JPH06180949A - ディジタル情報再生装置 - Google Patents
ディジタル情報再生装置Info
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- JPH06180949A JPH06180949A JP4330541A JP33054192A JPH06180949A JP H06180949 A JPH06180949 A JP H06180949A JP 4330541 A JP4330541 A JP 4330541A JP 33054192 A JP33054192 A JP 33054192A JP H06180949 A JPH06180949 A JP H06180949A
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- G—PHYSICS
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/09—Digital recording
Abstract
(57)【要約】
【目的】 再生されたディジタル情報信号をパーシャル
レスポンス（ＰＲ）クラス４方式を利用して検出する場
合、安定してクロックを再生できるようにする。 【構成】 磁気テープ１から再生されたディジタル情報
信号は、等化回路４でＰＲ（１，−１）方式で等化され
た後、（１＋Ｄ）演算回路５で最終的にＰＲクラス４方
式に等化され、３値識別回路６に供給されて元のディジ
タル情報が得られる。また、等化回路４から出力される
ＰＲ（１，−１）方式に等化後の信号は、例えば２つの
２乗回路の間にレベルシフト回路が配置されてなるクロ
ック成分抽出回路７に供給され、再生ディジタル情報信
号のビット周波数成分がレベルの高い輝線スペクトルと
して現われる信号スペクトルの信号が生成され、これが
ＰＬＬ回路８に供給されてこのビット周波数成分に位相
同期したクロック信号が得られる。
レスポンス（ＰＲ）クラス４方式を利用して検出する場
合、安定してクロックを再生できるようにする。 【構成】 磁気テープ１から再生されたディジタル情報
信号は、等化回路４でＰＲ（１，−１）方式で等化され
た後、（１＋Ｄ）演算回路５で最終的にＰＲクラス４方
式に等化され、３値識別回路６に供給されて元のディジ
タル情報が得られる。また、等化回路４から出力される
ＰＲ（１，−１）方式に等化後の信号は、例えば２つの
２乗回路の間にレベルシフト回路が配置されてなるクロ
ック成分抽出回路７に供給され、再生ディジタル情報信
号のビット周波数成分がレベルの高い輝線スペクトルと
して現われる信号スペクトルの信号が生成され、これが
ＰＬＬ回路８に供給されてこのビット周波数成分に位相
同期したクロック信号が得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、記録媒体からのディジ
タル情報信号の再生装置に係り、特に、パーシャルレス
ポンスクラス４方式を利用してこれを検出するディジタ
ル情報再生装置に関する。
タル情報信号の再生装置に係り、特に、パーシャルレス
ポンスクラス４方式を利用してこれを検出するディジタ
ル情報再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、高密度ディジタル磁気記録システ
ムにおける再生系の信号検出方式として、パーシャルレ
スポンス（以下、ＰＲという）方式が注目されている。
その中でも、磁気記録再生系の伝送周波数特性に近く、
耐低域遮断特性に優れたＰＲクラス４方式が注目されて
いる。かかるＰＲクラス４方式を利用してディジタル情
報信号を検出する場合にも、ディジタル情報を識別する
ためのクロック信号が必要であり、このために、再生デ
ィジタル情報信号からクロック信号を再生するための技
術が種々提案されている。
ムにおける再生系の信号検出方式として、パーシャルレ
スポンス（以下、ＰＲという）方式が注目されている。
その中でも、磁気記録再生系の伝送周波数特性に近く、
耐低域遮断特性に優れたＰＲクラス４方式が注目されて
いる。かかるＰＲクラス４方式を利用してディジタル情
報信号を検出する場合にも、ディジタル情報を識別する
ためのクロック信号が必要であり、このために、再生デ
ィジタル情報信号からクロック信号を再生するための技
術が種々提案されている。
【０００３】その１つとしては、特開平３−１６６８３
９号公報に記載されているが、これは、ＰＲクラス４方
式による等化後の信号は３値信号であるため、この等化
後の信号からクロック信号を再生することは困難である
ことから、このＰＲクラス４方式による等化前に符号間
干渉がない等化、即ち、積分検出方式を用いて２値信号
に等化し、この２値信号からクロック信号を再生するも
のである。
９号公報に記載されているが、これは、ＰＲクラス４方
式による等化後の信号は３値信号であるため、この等化
後の信号からクロック信号を再生することは困難である
ことから、このＰＲクラス４方式による等化前に符号間
干渉がない等化、即ち、積分検出方式を用いて２値信号
に等化し、この２値信号からクロック信号を再生するも
のである。
【０００４】また、他の例が特開平３−１７２０４６号
公報に記載されている。これは、再生されたディジタル
情報信号を等化処理して復号器に供給し、ＰＲ（１，
０，−１）の復号処理を行なって識別回路に供給するも
のであるが、この復号器では、まず、ＰＲ（１，−１）
の処理を行ない、しかる後、ＰＲ（１，０，−１）の処
理を行なうようにして、このＰＲ（１，−１）処理され
た信号からクロック信号を再生するものである。これに
よると、ＰＲ（１，−１）処理された信号はクロック信
号周波数の1/2倍の周波数成分をピークとする電力スペ
クトルを有しており、かかる信号を２乗処理もしくは整
流処理することによってクロック信号が抽出できる。
公報に記載されている。これは、再生されたディジタル
情報信号を等化処理して復号器に供給し、ＰＲ（１，
０，−１）の復号処理を行なって識別回路に供給するも
のであるが、この復号器では、まず、ＰＲ（１，−１）
の処理を行ない、しかる後、ＰＲ（１，０，−１）の処
理を行なうようにして、このＰＲ（１，−１）処理され
た信号からクロック信号を再生するものである。これに
よると、ＰＲ（１，−１）処理された信号はクロック信
号周波数の1/2倍の周波数成分をピークとする電力スペ
クトルを有しており、かかる信号を２乗処理もしくは整
流処理することによってクロック信号が抽出できる。
