JPS58222410A - ２進デ−タの記録再生装置 - Google Patents
２進デ−タの記録再生装置Info
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- JPS58222410A JPS58222410A JP10643382A JP10643382A JPS58222410A JP S58222410 A JPS58222410 A JP S58222410A JP 10643382 A JP10643382 A JP 10643382A JP 10643382 A JP10643382 A JP 10643382A JP S58222410 A JPS58222410 A JP S58222410A
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1407—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels code representation depending on a single bit, i.e. where a one is always represented by a first code symbol while a zero is always represented by a second code symbol
- G11B20/1419—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels code representation depending on a single bit, i.e. where a one is always represented by a first code symbol while a zero is always represented by a second code symbol to or from biphase level coding, i.e. to or from codes where a one is coded as a transition from a high to a low level during the middle of a bit cell and a zero is encoded as a transition from a low to a high level during the middle of a bit cell or vice versa, e.g. split phase code, Manchester code conversion to or from biphase space or mark coding, i.e. to or from codes where there is a transition at the beginning of every bit cell and a one has no second transition and a zero has a second transition one half of a bit period later or vice versa, e.g. double frequency code, FM code
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２進データ記録再生装置に係り、特に記録用
変調方式に使用されているＢニーＰＨＡＩ３に変調方式
の有効的なデータ検出方式ならびに復号化方式ＫＨする
ものである。
変調方式に使用されているＢニーＰＨＡＩ３に変調方式
の有効的なデータ検出方式ならびに復号化方式ＫＨする
ものである。
従来、磁気ディスク装置あるいは、固定ヘッド形ディジ
タル磁気記録装置、ＶＴＲ装置１（例えば、ＶＴＲ利用
