電圧を検知し、
その電圧に応じて容量を制御する。本実施例において、
容量制御手段２８は、共振コンデンサ２３の両端電圧が
低いときは容量が小さく、両端電圧が高いときは容量が
大きくなるよう制御する。２５はスイッチング素子で、
本例では大電流、高耐圧のＩＧＢＴを用いている。２６
は逆導通のダイオードである。２７はスイッチング素子
２５を駆動する制御回路である。
【００１９】図５は定常動作時におけるインバータ各部
の動作波形である。（ア）は制御回路２７から出力され
るドライブ信号の波形で、この出力がＨＩＧＨの時にス
イッチング素子２５がオンになる。（イ）はスイッチン
グ素子２５と逆道通のダイオード２６に流れる電流Ｉｃ
で、（ウ）はスイッチング素子２５の両端にかかる電圧
Ｖｃｅである。
の動作波形である。（ア）は制御回路２７から出力され
るドライブ信号の波形で、この出力がＨＩＧＨの時にス
イッチング素子２５がオンになる。（イ）はスイッチン
グ素子２５と逆道通のダイオード２６に流れる電流Ｉｃ
で、（ウ）はスイッチング素子２５の両端にかかる電圧
Ｖｃｅである。
【００２０】以上の図４と図５をもとにこの回路の動作
の説明を行う。制御回路２７はスイッチング素子２５を
所定時間（図においては２０μｓ）オンさせた後、ター
ンオフし加熱コイル２２と共振コンデンサ２３からなる
負荷回路２４を共振させる。さらに制御回路２７はＶｃ
ｅを検知しており、Ｖｃｅの立ち下がりが所定値よりも
低くなると再びスイッチング素子２５をオンさせる。
の説明を行う。制御回路２７はスイッチング素子２５を
所定時間（図においては２０μｓ）オンさせた後、ター
ンオフし加熱コイル２２と共振コンデンサ２３からなる
負荷回路２４を共振させる。さらに制御回路２７はＶｃ
ｅを検知しており、Ｖｃｅの立ち下がりが所定値よりも
低くなると再びスイッチング素子２５をオンさせる。
【００２１】以上の動作を繰り返すため図５において制
御回路２７のドライブ信号（ア）に対してＩｃは（イ）
のようになる。共振コンデンサ２３はその両端電圧が低
いときは容量が小さく、両端電圧が高いときは容量が大
きくなるよう、容量制御手段２８によって制御されるの
で、Ｖｃｅは（ウ）のように（立ち上がり時すなわち両
端電圧が低いときは、容量が小さいため、Ｖｃｅが急峻
に上昇し、Ｖｃｅが上昇するに従って容量が大きくなる
ため、Ｖｃｅがゆるやかに上がる）なり、加熱コイル２
２上に置かれた鍋にパワーが供給される。この鍋に供給
されるパワーはスイッチング素子５のオン時間を変化さ
せることにより自在に変えることができる。
御回路２７のドライブ信号（ア）に対してＩｃは（イ）
のようになる。共振コンデンサ２３はその両端電圧が低
いときは容量が小さく、両端電圧が高いときは容量が大
きくなるよう、容量制御手段２８によって制御されるの
で、Ｖｃｅは（ウ）のように（立ち上がり時すなわち両
端電圧が低いときは、容量が小さいため、Ｖｃｅが急峻
に上昇し、Ｖｃｅが上昇するに従って容量が大きくなる
ため、Ｖｃｅがゆるやかに上がる）なり、加熱コイル２
２上に置かれた鍋にパワーが供給される。この鍋に供給
されるパワーはスイッチング素子５のオン時間を変化さ
せることにより自在に変えることができる。
【００２２】このようにこの実施例によれば、共振コン
デンサ２３が、その両端電圧が低いときは容量が小さ
く、両端電圧が高いときは容量が大きくなるよう、容量
制御手段２８によって制御されるので、共振時のＶｃｅ
のピークが従来に比べ低く抑えられる。
デンサ２３が、その両端電圧が低いときは容量が小さ
く、両端電圧が高いときは容量が大きくなるよう、容量
制御手段２８によって制御されるので、共振時のＶｃｅ
のピークが従来に比べ低く抑えられる。
【００２３】
【発明の効果】以上の実施例から明らかなように、本発
明によれば共振コンデンサが、その両端電圧が低いとき
は容量が大きく、両端電圧が高いときは容量が小さくな
るよう容量制御手段によって制御されるので、ターンオ
フ時のＶｃｅの立ち上がりが鈍化され、この部分のスイ
ッチング損失がほとんど０となり、スイッチング素子の
発熱を低く抑えることができ、冷却機構が簡素で、かつ
低コストの誘導加熱調理器を提供できる。
明によれば共振コンデンサが、その両端電圧が低いとき