【０００５】なお、積分検出方式やパーシャルレスポン
ス検出方式等のディジタル磁気記録システムにおける再
生系の信号検出方式については、例えば「テレビジョン
学会誌」 Ｖol.４２、Ｎo.４（１９８８年４月） ｐ
ｐ．３３０〜３３７に記載されている。
ス検出方式等のディジタル磁気記録システムにおける再
生系の信号検出方式については、例えば「テレビジョン
学会誌」 Ｖol.４２、Ｎo.４（１９８８年４月） ｐ
ｐ．３３０〜３３７に記載されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記特
開平３−１６６８３９号公報に記載の従来技術では、記
録符号として、例えば、スクランブルドＮＲＺ符号のよ
うな低域周波数まで信号スペクトルがある方式を用いた
場合、クロック信号の再生が困難になるという問題があ
った。
開平３−１６６８３９号公報に記載の従来技術では、記
録符号として、例えば、スクランブルドＮＲＺ符号のよ
うな低域周波数まで信号スペクトルがある方式を用いた
場合、クロック信号の再生が困難になるという問題があ
った。
【０００７】即ち、積分検出方式は積分演算によって低
域周波数を持ち上げるため、この方式を用いてクロック
信号を再生する場合には、Ｓ／Ｎが劣化する。さらに、
回転ヘッドを用いたシステムでは、ロータリートランス
等の低域遮断により、低域の信号スペクトルが欠落して
符号間干渉が生じる。従って、上記のような低域周波数
まで信号スペクトルがある方式を用いた場合には、上記
等化器でもって再生ディジタル情報信号を等化しても、
符号間干渉がある２値信号が得られたり、あるいは所望
の２値信号が得られても、Ｓ／Ｎが著しく劣化してい
て、クロック信号の再生が困難になる。
域周波数を持ち上げるため、この方式を用いてクロック
信号を再生する場合には、Ｓ／Ｎが劣化する。さらに、
回転ヘッドを用いたシステムでは、ロータリートランス
等の低域遮断により、低域の信号スペクトルが欠落して
符号間干渉が生じる。従って、上記のような低域周波数
まで信号スペクトルがある方式を用いた場合には、上記
等化器でもって再生ディジタル情報信号を等化しても、
符号間干渉がある２値信号が得られたり、あるいは所望
の２値信号が得られても、Ｓ／Ｎが著しく劣化してい
て、クロック信号の再生が困難になる。
【０００８】また、特開平３−１７２０４６号公報に記
載の技術では、ＰＲ（１，−１）処理されたディジタル
情報信号を２乗もしくは整流処理すると、電力スペクト
ルの上では、クロック信号の成分が強調され、一応分離
可能とはなるが、その強調の度合いが低く、やはりクロ
ック信号の再生が容易ではない。かかる公報には、クロ
ック抽出回路として、整流回路とタンク回路とからなる
ものが開示されているが、上記のことから、タンク回路
の出力信号には、クロック信号周波数近傍の信号成分の
大きなエネルギーで混入し、これがＳ／Ｎを低下させる
ことになる。
載の技術では、ＰＲ（１，−１）処理されたディジタル
情報信号を２乗もしくは整流処理すると、電力スペクト
ルの上では、クロック信号の成分が強調され、一応分離
可能とはなるが、その強調の度合いが低く、やはりクロ
ック信号の再生が容易ではない。かかる公報には、クロ
ック抽出回路として、整流回路とタンク回路とからなる
ものが開示されているが、上記のことから、タンク回路
の出力信号には、クロック信号周波数近傍の信号成分の
大きなエネルギーで混入し、これがＳ／Ｎを低下させる
ことになる。
【０００９】本発明の目的は、かかる問題点を解消し、
ＰＲクラス４検出方式に好適であって、かつ、スクラン
ブルドＮＲＺ符号のように低域周波数まで信号スペクト
ルがある記録符号を用いた場合でも、安定にクロック信
号を再生することができるようにしたディジタル情報再
生装置を提供することにある。
ＰＲクラス４検出方式に好適であって、かつ、スクラン
ブルドＮＲＺ符号のように低域周波数まで信号スペクト
ルがある記録符号を用いた場合でも、安定にクロック信
号を再生することができるようにしたディジタル情報再
生装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、再生ディジタル情報信号を符号間干渉
が（１，−１）となるように（以下、「ＰＲ（１，−
１）方式に」という）等化し、しかる後、最終的に符号
間干渉が（１，０，−１）となるＰＲクラス４方式の等
化処理を行なって３値情報信号からのディジタル情報の
識別を行なうのであるが、２つの２乗回路からなる４乗
回路、あるいは２つの２乗回路の間もしくは全波整流回
路と２乗回路との間にレベルシフト回路を設けてなるク
ロック成分抽出回路に供給し、再生ディジタル情報信号
からクロック信号を再生するようにする。
め、本発明では、再生ディジタル情報信号を符号間干渉
が（１，−１）となるように（以下、「ＰＲ（１，−
１）方式に」という）等化し、しかる後、最終的に符号
間干渉が（１，０，−１）となるＰＲクラス４方式の等
化処理を行なって３値情報信号からのディジタル情報の
識別を行なうのであるが、２つの２乗回路からなる４乗
回路、あるいは２つの２乗回路の間もしくは全波整流回
路と２乗回路との間にレベルシフト回路を設けてなるク
ロック成分抽出回路に供給し、再生ディジタル情報信号
からクロック信号を再生するようにする。
【００１１】
【作用】上記ＰＲ（１，−１）に等化された信号を上記
クロック成分抽出回路で処理すると、これから出力され
る信号は、再生ディジタル情報信号のビット周波数成分
がレベルの高い輝線スペクトルとなった信号であり、ク
ロック信号の抽出が確実になる。従って、積分検出方式
による上記従来技術のように低域周波数を持ち上げる必
要はなく、かつ耐低域遮断特性に優れ、その等化後の信
号には低域遮断による不要な符号間干渉が発生せず、Ｓ
／Ｎも劣化しないし、再生ディジタル情報信号のビット
周波数成分に位相同期した安定なクロック信号を再生す
ることができる。
クロック成分抽出回路で処理すると、これから出力され
る信号は、再生ディジタル情報信号のビット周波数成分
がレベルの高い輝線スペクトルとなった信号であり、ク
ロック信号の抽出が確実になる。従って、積分検出方式
による上記従来技術のように低域周波数を持ち上げる必
要はなく、かつ耐低域遮断特性に優れ、その等化後の信
号には低域遮断による不要な符号間干渉が発生せず、Ｓ
／Ｎも劣化しないし、再生ディジタル情報信号のビット
周波数成分に位相同期した安定なクロック信号を再生す