のオーディオＰＯＭ録音機等）等のディジクル磁気記録
再生装置では、記録される２進データを、磁気記録再生
特性Ｖｃ４した符号列に変換し記録再生をおこなう。
タル磁気記録装置、ＶＴＲ装置１（例えば、ＶＴＲ利用
のオーディオＰＯＭ録音機等）等のディジクル磁気記録
再生装置では、記録される２進データを、磁気記録再生
特性Ｖｃ４した符号列に変換し記録再生をおこなう。
使用される変調方式の１例を第１図に示した。
第１図（Ｂ）は、ＢニーＰＨＡＳＫ変調方式（以後より
′方式と仮称する）であり、変調アルゴリズムは第１図
（Ａ）で示した元データ「ｌ」又は「０」に対して、ク
ロックビットとデータビットよりなる２ビット付号「１
１Ｊおよび「１０」に変供される。
′方式と仮称する）であり、変調アルゴリズムは第１図
（Ａ）で示した元データ「ｌ」又は「０」に対して、ク
ロックビットとデータビットよりなる２ビット付号「１
１Ｊおよび「１０」に変供される。
第１図（Ｄ）はＭＦＭ変調方式（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｆ
Ｍ）の例であり、変時アルゴリズムは同上元データ「１
」と「０Ｊｖｃ対して、「Ｏｌ」と「ｘｏＪなる２ビッ
ト符号とする。（但し、Ｘは変調符号列の直前符号の補
数論理である。） これらの変調符号列は、磁気記録に
際しては、その符号論理がｒｌＪの記録電流が反転する
ＮＲＺ工符号の形（第１図（０） ｔ （１！ｉ） ）
で磁気媒体上に記録がおこなわれる。
Ｍ）の例であり、変時アルゴリズムは同上元データ「１
」と「０Ｊｖｃ対して、「Ｏｌ」と「ｘｏＪなる２ビッ
ト符号とする。（但し、Ｘは変調符号列の直前符号の補
数論理である。） これらの変調符号列は、磁気記録に
際しては、その符号論理がｒｌＪの記録電流が反転する
ＮＲＺ工符号の形（第１図（０） ｔ （１！ｉ） ）
で磁気媒体上に記録がおこなわれる。
ところで、前記磁気記録再生装置に使用される変調方式
としては、各装置に最も逸した方式が使用される。一般
にディジタル磁気記録に影響を与えるパラメータとして
は、最小磁化反転間隔（伝送路の帯域に影響される）、
復号窓ｌ１ｌｉ！（復号時の位相余裕時間）、セルフク
ロッキング−能力（再生信号より復号クロックを作成す
る能力）、ハードウェアー盪等とともに、変調信号の低
域スペクトラムの鑑が東要なパラメータとなる。低域ス
ペクトラムの影響とは、例えば記録再生装置ＶＣＶＴＲ
等の回転トランスを介し比記録系をもつ装置Ｃは、変調
信号、にＤｏ酸成分もっていると、その低域成分が回転
トランスでカットされ、旧常な記録電流がヘッドに流れ
なくｔす、その結果再生信号が歪を生じ、復号時、波形
歪による誤りを生じることになる。事実、上記ＭＦＭ変
調方式は、ＦＤ方式に比して、最小磁化反転間隔が２倍
であるＫ ｆｌ）かわらず変調信号にＤｏ酸成分宮む低
域成分が多いため、このような装置においては、ＤＣ成
分のないＦＤ方式がより高醒度記録に適した方式とされ
ている。
としては、各装置に最も逸した方式が使用される。一般
にディジタル磁気記録に影響を与えるパラメータとして
は、最小磁化反転間隔（伝送路の帯域に影響される）、
復号窓ｌ１ｌｉ！（復号時の位相余裕時間）、セルフク
ロッキング−能力（再生信号より復号クロックを作成す
る能力）、ハードウェアー盪等とともに、変調信号の低
域スペクトラムの鑑が東要なパラメータとなる。低域ス
ペクトラムの影響とは、例えば記録再生装置ＶＣＶＴＲ
等の回転トランスを介し比記録系をもつ装置Ｃは、変調
信号、にＤｏ酸成分もっていると、その低域成分が回転
トランスでカットされ、旧常な記録電流がヘッドに流れ
なくｔす、その結果再生信号が歪を生じ、復号時、波形
歪による誤りを生じることになる。事実、上記ＭＦＭ変
調方式は、ＦＤ方式に比して、最小磁化反転間隔が２倍
であるＫ ｆｌ）かわらず変調信号にＤｏ酸成分宮む低
域成分が多いため、このような装置においては、ＤＣ成