は容量が大きく、両端電圧が高いときは容量が小さくな
るよう容量制御手段によって制御されるので、ターンオ
フ時のＶｃｅの立ち上がりが鈍化され、この部分のスイ
ッチング損失がほとんど０となり、スイッチング素子の
発熱を低く抑えることができ、冷却機構が簡素で、かつ
低コストの誘導加熱調理器を提供できる。
【００２４】また本発明によれば、共振コンデンサが、
その両端電圧が低いときは容量が小さく、両端電圧が高
いときは容量が大きくなるよう、容量制御手段によって
制御されるので、共振時のＶｃｅのピークを抑えられ、
耐圧の低いスイッチング素子を用いることができ、低コ
ストの誘導加熱調理器を提供できる。
その両端電圧が低いときは容量が小さく、両端電圧が高
いときは容量が大きくなるよう、容量制御手段によって
制御されるので、共振時のＶｃｅのピークを抑えられ、
耐圧の低いスイッチング素子を用いることができ、低コ
ストの誘導加熱調理器を提供できる。
【図１】本発明の一実施例の誘導加熱調理器の回路図
【図２】同動作波形図
【図３】図２におけるターンオフ時のＩｃ、Ｖｃｅの拡
大波形図
大波形図
【図４】本発明の他の実施例の誘導加熱調理器の回路図
【図５】同動作波形図
【図６】従来の誘導加熱調理器の回路図
【図７】同動作波形図
【図８】図７におけるターンオフ時のＩｃ、Ｖｃｅの拡
大波形図
大波形図
１１、１１ 直流電源 １２、２２ 加熱コイル １３、２３ 共振コンデンサ １４、２４ 負荷回路 １５、２５ スイッチング素子 １６、２６ ダイオード １７、２７ 制御回路 １８、２８ 容量制御手段
Claims (2)
- 【請求項１】 加熱コイルと共振コンデンサからなる負
荷回路と、直流電源と、スイッチング素子と、前記スイ
ッチング素子に並列に接続されたダイオードと、前記ス
イッチング素子を制御する制御回路と、前記共振コンデ
ンサの容量を制御する容量制御手段とを有し、前記負荷
回路と前記スイッチング素子とを接続した直列回路と、
前記直流電源の出力とを接続し、前記制御回路は前記ス
イッチング素子を所定周期でオン、オフし、前記容量制
御手段は、前記共振コンデンサの両端電圧が小の時は容
量を大に制御し、前記両端電圧が大の時は容量を小に制
御する誘導加熱調理器。 - 【請求項２】 加熱コイルと共振コンデンサからなる負
荷回路と、直流電源と、スイッチング素子と、前記スイ
ッチング素子に並列に接続されたダイオードと、前記ス
イッチング素子を制御する制御回路と、前記共振コンデ
ンサの容量を制御する容量制御手段とを有し、前記負荷
回路と前記スイッチング素子とを接続した直列回路と、
前記直流電源の出力とを接続し、前記制御回路は前記ス
イッチング素子を所定周期でオン、オフし、前記容量制
御手段は、前記共振コンデンサの両端電圧が小の時は容
量を小に制御し、前記両端電圧が大の時は容量を大に制
御する誘導加熱調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34798692A JPH06203949A (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34798692A JPH06203949A (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 誘導加熱調理器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06203949A true JPH06203949A (ja) | 1994-07-22 |
Family
ID=18393965
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34798692A Pending JPH06203949A (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06203949A (ja) |
-
1992
- 1992-12-28 JP JP34798692A patent/JPH06203949A/ja active Pending
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