ることができる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明によるディジタル情報再生装置の一実
施例を示すブロック図であって、１は磁気テープ、２は
磁気ヘッド、３は増幅器、４は等化回路、５は（１＋
Ｄ）演算回路、５１は遅延回路、５２は加算器、６は３
値識別回路、６１は全波整流回路、６２はリミッタ、６
３はラッチ回路、７はクロック成分抽出回路、７１，７
２は２乗回路、８はＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ルー
プ）回路、８１は乗算器、８２はローパスフィルタ、８
３はＶＣＯ（電圧制御発振器）、９は出力端子である。
る。図１は本発明によるディジタル情報再生装置の一実
施例を示すブロック図であって、１は磁気テープ、２は
磁気ヘッド、３は増幅器、４は等化回路、５は（１＋
Ｄ）演算回路、５１は遅延回路、５２は加算器、６は３
値識別回路、６１は全波整流回路、６２はリミッタ、６
３はラッチ回路、７はクロック成分抽出回路、７１，７
２は２乗回路、８はＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ルー
プ）回路、８１は乗算器、８２はローパスフィルタ、８
３はＶＣＯ（電圧制御発振器）、９は出力端子である。
【００１３】同図において、磁気ヘッド２によって磁気
テープ１から読み出されたディジタル情報信号は、増幅
器３で増幅された後、等化回路４に供給されて符号間干
渉が（１，−１）となるように（即ち、ＰＲ（１，−
１）方式に）等化される。図２に二点鎖線で示す特性
（Ａ）は等化回路４まで含んだ記録再生系総合の周波数
特性の一例を示すものであり、図３（Ａ）はこの特性
（Ａ）による等化後のアイパターンである。なお、ｆ
b，Ｔは夫々記録されたディジタル情報信号のビット周
波数，ビット周期である。
テープ１から読み出されたディジタル情報信号は、増幅
器３で増幅された後、等化回路４に供給されて符号間干
渉が（１，−１）となるように（即ち、ＰＲ（１，−
１）方式に）等化される。図２に二点鎖線で示す特性
（Ａ）は等化回路４まで含んだ記録再生系総合の周波数
特性の一例を示すものであり、図３（Ａ）はこの特性
（Ａ）による等化後のアイパターンである。なお、ｆ
b，Ｔは夫々記録されたディジタル情報信号のビット周
波数，ビット周期である。
【００１４】等化回路４の出力信号は（１＋Ｄ）演算回
路５に供給される。この（１＋Ｄ）演算回路５では、Ｐ
Ｒ（１，−１）方式に等化された信号が、一方では加算
器５２に供給され、他方では遅延器５１で１ビット分遅
延され、この加算器５２でこれが加算される。（１＋
Ｄ）演算回路５のかかる演算により、ディジタル情報信
号は最終的にＰＲクラス４方式に等化される。図２に破
線で示す特性（Ｂ）はこの（１＋Ｄ）演算回路５の周波
数特性であり、同じく実線で示す特性（Ｃ）は最終のＰ
Ｒクラス４方式に等化された後の総合周波数特性の一例
である。言うまでもなく、特性（Ｃ）は特性（Ａ）に特
性（Ｂ）を乗じたものである。図３（Ｂ）はこの特性
（Ｃ）による等化後のアイパターンであり、（１＋Ｄ）
演算回路５の出力信号はこのように３値の信号となる。
路５に供給される。この（１＋Ｄ）演算回路５では、Ｐ
Ｒ（１，−１）方式に等化された信号が、一方では加算
器５２に供給され、他方では遅延器５１で１ビット分遅
延され、この加算器５２でこれが加算される。（１＋
Ｄ）演算回路５のかかる演算により、ディジタル情報信
号は最終的にＰＲクラス４方式に等化される。図２に破
線で示す特性（Ｂ）はこの（１＋Ｄ）演算回路５の周波
数特性であり、同じく実線で示す特性（Ｃ）は最終のＰ
Ｒクラス４方式に等化された後の総合周波数特性の一例
である。言うまでもなく、特性（Ｃ）は特性（Ａ）に特
性（Ｂ）を乗じたものである。図３（Ｂ）はこの特性
（Ｃ）による等化後のアイパターンであり、（１＋Ｄ）
演算回路５の出力信号はこのように３値の信号となる。
【００１５】この３値の信号は３値識別回路６に供給さ
れる。この３値識別回路６は、例えば全波整流回路６１
とリミッタ６２とラッチ回路６３で構成されており、供
給された３値の信号をＰＬＬ回路８からのクロック信号
のタイミングに従って符号識別し、２値の原ディジタル
情報信号を再生する。再生された原ディジタル情報信号
は出力端子９から出力される。
れる。この３値識別回路６は、例えば全波整流回路６１
とリミッタ６２とラッチ回路６３で構成されており、供
給された３値の信号をＰＬＬ回路８からのクロック信号
のタイミングに従って符号識別し、２値の原ディジタル
情報信号を再生する。再生された原ディジタル情報信号
は出力端子９から出力される。
【００１６】一方、等化回路４から出力されるＰＲ
（１，−１）方式に等化後の信号はクロック成分抽出回
路７に供給され、クロック成分が抽出される。このクロ
ック成分は乗算器８１、ローパスフィルタ８２、ＶＣＯ
８３からなるＰＰＬ回路８に供給され、このクロック成
分に位相同期したクロック信号が得られる。このクロッ
ク信号は３値識別回路６のラッチ回路６３にラッチパル
スとして供給される。
（１，−１）方式に等化後の信号はクロック成分抽出回
路７に供給され、クロック成分が抽出される。このクロ
ック成分は乗算器８１、ローパスフィルタ８２、ＶＣＯ
８３からなるＰＰＬ回路８に供給され、このクロック成
分に位相同期したクロック信号が得られる。このクロッ
ク信号は３値識別回路６のラッチ回路６３にラッチパル
スとして供給される。
【００１７】ここで、クロック成分抽出回路７は、一具
体例として、２つの２乗回路７１，７２を備えており、
ＰＲ（１，−１）方式に等化後の信号を４乗することに
より、磁気テープ１から再生されたディジタル情報信号
のビット周波数ｆbの成分を抽出する。図４（Ａ）は初
段の２乗回路７１の出力のアイパターンを、同図（Ｂ）
はその周波数スペクトルを夫々示しており、また、図５
は（Ａ）は次段の２乗回路７２の出力信号のアイパター
ンを、同図（Ｂ）はその周波数スペクトルを夫々示して
いる。
体例として、２つの２乗回路７１，７２を備えており、
ＰＲ（１，−１）方式に等化後の信号を４乗することに
より、磁気テープ１から再生されたディジタル情報信号
のビット周波数ｆbの成分を抽出する。図４（Ａ）は初
段の２乗回路７１の出力のアイパターンを、同図（Ｂ）
はその周波数スペクトルを夫々示しており、また、図５
は（Ａ）は次段の２乗回路７２の出力信号のアイパター
ンを、同図（Ｂ）はその周波数スペクトルを夫々示して
いる。
【００１８】図４（Ｂ）及び図５（Ｂ）から明らかなよ