分のないＦＤ方式がより高醒度記録に適した方式とされ
ている。
次に、ＦＤ方式で記録再生がおこなわれる記録再生装置
の一構成例を民生用ＶＴＲ装置（ＶＨ８方式ＶＴＲ又は
Ｂ方式ＶＴＲ装置）の場合を例に説明する。
の一構成例を民生用ＶＴＲ装置（ＶＨ８方式ＶＴＲ又は
Ｂ方式ＶＴＲ装置）の場合を例に説明する。
第２図は、ＶＴＲ装置を利用したオーディオ信号のＰＯ
Ｍ録音機の構成図であり、第３図は、説明用波形である
。端子１１）はＶＴＲへのオーディオ入力端子であり、
入力信号はＰＯＭ符号化回路（２） Ｖｃよシデイジク
ル信号（第２図（ａ））になり、ＦＤ方式の変調、回路
（３） Ｖｃよ、ｊ７ ＦＤ変調信号となり、記録増巾
器（４）により記録層ｂｌｔ （ｂ）が記録再生切換ス
イッチ（５Ｊ 、 ロータリートランス（６）を介して
記録再生ヘッド（７）ニ流れテープを磁化する。再生時
には、テープよりの信号は、同上回転トランス（６）、
切換スイッチ（５）２介して再生増巾器（８Ｊ Ｖｃよ
り増巾され、信号（Ｃ）となる。次に再生波形の周波数
補正回路及び周波数補正に伴・５位相補正回路よりなる
イコライザー回路部（９）及び帯域制限用ＬＰＦ （Ｌ
ｏｗ Ｐａ５ｓ Ｆｉｌｔｅｒ） Ｉｔ（ｌを通９、再
生信号の歪及びＳ／Ｈの同上が８１られる（第３図（ｄ
））。
Ｍ録音機の構成図であり、第３図は、説明用波形である
。端子１１）はＶＴＲへのオーディオ入力端子であり、
入力信号はＰＯＭ符号化回路（２） Ｖｃよシデイジク
ル信号（第２図（ａ））になり、ＦＤ方式の変調、回路
（３） Ｖｃよ、ｊ７ ＦＤ変調信号となり、記録増巾
器（４）により記録層ｂｌｔ （ｂ）が記録再生切換ス
イッチ（５Ｊ 、 ロータリートランス（６）を介して
記録再生ヘッド（７）ニ流れテープを磁化する。再生時
には、テープよりの信号は、同上回転トランス（６）、
切換スイッチ（５）２介して再生増巾器（８Ｊ Ｖｃよ
り増巾され、信号（Ｃ）となる。次に再生波形の周波数
補正回路及び周波数補正に伴・５位相補正回路よりなる
イコライザー回路部（９）及び帯域制限用ＬＰＦ （Ｌ
ｏｗ Ｐａ５ｓ Ｆｉｌｔｅｒ） Ｉｔ（ｌを通９、再
生信号の歪及びＳ／Ｈの同上が８１られる（第３図（ｄ
））。
次に、アナログ波形をディジタル信号に変換するデータ
検出回１＠ｌ１ｌ）ＶＣよりディジタル信号（ｅ）とな
り、ＦＤ方式の復号回路１１２１ Ｋより、元のＰＣＭ
データ（ｆ）となり、ＰＯＭ復号回路により２元・υア
ナログオーディオ信号となり出力端子（１慟に出力され
る。ＦＤ方式の復号データを−ま９なく得るためには、
再生された信号をイコライザー回１＠ （９１及びＬＰ
Ｆ ａＱ＊よりいかに質の長い再生データを得ることが
できるかという事と、この再生データをいかに誤りなく
データ検出回路ＩＩＩ） ＶＣよりディジタル信号に変
換し、復号部ｖｌＩＩ１２１ＶＣより復号をおこなうか
ということ［なる。
検出回１＠ｌ１ｌ）ＶＣよりディジタル信号（ｅ）とな
り、ＦＤ方式の復号回路１１２１ Ｋより、元のＰＣＭ
データ（ｆ）となり、ＰＯＭ復号回路により２元・υア
ナログオーディオ信号となり出力端子（１慟に出力され
る。ＦＤ方式の復号データを−ま９なく得るためには、
再生された信号をイコライザー回１＠ （９１及びＬＰ
Ｆ ａＱ＊よりいかに質の長い再生データを得ることが
できるかという事と、この再生データをいかに誤りなく
データ検出回路ＩＩＩ） ＶＣよりディジタル信号に変
換し、復号部ｖｌＩＩ１２１ＶＣより復号をおこなうか
ということ［なる。
次に、従来の装置に使用されているデータ検出回路（１
りと復号部ｌ＠［２１の構成および方式について従来例
について説明する。
りと復号部ｌ＠［２１の構成および方式について従来例
について説明する。
第４図にデータ検出部の構成を、第５図に復号部の構成
を示し、談たその説明図を第６図に示した。
を示し、談たその説明図を第６図に示した。