うに、これら２乗回路７１，７２の出力信号には、ディ
ジタル情報信号のビット周波数ｆbの成分が輝線スペク
トルとして現われており、また、この輝線スペクトルの
レベルは、図５（Ｂ）の方が図４（Ｂ）の方よりも大き
い。ＰＬＬ回路８は、この輝線スペクトルのディジタル
情報信号のビット周波数ｆbの成分に位相同期するよう
に、ループゲインやＶＣＯ８３の中心発振周波数が設定
されているが、４乗処理によって得られた図５（Ｂ）に
示す信号スペクトルの信号が供給されるから、ディジタ
ル情報信号のビット周波数ｆbの成分に安定して同期す
ることになり、安定したクロック信号が得られることに
なる。
うに、これら２乗回路７１，７２の出力信号には、ディ
ジタル情報信号のビット周波数ｆbの成分が輝線スペク
トルとして現われており、また、この輝線スペクトルの
レベルは、図５（Ｂ）の方が図４（Ｂ）の方よりも大き
い。ＰＬＬ回路８は、この輝線スペクトルのディジタル
情報信号のビット周波数ｆbの成分に位相同期するよう
に、ループゲインやＶＣＯ８３の中心発振周波数が設定
されているが、４乗処理によって得られた図５（Ｂ）に
示す信号スペクトルの信号が供給されるから、ディジタ
ル情報信号のビット周波数ｆbの成分に安定して同期す
ることになり、安定したクロック信号が得られることに
なる。
【００１９】また、クロック信号は、ＰＲクラス４方式
に等化後の信号からではなく、ＰＲ（１，−１）方式に
等化後の信号から再生するものであるから、上記のよう
な低域周波数を持ち上げる必要はない。従って、Ｓ／Ｎ
の劣化はなく、かつ耐低域遮断特性に優れているため、
低域遮断による不要な符号間干渉が発生しない。
に等化後の信号からではなく、ＰＲ（１，−１）方式に
等化後の信号から再生するものであるから、上記のよう
な低域周波数を持ち上げる必要はない。従って、Ｓ／Ｎ
の劣化はなく、かつ耐低域遮断特性に優れているため、
低域遮断による不要な符号間干渉が発生しない。
【００２０】図６は図１でのクロック成分抽出回路７の
他の具体例を示す構成図であって、７３は乗算器、７４
は差動増幅器、７５は乗算器、７６は定電圧源である。
他の具体例を示す構成図であって、７３は乗算器、７４
は差動増幅器、７５は乗算器、７６は定電圧源である。
【００２１】同図において、同じＰＲ（１，−１）方式
に等化後の信号が乗算器７３の２入力とすることによ
り、この信号が２乗処理される。この乗算器７３の出力
信号は差動増幅器７４と定電圧源７６によって−方向に
レベルシフトされ、さらに、この差動増幅器７４から出
力される同じ信号を２入力とする乗算器７５に供給され
て、２乗処理される。従って、この具体例では、２つの
２乗回路の間に、差動増幅器７４と定電圧源７６とから
なるレベルシフト回路が設けられていることになる。
に等化後の信号が乗算器７３の２入力とすることによ
り、この信号が２乗処理される。この乗算器７３の出力
信号は差動増幅器７４と定電圧源７６によって−方向に
レベルシフトされ、さらに、この差動増幅器７４から出
力される同じ信号を２入力とする乗算器７５に供給され
て、２乗処理される。従って、この具体例では、２つの
２乗回路の間に、差動増幅器７４と定電圧源７６とから
なるレベルシフト回路が設けられていることになる。
【００２２】図７（Ａ）はこのようなクロック成分抽出
回路７の出力信号のアイパターンを示し、同図（Ｂ）は
その信号スペクトルを示している。
回路７の出力信号のアイパターンを示し、同図（Ｂ）は
その信号スペクトルを示している。
【００２３】図７（Ｂ）から明らかなように、このクロ
ック成分抽出回路７の出力信号の信号スペクトルにおい
ても、ディジタル情報信号のビット周波数ｆbの成分が
輝線スペクトルとして現われるが、上記のように、２つ
の２乗回路の間にレベルシフト回路が設けられているこ
とにより、単に２つの２乗回路からなるものに比べ、輝
線スペクトルとして抽出されるビット周波数ｆbの成分
のレベルが増大しており、従って、ＰＬＬ回路８の検波
感度が増大して再生クロックの安定性が増大化する。
ック成分抽出回路７の出力信号の信号スペクトルにおい
ても、ディジタル情報信号のビット周波数ｆbの成分が
輝線スペクトルとして現われるが、上記のように、２つ
の２乗回路の間にレベルシフト回路が設けられているこ
とにより、単に２つの２乗回路からなるものに比べ、輝
線スペクトルとして抽出されるビット周波数ｆbの成分
のレベルが増大しており、従って、ＰＬＬ回路８の検波
感度が増大して再生クロックの安定性が増大化する。
【００２４】図８は図１でのクロック成分抽出回路７の
他の具体例を示す構成図であって、７７は全波整流回路
であり、図６に対応する部分には同一符号をつけてい
る。
他の具体例を示す構成図であって、７７は全波整流回路
であり、図６に対応する部分には同一符号をつけてい
る。
【００２５】図８において、この具体例は、図６に示し
た具体例において、前段の乗算器７３の代りに、全波整
流回路７７を設けたものであり、ＰＲ（１，−１）方式
に等化後の信号は全波整流回路７７で全波整流されて差
動増幅器７４に供給され、以下、図６に示した具体例と
同様に処理される。
た具体例において、前段の乗算器７３の代りに、全波整
流回路７７を設けたものであり、ＰＲ（１，−１）方式
に等化後の信号は全波整流回路７７で全波整流されて差
動増幅器７４に供給され、以下、図６に示した具体例と
同様に処理される。
【００２６】図９（Ａ）はこの具体例でのアイパターン
を、同図（Ｂ）は同じく信号スペクトルを夫々示してお
り、この具体例によるディジタル情報信号でのビット周
波数ｆbの成分のレベルは、図６に示した具体例の場合
に比べてさらに増大し、再生クロックの安定性が増加す
る。
を、同図（Ｂ）は同じく信号スペクトルを夫々示してお
り、この具体例によるディジタル情報信号でのビット周
波数ｆbの成分のレベルは、図６に示した具体例の場合
に比べてさらに増大し、再生クロックの安定性が増加す
る。
【００２７】次に、以上説明したクロック成分抽出回路
を用いた本発明によるディジタル情報再生装置の他の実
施例について説明する。
を用いた本発明によるディジタル情報再生装置の他の実
施例について説明する。
【００２８】図１０はその１つを示す構成図であって、
１０はＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器、１１は
ビタビ復号器であり、図１に対応する部分には同一符号
をつけて重複する説明を省略する。
１０はＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器、１１は
ビタビ復号器であり、図１に対応する部分には同一符号
をつけて重複する説明を省略する。
【００２９】この実施例の特徴は、図１０に示すよう
に、図１に示した実施例において、３値識別回路６の代
わりにＡ／Ｄ変換器１０及びビタビ複号回路１１を用
い、（１＋Ｄ）演算回路５をＡ／Ｄ変換器１０とビタビ
複号回路１１との間に配置した点にある。
に、図１に示した実施例において、３値識別回路６の代
わりにＡ／Ｄ変換器１０及びビタビ複号回路１１を用
い、（１＋Ｄ）演算回路５をＡ／Ｄ変換器１０とビタビ
複号回路１１との間に配置した点にある。
【００３０】等化回路４から出力されるＰＲ（１，−
１）方式に等化後の３値信号は、Ａ／Ｄ変換器１０によ
り、数ビットのディジタル信号に変換され、（１＋Ｄ）
演算回路５でディジタル的に上記の演算処理がなされて
最終的にＰＲクラス４方式に等化される。ビタビ複号回
路１１はかかる等化された信号の連続したデータ間の相
関を利用して当該データの遷移を検出し、この検出結果
に基づいてデータを最尤復号する。これにより、復号後
のデータの誤り率が改善できる。
１）方式に等化後の３値信号は、Ａ／Ｄ変換器１０によ
り、数ビットのディジタル信号に変換され、（１＋Ｄ）
演算回路５でディジタル的に上記の演算処理がなされて
最終的にＰＲクラス４方式に等化される。ビタビ複号回
路１１はかかる等化された信号の連続したデータ間の相
関を利用して当該データの遷移を検出し、この検出結果
に基づいてデータを最尤復号する。これにより、復号後
のデータの誤り率が改善できる。
【００３１】図１１は本発明によるディジタル情報再生
装置のさらに他の実施例を示す構成図であって、１２は
前置等化回路、１３は等化回路であり、図１０に対応す
る部分には、同一符号をつけている。
装置のさらに他の実施例を示す構成図であって、１２は
前置等化回路、１３は等化回路であり、図１０に対応す
る部分には、同一符号をつけている。
【００３２】この実施例は、図１０に示した実施例に対
し、等化回路４をアナログの前置等化回路１２とディジ
タルの等化回路１３に分け、前置等化回路１２をＡ／Ｄ
変換器１０の前段に、等化回路１３をＡ／Ｄ変換器１０
と（１＋Ｄ）演算回路５との間に夫々配置するととも
に、前置等化回路１２の出力信号をクロック成分抽出回
路７に供給するものである。
し、等化回路４をアナログの前置等化回路１２とディジ
タルの等化回路１３に分け、前置等化回路１２をＡ／Ｄ
変換器１０の前段に、等化回路１３をＡ／Ｄ変換器１０
と（１＋Ｄ）演算回路５との間に夫々配置するととも
に、前置等化回路１２の出力信号をクロック成分抽出回
路７に供給するものである。
【００３３】前置等化回路１２は、例えば３タップ程度
の簡単なトランスバーサルフィルタで構成され、ここで
は、完全なＰＲ（１，−１）方式の等化をするのではな
く、最少限クロック再生が可能な程度の簡単な等化が行
なわれ、等化回路１３で完全なＰＲ（１，−１）方式の
等化が行なわれる。この等化回路１３はディジタルのト
ランスバーサルフィルタで構成され、このため、図１０
に示した実施例における（１＋Ｄ）演算回路５と同様、
１ビットの遅延器はラッチ回路に置き換えることがで
き、等化回路４全体を、アナログ回路として構成するよ
りも、総合的な回路構成の簡略化が図れる。
の簡単なトランスバーサルフィルタで構成され、ここで
は、完全なＰＲ（１，−１）方式の等化をするのではな
く、最少限クロック再生が可能な程度の簡単な等化が行
なわれ、等化回路１３で完全なＰＲ（１，−１）方式の
等化が行なわれる。この等化回路１３はディジタルのト
ランスバーサルフィルタで構成され、このため、図１０
に示した実施例における（１＋Ｄ）演算回路５と同様、
１ビットの遅延器はラッチ回路に置き換えることがで
き、等化回路４全体を、アナログ回路として構成するよ
りも、総合的な回路構成の簡略化が図れる。
【００３４】また、この等化回路１３と（１＋Ｄ）演算
回路５を１つの回路にまとめて構成することもでき、こ
れによってさらに回路構成の簡略化を図ることができ
る。
回路５を１つの回路にまとめて構成することもでき、こ
れによってさらに回路構成の簡略化を図ることができ
る。
【００３５】さらに、等化回路１３、あるいは等化回路
１３と（１＋Ｄ）演算回路５を適応型の自動等化回路で
構成することにより、磁気テープ１や磁気ヘッド２等の
特性のバラツキに対しても最適な等化特性が得られ、こ
れにより、復号後のデータの誤り率が改善できる。
１３と（１＋Ｄ）演算回路５を適応型の自動等化回路で
構成することにより、磁気テープ１や磁気ヘッド２等の
特性のバラツキに対しても最適な等化特性が得られ、こ
れにより、復号後のデータの誤り率が改善できる。
【００３６】ところで、以上の実施例はＰＲクラス４検
出方式を用いたディジタル磁気記録システムを例として
説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、
ＰＲクラス４方式を基本にこれを拡張した検出方式を用
いるものであれば、如何なるシステムへも適用できる。
出方式を用いたディジタル磁気記録システムを例として
説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、
ＰＲクラス４方式を基本にこれを拡張した検出方式を用
いるものであれば、如何なるシステムへも適用できる。
【００３７】図１２はその一例をなす本発明によるディ
ジタル情報再生装置のさらに他の実施例を示す構成図で
あって、１４は（１＋Ｄ）演算回路であり、図１０に対
応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略す
る。
ジタル情報再生装置のさらに他の実施例を示す構成図で
あって、１４は（１＋Ｄ）演算回路であり、図１０に対
応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略す
る。
【００３８】この実施例は、拡張ＰＲクラス４方式と呼
ばれる検出方式を用いるシステムに適用した例であり、
図１２に示すように、図１０に示した実施例の（１＋
Ｄ）演算回路５とビタビ復号器１１との間に（１＋Ｄ）
演算回路１４を設けたものである。ここでは、（１＋
Ｄ）演算回路５と（１＋Ｄ）演算回路１４とでディジタ
ル的に（１＋Ｄ）演算し、ディジタル情報信号を最終の
拡張ＰＲクラス４方式に等化する。
ばれる検出方式を用いるシステムに適用した例であり、