従来方式のデータ検出部の構成は、第４図（Ａ）Ｘ示す
原波形スライス方式と、８４図（Ｂ）に示す微分波形ス
ライス方式が現狂使用されている。まず、第４図（Ａ）
ＶＣおいて、端子０句に人力された再生信号（ｄ）はそ
の信号のピークレベルが±ｖｌであるとき。
原波形スライス方式と、８４図（Ｂ）に示す微分波形ス
ライス方式が現狂使用されている。まず、第４図（Ａ）
ＶＣおいて、端子０句に人力された再生信号（ｄ）はそ
の信号のピークレベルが±ｖｌであるとき。
３値コンパレータｕｌｌ＆ｔよりレベルコンパレートさ
れ、コンパレートレベル＋５以上でセットされ。
れ、コンパレートレベル＋５以上でセットされ。
−５以ドでリセットされるモレトリセット形フリツノフ
ロップ０１ニよ〕波形（ｈ）がディジタル信号として端
子αηに出力される。このデータ検出方式が原波形レベ
ルスライス方式である。
ロップ０１ニよ〕波形（ｈ）がディジタル信号として端
子αηに出力される。このデータ検出方式が原波形レベ
ルスライス方式である。
一方微分波形スライス方式では、同上端子（１６）に入
力した信号は微分回Ｗ！！Ｑ８１により信号のピーク位
置がＯｖとなること（変換され、この後２値のコンパレ
ーア ＩＩＩ Ｉ／（よりコンパレートレベルｏｖ 以
上を「１」、以下を「０」と変換し、ディジタル信号（
ｉ）となり同上端子ｏｎｖｃ出力される。
力した信号は微分回Ｗ！！Ｑ８１により信号のピーク位
置がＯｖとなること（変換され、この後２値のコンパレ
ーア ＩＩＩ Ｉ／（よりコンパレートレベルｏｖ 以
上を「１」、以下を「０」と変換し、ディジタル信号（
ｉ）となり同上端子ｏｎｖｃ出力される。
第５図は上記従来方式のデータ検出回路出力信号のＦＩ
ｌ復号復号例である。端子ＣＩ）に入力され／ｌディジ
タル信号（ｊ）は、（ｊ）Ｙｃ同期したクロック発生器
＠により復号用クロック（ｋ）が作成される。復号クロ
ックは分周器ＣＩＪによシ分周され復号クロック（ｎ）
となる。復号は入力信号（ｊ）をＤ形７リツプフロツプ
よりなる復号回路′（４）により、ＦＤ信号のデータビ
ットをラッチし復号データ（Ｑ）とし、端子（ロ）に出
力する。この時、分周器（２）の分局位相は、その分周
出力（ｎ）が正しく ＦＤ信号のデータビットに同ＡＡ
ｒるように、再生データ、よりその極性を決定するべく
特徴検出がおこｔわれる。例えば、記録されるカＤ１信
号の一部に磁化反転間隔が通常のＦＤ信号の最大磁化反
転間隔□め１．５倍の特殊パターンを挿入する事等によ
り、この再生パターンを検出した時点で分局器Ｇ！！１
をリセットすることにより、後の分周器出力位相が一息
的に決定される。又、特別のパターンを挿入しなくτも
、元データの「０」パターン（ＦＤ変調符号で［１０Ｊ
パターン）を検出しても同様の効果を得ることができる
。
ｌ復号復号例である。端子ＣＩ）に入力され／ｌディジ
タル信号（ｊ）は、（ｊ）Ｙｃ同期したクロック発生器
＠により復号用クロック（ｋ）が作成される。復号クロ
ックは分周器ＣＩＪによシ分周され復号クロック（ｎ）
となる。復号は入力信号（ｊ）をＤ形７リツプフロツプ
よりなる復号回路′（４）により、ＦＤ信号のデータビ
ットをラッチし復号データ（Ｑ）とし、端子（ロ）に出
力する。この時、分周器（２）の分局位相は、その分周
出力（ｎ）が正しく ＦＤ信号のデータビットに同ＡＡ
ｒるように、再生データ、よりその極性を決定するべく
特徴検出がおこｔわれる。例えば、記録されるカＤ１信
号の一部に磁化反転間隔が通常のＦＤ信号の最大磁化反
転間隔□め１．５倍の特殊パターンを挿入する事等によ
り、この再生パターンを検出した時点で分局器Ｇ！！１
をリセットすることにより、後の分周器出力位相が一息
的に決定される。又、特別のパターンを挿入しなくτも
、元データの「０」パターン（ＦＤ変調符号で［１０Ｊ
パターン）を検出しても同様の効果を得ることができる
。
次に、上記従来例のデータ検出方式、復号方式の欠点を
述べる。一般にアナログ信号をレベルコンパレートし、
２僅のディジタル信号に変換するデータ検出方法におい
て、検出され次データが誤まるのは、主としてアナログ
１＾号のレベル変動により設定されたコンパレートレベ
ルを越えル場合と、アナログ信号に重畳されたノイズに
より同上コンパレートレベルを越える場合である。
述べる。一般にアナログ信号をレベルコンパレートし、
２僅のディジタル信号に変換するデータ検出方法におい
て、検出され次データが誤まるのは、主としてアナログ
１＾号のレベル変動により設定されたコンパレートレベ
ルを越えル場合と、アナログ信号に重畳されたノイズに
より同上コンパレートレベルを越える場合である。
一般に、コンパレートレベルと、再生信号のＰｅａｋレ
ベル間の電圧差をＳとし、その時のノイズレベルをＮ（
ｒｍｓ）とし次時に、ノイズをホワイトノイズとすると
、゛以下の式により検出データの誤まり率が予想される
。
ベル間の電圧差をＳとし、その時のノイズレベルをＮ（
ｒｍｓ）とし次時に、ノイズをホワイトノイズとすると
、゛以下の式により検出データの誤まり率が予想される
。
Ｐｅ −ｅｒｆｃ （−３−ｆｉＩ
ｅｒｆｃ Ｘは誤差補間数であり、ｓ、４値に対して急
激Ｖｃｇ化する。すなわち、ノイズレベルＮが等しいと
するならＳの値により誤まり率が大巾ｖｃｆ化すること
になる。
激Ｖｃｇ化する。すなわち、ノイズレベルＮが等しいと
するならＳの値により誤まり率が大巾ｖｃｆ化すること
になる。
従来例の原波形レベルスライス方式では、３１１１スツ
イスの次め、再生信号のピークレベル（−±Ｖｌ）ｌｖ
ｌ に対し、スライスレベルは±百であり、Ｓ値はｉ１ となる。故にノイズ値をＮ ｘ （ｒｍｓ ）とすると
Ｂ／Ｎ−−＞Ｘ主となり、信号とコンパレータレベルの
余裕度１ が小さく、再生信号に重畳し之ノイズ、あるいはテープ
のレベル変動に対して誤まりやすい欠点がある。他方、
微分波形スライス方式では２値スライスのため、微分信
号のピークレベル（＝±Ｖｌ）Ｋ対し、スライスレベル
はＯＶでありＳ値はＶｌとなる。しかし、微分回路によ
りノイズ（特に高域ノイズ）が増加し、ノイズ値Ｎ２（
ｒｍθ）は前記原波形のノイズレベルＮｘ（ｒｍｓ）よ
り大きくなる。特にこのようなＶＴＲ装置のように、記
録信号帯域の上限を使用し、従って再生信号のノイズ量
が比較的大きい装置ではやはりノイズの増加により誤ま
り率は低下してしまう欠点があった。
イスの次め、再生信号のピークレベル（−±Ｖｌ）ｌｖ
ｌ に対し、スライスレベルは±百であり、Ｓ値はｉ１ となる。故にノイズ値をＮ ｘ （ｒｍｓ ）とすると
Ｂ／Ｎ−−＞Ｘ主となり、信号とコンパレータレベルの
余裕度１ が小さく、再生信号に重畳し之ノイズ、あるいはテープ
のレベル変動に対して誤まりやすい欠点がある。他方、
微分波形スライス方式では２値スライスのため、微分信
号のピークレベル（＝±Ｖｌ）Ｋ対し、スライスレベル
はＯＶでありＳ値はＶｌとなる。しかし、微分回路によ
りノイズ（特に高域ノイズ）が増加し、ノイズ値Ｎ２（
ｒｍθ）は前記原波形のノイズレベルＮｘ（ｒｍｓ）よ
り大きくなる。特にこのようなＶＴＲ装置のように、記
録信号帯域の上限を使用し、従って再生信号のノイズ量
が比較的大きい装置ではやはりノイズの増加により誤ま
り率は低下してしまう欠点があった。
本発明の目的は、前記従来の検出方式で問題となった再
生波形よシコンバレートする時のノイズ量Ｎを増加させ
ることなくＳの値を前記原波形スライス（３値スライス
）方式の２倍の値を得る新規な検出方式及び復号”方式
を提供し、再生信号をＦＤ復号した信号の誤りが前記従
来方式よシ誤まり率が向上する事を目的としている。そ
の結果、ＶＴＲ利用のオーディオＰＯＭ録音装置の再生
オーディオ信号の性能が向上し、装置の信頼性が向上す
ることが期待できる。
生波形よシコンバレートする時のノイズ量Ｎを増加させ