図１２に示すように、図１０に示した実施例の（１＋
Ｄ）演算回路５とビタビ復号器１１との間に（１＋Ｄ）
演算回路１４を設けたものである。ここでは、（１＋
Ｄ）演算回路５と（１＋Ｄ）演算回路１４とでディジタ
ル的に（１＋Ｄ）演算し、ディジタル情報信号を最終の
拡張ＰＲクラス４方式に等化する。
【００３９】図１３において、特性（Ａ）は、図２に示
した特性（Ｃ）と同様、等化回路４と（１＋Ｄ）演算回
路５とによるＰＲクラス４方式に等化後の総合の周波数
特性であり、また、特性（Ｂ）は（１＋Ｄ）演算回路１
４の周波数特性であって、特性（Ｃ）は最終の拡張ＰＲ
クラス４方式に等化後の総合の周波数特性である。図１
４に最終の拡張ＰＲクラス４方式に等化後のアイパター
ンを示す。
した特性（Ｃ）と同様、等化回路４と（１＋Ｄ）演算回
路５とによるＰＲクラス４方式に等化後の総合の周波数
特性であり、また、特性（Ｂ）は（１＋Ｄ）演算回路１
４の周波数特性であって、特性（Ｃ）は最終の拡張ＰＲ
クラス４方式に等化後の総合の周波数特性である。図１
４に最終の拡張ＰＲクラス４方式に等化後のアイパター
ンを示す。
【００４０】このように、拡張ＰＲクラス４検出方式は
５値のアイパターンとなるが、クロック信号は等化回路
４によるＰＲ（１，−１）方式に等化後の信号から再生
するため、ＰＲクラス４検出方式の場合と同様、安定な
クロック信号を得ることができる。
５値のアイパターンとなるが、クロック信号は等化回路
４によるＰＲ（１，−１）方式に等化後の信号から再生
するため、ＰＲクラス４検出方式の場合と同様、安定な
クロック信号を得ることができる。
【００４１】以上、本発明の実施例を説明したが、本発
明はかかる実施例のみに限定されるものではない。例え
ば、記録媒体として磁気テープを用いたディジタル磁気
記録システムばかりでなく、磁気ディスクを用いたディ
ジタル磁気記録システムや光ディスクシステム等ＰＲク
ラス４方式あるいはこれを拡張した検出方式を用いるも
のであれば、如何なるシステムでも適用することができ
る。
明はかかる実施例のみに限定されるものではない。例え
ば、記録媒体として磁気テープを用いたディジタル磁気
記録システムばかりでなく、磁気ディスクを用いたディ
ジタル磁気記録システムや光ディスクシステム等ＰＲク
ラス４方式あるいはこれを拡張した検出方式を用いるも
のであれば、如何なるシステムでも適用することができ
る。
【００４２】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、記
録媒体に記録されたディジタル情報信号をパーシャルレ
スポンスクラス４方式やその拡張方式を利用して検出す
るに際し、スクランブルドＮＲＺ符号のように低域周波
数まで信号スペクトルがある記録符号を用いた場合で
も、安定なクロック信号を再生することができ、これに
より、高密度ディジタル磁気記録システムを実現するこ
とができる。
録媒体に記録されたディジタル情報信号をパーシャルレ
スポンスクラス４方式やその拡張方式を利用して検出す
るに際し、スクランブルドＮＲＺ符号のように低域周波
数まで信号スペクトルがある記録符号を用いた場合で
も、安定なクロック信号を再生することができ、これに
より、高密度ディジタル磁気記録システムを実現するこ
とができる。
【図１】本発明によるディジタル情報再生装置の一実施
例を示す構成図である。
例を示す構成図である。
【図２】図１に示した実施例でのパーシャルレスポンス
クラス４方式の周波数特性を示す図である。
クラス４方式の周波数特性を示す図である。
【図３】図１に示した実施例での等化後のアイパターン
を示す図である。
を示す図である。
【図４】図１におけるクロック成分抽出回路が２つの２
乗回路からなるときの前段の２乗回路の出力信号のアイ
パターン及び信号スペクトルを示す図である。
乗回路からなるときの前段の２乗回路の出力信号のアイ
パターン及び信号スペクトルを示す図である。
【図５】図１におけるクロック成分抽出回路が２つの２
乗回路からなるときの後段の２乗回路の出力信号のアイ
パターン及び信号スペクトルを示す図である。
乗回路からなるときの後段の２乗回路の出力信号のアイ
パターン及び信号スペクトルを示す図である。
【図６】図１におけるクロック成分抽出回路の一実施例
を示す構成図である。
を示す構成図である。
【図７】図６に示したクロック成分抽出回路の出力信号
のアイパターン及び信号スペクトルを示す図である。
のアイパターン及び信号スペクトルを示す図である。
【図８】図１におけるクロック成分抽出回路の他の実施
例を示す構成図である。
例を示す構成図である。
【図９】図８に示したクロック成分抽出回路の出力信号
のアイパターン及び信号スペクトルを示す図である。
のアイパターン及び信号スペクトルを示す図である。
【図１０】本発明によるディジタル情報再生装置の他の
実施例を示す構成図である。
実施例を示す構成図である。
【図１１】本発明によるディジタル情報再生装置のさら
に他の実施例を示す構成図である。
に他の実施例を示す構成図である。
【図１２】本発明によるディジタル情報再生装置のさら
に他の実施例を示す構成図である。
に他の実施例を示す構成図である。
【図１３】図１２に示した実施例での拡張パーシャルレ
スポンスクラス４方式の周波数特性を示す図である。
スポンスクラス４方式の周波数特性を示す図である。
【図１４】図１２に示した実施例での等化後のアイパタ
ーンを示す図である。
ーンを示す図である。
１ 磁気テープ ２ 磁気ヘッド ４ 等化回路 ５ （１＋Ｄ）演算回路 ６ ３値識別回路 ７ クロック成分抽出回路 ８ ＰＬＬ回路 ９ 出力端子 １０ Ａ／Ｄ変換器 １１ ビタビ復号器 １２ 前置等化回路 １３ ディジタル等化回路 １４ （１＋Ｄ）演算回路 ７１，７２ ２乗回路 ７３ 乗算器 ７４ 差動増幅器 ７５ 乗算器 ７６ 定電圧源 ７７ 全波整流回路
Claims (12)
- 【請求項１】 記録媒体からディジタル情報信号を読み
取る読取手段と、 該読取手段の出力信号をパーシャルレスポンスＰＲ
（１，−１）方式の信号となるように等化する等化手段
と、 該等化手段の出力信号とこれを１ビット遅延させた信号
とを加算し、（１＋Ｄ）演算を行う演算手段と、 該演算手段の出力信号から元のディジタル情報信号を識
別、復号する識別手段と、 該等化手段の出力信号から該元のディジタル情報信号の
識別、復号のためのクロック信号を再生し、該識別手段
に供給するクロック再生手段とを備え、 該記録媒体に記録されたディジタル情報信号をパーシャ
ルレスポンス方式を利用して検出するディジタル情報再