ることなくＳの値を前記原波形スライス（３値スライス
）方式の２倍の値を得る新規な検出方式及び復号”方式
を提供し、再生信号をＦＤ復号した信号の誤りが前記従
来方式よシ誤まり率が向上する事を目的としている。そ
の結果、ＶＴＲ利用のオーディオＰＯＭ録音装置の再生
オーディオ信号の性能が向上し、装置の信頼性が向上す
ることが期待できる。
本発明の要旨は、まず従来のデータ検出部の欠点を除去
することにあり、そのためには、コンパレーク回路のコ
ンパレートレベルと再生信号のピークレベルの電圧差Ｓ
が前記ＶｘＫなるように太きくシ、かつノイズの増加を
な、、＜・す方式のデータ検出回路を構成し、得られた
ディジタル信号を論理回路にて有効Ｋ ＦＤ復号をおこ
なうものである。
することにあり、そのためには、コンパレーク回路のコ
ンパレートレベルと再生信号のピークレベルの電圧差Ｓ
が前記ＶｘＫなるように太きくシ、かつノイズの増加を
な、、＜・す方式のデータ検出回路を構成し、得られた
ディジタル信号を論理回路にて有効Ｋ ＦＤ復号をおこ
なうものである。
以下、この発明を実施例によって説明する。第７図（４
）はデータ検出部の構成であり 、 （Ｂ）はＦＤ復号
部の一構成を示す。第８図はタイミング説明図である。
）はデータ検出部の構成であり 、 （Ｂ）はＦＤ復号
部の一構成を示す。第８図はタイミング説明図である。
第７図体）の入力端子−に入力された再生アナログ信号
（ｐ）は８４図（Ｂ）（微分方式）−一と同様な２値の
コンパレータによりコンパレートレベルＵＶ以上の信号
は「月、以下は「０」なるディジタル信号（ｓ）とな夛
、端子ａｎＴｌｃ出力される。この信号（８）は再生信
号のうち、 ＦＤＤ調信号のクロックビットの−みが正
しくコンパレートしているこ七ニなり、従来のＦＤＤ号
回路では復号できない。一方、再生信号より復号用クロ
ックを作成するために、第４図（Ｂ）と同様に微分器部
及び２値コンパレータ四により、クロック抽出用ディジ
タル信号（ｒ）を得、端子ｅＩＩｊＶｃ出力する。
（ｐ）は８４図（Ｂ）（微分方式）−一と同様な２値の
コンパレータによりコンパレートレベルＵＶ以上の信号
は「月、以下は「０」なるディジタル信号（ｓ）とな夛
、端子ａｎＴｌｃ出力される。この信号（８）は再生信
号のうち、 ＦＤＤ調信号のクロックビットの−みが正
しくコンパレートしているこ七ニなり、従来のＦＤＤ号
回路では復号できない。一方、再生信号より復号用クロ
ックを作成するために、第４図（Ｂ）と同様に微分器部
及び２値コンパレータ四により、クロック抽出用ディジ
タル信号（ｒ）を得、端子ｅＩＩｊＶｃ出力する。
この復号用クロックを作成するために、信号（８）を用
いないで信号（ｒ）・牽用いるのは、第８図の説明用波
形図（ｒ） 、 （８）より明らかな如く、特殊バター
シ部を除（ＦＤ再生信号より作成した信号（ｙ−）のデ
ータ反転間隔は、ＦＤ変変調デー２隔隔、その２倍であ
り、復号用クロックがＦＤ変変調デー２隔隔周期のもの
を構成できるのに対し、信号（Ｓ）のデータ反転間隔は
、同上ＦＤＤ調データ間隔の１倍、１，５倍。
いないで信号（ｒ）・牽用いるのは、第８図の説明用波
形図（ｒ） 、 （８）より明らかな如く、特殊バター
シ部を除（ＦＤ再生信号より作成した信号（ｙ−）のデ
ータ反転間隔は、ＦＤ変変調デー２隔隔、その２倍であ
り、復号用クロックがＦＤ変変調デー２隔隔周期のもの
を構成できるのに対し、信号（Ｓ）のデータ反転間隔は
、同上ＦＤＤ調データ間隔の１倍、１，５倍。
２倍の３種類が存在し、復号用クロックがＦＤ変変調デ
ー２隔隔周期に構成しにくい為である。なお、このクロ
ック再生用信号Ｃｒ）はこの例では再生データを微分し
、２値コンパレータにより作成したが、これ以外の作成
方法、例えば従来例で示した再生データを原波形の３値
コンパレ一ト方式によっても構成でき、また再生データ
を積分し、２値コンパレートをおこなうことによっても