生装置において、 該クロック再生手段は、 該等化手段の出力信号を２乗演算する第１の手段と、 該第１の手段の出力信号を２乗演算する第２の手段と、 該第２の手段の出力信号のうちの該ディジタル情報信号
のビット周波数成分に出力信号を位相同期させ、該出力
信号を該クロック信号とする第３の手段とからなること
を特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項２】 請求項１において、 前記演算手段の入力信号は前記等化手段の出力信号を処
理するアナログ／ディジタル変換手段の出力信号である
ことを特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項３】 請求項２において、 前記演算手段が２段縦続接続されてなることを特徴とす
るディジタル情報再生装置。 - 【請求項４】 記録媒体からディジタル情報信号を読み
取る読取手段と、 該読取手段の出力信号を等化処理する前置等化手段と、 該前置等化手段の出力信号を処理するアナログ／ディジ
タル変換手段と、 該アナログ／ディジタル変換手段の出力信号を処理し、
該前置等化手段と相俟ってパーシャルレスポンスＰＲ
（１，−１）方式の信号となるように等化する等化手段
と、 該等化手段の出力信号とこれを１ビット遅延させた信号
とを加算し、（１＋Ｄ）演算を行う演算手段と、 該演算手段の出力信号から元のディジタル情報信号を復
号するビタビ復号手段と、 該前置等化手段の出力信号から該元のディジタル情報信
号の識別、復号のためのクロック信号を再生し、該アナ
ログ／ディジタル変換手段，該等化手段，該演算手段お
よび該ビタビ復号手段に供給するクロック再生手段とを
備え、 該記録媒体に記録されたディジタル情報信号をパーシャ
ルレスポンス方式を利用して検出するディジタル情報再
生装置において、 該クロック再生手段は、 該前置等化手段の出力信号を２乗演算する第１の手段
と、 該第１の手段の出力信号を２乗演算する第２の手段と、 該第２の手段の出力信号のうちの該ディジタル情報信号
のビット周波数成分に出力信号を位相同期させ、該出力
信号を該クロック信号とする第３の手段とからなること
を特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項５】 記録媒体からディジタル情報信号を読み
取る読取手段と、 該読取手段の出力信号をパーシャルレスポンスＰＲ
（１，−１）方式の信号となるように等化する等化手段
と、 該等化手段の出力信号とこれを１ビット分遅延した信号
とを加算し、（１＋Ｄ）演算を行なう演算手段と、 該演算手段の出力信号から元のディジタル情報信号を識
別，復号する識別手段と、 該等化手段の出力信号から該元のディジタル情報信号の
識別，復号のためのクロック信号を再生し、該識別手段
に供給するクロック再生手段とを備え、 該記録媒体に記録されたディジタル情報信号をパーシャ
ルレスポンス方式を利用して検出するディジタル情報再
生装置において、 該クロック再生手段は、 該等化手段の出力信号を２乗演算する第１の手段と、 該第１の手段の出力信号を一方向にレベルシフトする第
２の手段と、 該第２の手段の出力信号を２乗演算する第３の手段と、 該第３の手段の出力信号のうちの該ディジタル情報信号
のビット周波数成分に出力信号を位相同期させ、該出力
信号を該クロック信号とする第４の手段とからなること
を特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項６】 請求項５において、 前記演算手段の入力信号は前記等化手段の出力信号を処
理するアナログ／ディジタル変換手段の出力信号である
ことを特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項７】 請求項６において、 前記演算手段が２段縦続接続されてなることを特徴とす
るディジタル情報再生装置。 - 【請求項８】 記録媒体からディジタル情報信号を読み
取る読取手段と、 該読取手段の出力信号を等化処理する前置等化手段と、 該前置等化手段の出力信号を処理するアナログ／ディジ
タル変換手段と、 該アナログ／ディジタル変換手段の出力信号を処理し、
該前置等化手段と相俟ってパーシャルレスポンスＰＲ
（１，−１）方式の信号となるように等化する等化手段
と、 該等化手段の出力信号とこれを１ビット分遅延した信号
とを加算し、（１＋Ｄ）演算を行なう演算手段と、 該演算手段の出力信号から元のディジタル情報信号を復
号するビタビ復号手段と、 該前置等化手段の出力信号から該元のディジタル情報信
号の識別，復号のためのクロック信号を再生し、該アナ
ログ／ディジタル変換手段，該等化手段，該演算手段お
よび該ビタビ復号手段に供給するクロック再生手段とを
備え、 該記録媒体に記録されたディジタル情報信号をパーシャ
ルレスポンス方式を利用して検出するディジタル情報再
生装置において、 該クロック再生手段は、 該前置等化手段の出力信号を２乗演算する第１の手段
と、 該第１の手段の出力信号を一方向にレベルシフトする第
２の手段と、 該第２の手段の出力信号を２乗演算する第３の手段と、 該第３の手段の出力信号のうちの該ディジタル情報信号
のビット周波数成分に出力信号を位相同期させ、該出力
信号を該クロック信号とする第４の手段とからなること
を特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項９】 記録媒体からディジタル情報信号を読み
取る読取手段と、 該読取手段の出力信号をパーシャルレスポンスＰＲ
（１，−１）方式の信号となるように等化する等化手段
と、 該等化手段の出力信号とこれを１ビット分遅延した信号
とを加算し、（１＋Ｄ）演算を行なう演算手段と、 該演算手段の出力信号から元のディジタル情報信号を識
別，復号する識別手段と、 該等化手段の出力信号から該元のディジタル情報信号の
識別，復号のためのクロック信号を再生し、該識別手段
に供給するクロック再生手段とを備え、 該記録媒体に記録されたディジタル情報信号をパーシャ
ルレスポンス方式を利用して検出するディジタル情報再
生装置において、 該クロック再生手段は、 該等化手段の出力信号を全波整流する第１の手段と、 該第１の手段の出力信号を一方向にレベルシフトする第
２の手段と、 該第２の手段の出力信号を２乗演算する第３の手段と、 該第３の手段の出力信号のうちの該ディジタル情報信号
のビット周波数成分に出力信号を位相同期させ、該出力
信号を該クロック信号とする第４の手段とからなること
を特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項１０】 請求項９において、 前記演算手段の入力信号を前記等化手段の出力信号を処
理するアナログ／ディジタル変換手段の出力信号である
ことを特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項１１】 請求項１０において、 前記演算手段が２段縦続接続されてなることを特徴とす
るディジタル情報再生装置。 - 【請求項１２】 記録媒体から該ディジタル情報信号を
読み取る読取手段と、 該読取手段の出力信号を等化処
理する前置等化手段と、 該前置等化手段の出力信号を処理するアナログ／ディジ
タル変換手段と、 該アナログ／ディジタル変換手段の出力信号を処理し、
該前置等化手段と相俟ってパーシャルレスポンスＰＲ
（１，−１）方式の信号となるように等化する等化手段
と、 該等化手段の出力信号とこれを１ビット分遅延した信号
とを加算し、（１＋Ｄ）演算を行なう演算手段と、 該演算手段の出力信号から元のディジタル情報信号を復
号するビタビ復号手段と、 該前置等化手段の出力信号から該元のディジタル情報信
号の識別，復号のためのクロック信号を再生し、該アナ
ログ／ディジタル変換手段，該等化手段，該演算手段お
よび該ビタビ復号手段に供給するクロック再生手段とを
備え、 該記録媒体に記録されたディジタル情報信号をパーシャ
ルレスポンス方式を利用して検出するディジタル情報再
生装置において、 該クロック再生手段は、 該前置等化手段の出力信号を全波整流する第１の手段
と、 該第１の手段の出力信号を一方向にレベルシフトする第
２の手段と、 該第２の手段の出力信号を２乗演算する第３の手段と、 該第３の手段の出力信号のうちの該ディジタル情報信号
のビット周波数成分に出力信号を位相同期させ、該出力
信号を該クロック信号とする第４の手段とからなること
を特徴とするディジタル情報再生装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4330541A JP2888398B2 (ja) | 1992-12-10 | 1992-12-10 | ディジタル情報再生装置 |
| US08/628,812 US5751506A (en) | 1992-12-10 | 1996-04-05 | Digital information reproducing apparatus using partial response detection method including quadruple processing |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4330541A JP2888398B2 (ja) | 1992-12-10 | 1992-12-10 | ディジタル情報再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06180949A true JPH06180949A (ja) | 1994-06-28 |
| JP2888398B2 JP2888398B2 (ja) | 1999-05-10 |
Family
ID=18233795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4330541A Expired - Fee Related JP2888398B2 (ja) | 1992-12-10 | 1992-12-10 | ディジタル情報再生装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5751506A (ja) |
| JP (1) | JP2888398B2 (ja) |
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| JPH08129833A (ja) * | 1994-10-31 | 1996-05-21 | Nec Corp | 再生データ検出方法 |
| EP0859362A2 (en) * | 1997-02-17 | 1998-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | A data decoding apparatus |
| US6654413B2 (en) | 1998-09-02 | 2003-11-25 | Fujitsu Limited | Phase synchronization method for extended partial response, and phase synchronization circuit and read channel circuit using this method |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI670944B (zh) * | 2017-08-28 | 2019-09-01 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 通訊裝置及通訊方法 |
Family Cites Families (15)
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|---|---|---|---|---|
| DD134578A1 (de) * | 1976-10-19 | 1979-03-07 | Volker Kempe | Verfahren und schaltungsanordnung zur taktrueckgewinnung von split-phase-signalen |
| US4180779A (en) * | 1978-09-21 | 1979-12-25 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | QPSK Demodulator with two-step quadrupler and/or time-multiplexing quadrupling |
| GB2057226B (en) * | 1979-07-10 | 1984-02-22 | Mfe Ltd | Decoding mfm data signals |
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