構成できることは明らかである。これは、クロック作成
用の信号には、多少の検出誤りが生じても１通常クロッ
ク作成用ＰＬＬ （ＰＨＡＳＦ！−ＬＯＣ！に一４００
Ｆ）回路は影響されないため、復号クロックへの影響は
無視できるためである。
ー２隔隔周期に構成しにくい為である。なお、このクロ
ック再生用信号Ｃｒ）はこの例では再生データを微分し
、２値コンパレータにより作成したが、これ以外の作成
方法、例えば従来例で示した再生データを原波形の３値
コンパレ一ト方式によっても構成でき、また再生データ
を積分し、２値コンパレートをおこなうことによっても
構成できることは明らかである。これは、クロック作成
用の信号には、多少の検出誤りが生じても１通常クロッ
ク作成用ＰＬＬ （ＰＨＡＳＦ！−ＬＯＣ！に一４００
Ｆ）回路は影響されないため、復号クロックへの影響は
無視できるためである。
次に、ＦＤＤ号回路ではデータラッチ回路（４７図（Ａ
））により得られたＦＤＤ号用ディジタル信号（８）と
、再生クロック作成用ディジタル信号（ｒ）がおのおの
端子四及びしυに入力される。次に信号（ｒ） ｔｉｃ
より、再生クロック発生器四では、信号（ｒ）Ｋ同期し
たクロック（１）が作成され、このクロックが１／２分
周器により分周され、ＦＤ復号時のクロックビットに同
期した再生クロック（Ｖ）となる。なお、このη分周器
は先述した如＜、ＦＤＤ調信号の一部に挿入された特殊
パターンを検出する等の方法により得られる特徴検出信
号（ｕ）によシその分周位相が一意的に決定されている
。
））により得られたＦＤＤ号用ディジタル信号（８）と
、再生クロック作成用ディジタル信号（ｒ）がおのおの
端子四及びしυに入力される。次に信号（ｒ） ｔｉｃ
より、再生クロック発生器四では、信号（ｒ）Ｋ同期し
たクロック（１）が作成され、このクロックが１／２分
周器により分周され、ＦＤ復号時のクロックビットに同
期した再生クロック（Ｖ）となる。なお、このη分周器
は先述した如＜、ＦＤＤ調信号の一部に挿入された特殊
パターンを検出する等の方法により得られる特徴検出信
号（ｕ）によシその分周位相が一意的に決定されている
。
次に、復号方法について説明する。第７図に）は復号回
路である。先述のデータ検出出力信号（θ）は再生クロ
ック（ｖ） ＶＣよりラッチされ、Ｆｌ）信号のクロッ
クビットのみが取り出される（Ｗ）。このクロックビッ
トのみの信号（ｗ） Ｋついてその性質を考察すると、
ＦＤ変調方式のアルゴリズムよりクロックビットが「
１１」及び「００」パターンが発生した時のみ、そのク
ロックビットの間のデータビットが「１」である。この
ため、ハードウェアーとしては信号（８）と信号（Ｗ）
の排他的論理和（ＢＸ ｏｊｉゲート）を求め゛（信号
ｘ）、この信号（Ｘ）を再生クロック（Ｖ）でラッチす
ることにより、ＦＤ復号信号吠）が得られる。
路である。先述のデータ検出出力信号（θ）は再生クロ
ック（ｖ） ＶＣよりラッチされ、Ｆｌ）信号のクロッ
クビットのみが取り出される（Ｗ）。このクロックビッ
トのみの信号（ｗ） Ｋついてその性質を考察すると、
ＦＤ変調方式のアルゴリズムよりクロックビットが「
１１」及び「００」パターンが発生した時のみ、そのク
ロックビットの間のデータビットが「１」である。この
ため、ハードウェアーとしては信号（８）と信号（Ｗ）
の排他的論理和（ＢＸ ｏｊｉゲート）を求め゛（信号
ｘ）、この信号（Ｘ）を再生クロック（Ｖ）でラッチす
ることにより、ＦＤ復号信号吠）が得られる。
なお、復号信号（ｙ）を得る復号回酪第７図…の他の実
施例の構成として、第９図の構成でも同様の効果を得る
ことができる。データ検出信号（８）は再生クロック（
ｖ） ＶＣよりラッチされ、クロックビット 。
施例の構成として、第９図の構成でも同様の効果を得る
ことができる。データ検出信号（８）は再生クロック（
ｖ） ＶＣよりラッチされ、クロックビット 。
が取り出され（Ｗ）、次ｉｃ （ｗ）を同上クロック（
ｖ） ＶＣより１クロック分（元データビット間隔に相
当）遅延され、この信号と信号（Ｗ）の排他的論理和信
号も前記第７図（ｙ）に得られた信号と同一の信号が得
られる。
ｖ） ＶＣより１クロック分（元データビット間隔に相
当）遅延され、この信号と信号（Ｗ）の排他的論理和信
号も前記第７図（ｙ）に得られた信号と同一の信号が得
られる。
以上のように、本発明の２進データ記録再生装置によれ
ば、Ｂｒ−ＰＨＡＳＭ変調方式により２進データが記録
され、その再生信号を１元の２進データに信号する方法
に、前記誤りの発生し難いデータ検出方法ならびに有効
なりニーＰＨＡＳｇ復号方式を構成する事により、再生
データの誤りを減少させ。
ば、Ｂｒ−ＰＨＡＳＭ変調方式により２進データが記録
され、その再生信号を１元の２進データに信号する方法
に、前記誤りの発生し難いデータ検出方法ならびに有効
なりニーＰＨＡＳｇ復号方式を構成する事により、再生
データの誤りを減少させ。
装置の信頼性を向上させることができる。また、構成す
るハードフェアーも簡−“であり、その有効性は非常に
大である。
るハードフェアーも簡−“であり、その有効性は非常に
大である。
第１図は変調方式のアルゴリズムを示す説、四回。
第２図はＶＴＲ利用オーディオＰＣＭ録音機構成図、第
３図は第２図の説明用波形図、第４図は従来方式のデー
タ検出回路構成図を示し、第４図（〜は原波形スジイス
方式の構成図、第４図（Ｂ）は微分波形スライス方式の
構成図、第５図は従来方式のＢニーＰＨＡＳＫ復号部構
成図、第６図は第４図、第５図の説明用波形図、第１図
は本発明のＢニーＰＨＡＳＥ！復号方式の構成図を示し
、第７図体）はデータ検出部の構成図、第７図（Ｂ）は
ＢニーＰＨＡＥｆ僕号−搦の構成図、第８図は第７図の
ものの波形図、第９図は第７図ＩＢ）の他の実施例を示
す構成図である。 図において、（１）は入力端子、（２）はＰＯＭ符号化
回路、（３）はＢニーＰＨＡＳＦ！変調回路、（４）は
記録増巾器、（５）は記録再生切換スイッチ、（６月Ｊ
ロータリートランス、（７）はヘッド、（８」は再生増
巾器、（９）はインライザー回路、ｕｌはＯＦＦ 、
（１υはデータ検出回％ 、 ＋１２１はＢニーＰＨＡ
ＳＦｉ復号回路、０鴎はＰＯＭ復号化回路、（１荀は出
１１１１１１１ 力端子、 （１５１は入力端子、（国は３値コンパレー
ク、０７１は出力端子、（Ｉ（至）は微分回路、（１９
）は２値コンパレータ、ｅυは入力端子、四はクロック
発生器、に）は分局器、（ハ）は特殊バクーン検出回路
、四は復号回路、に）、ｔ、！！７月ま出力端子、（ハ
）は出力端子、四は入力端子、…は復号回路、Ｃ〃は７
リツグ７０ツグを示す。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人 葛野信− 第１図 （，４） ／ ０ ／
／ θ θ ／ｌ
元フ゛−タ（７３） ／ ／ ０ ／ ／ ／ ／
／ ０ ／ ０ ／ ／ ／ ／ １調、−７（ｈｚ
ｚＩ） 第４図 第５図 第７図 ＾ へ へへ＾へへへ＾＾ （［有］ ｋ 〜 輛 ） 為 ミ 袂
裏＋″″″−／′−／ＱＱψ０Ｑ
３図は第２図の説明用波形図、第４図は従来方式のデー
タ検出回路構成図を示し、第４図（〜は原波形スジイス
方式の構成図、第４図（Ｂ）は微分波形スライス方式の
構成図、第５図は従来方式のＢニーＰＨＡＳＫ復号部構
成図、第６図は第４図、第５図の説明用波形図、第１図
は本発明のＢニーＰＨＡＳＥ！復号方式の構成図を示し
、第７図体）はデータ検出部の構成図、第７図（Ｂ）は
ＢニーＰＨＡＥｆ僕号−搦の構成図、第８図は第７図の
ものの波形図、第９図は第７図ＩＢ）の他の実施例を示
す構成図である。 図において、（１）は入力端子、（２）はＰＯＭ符号化
回路、（３）はＢニーＰＨＡＳＦ！変調回路、（４）は
記録増巾器、（５）は記録再生切換スイッチ、（６月Ｊ
ロータリートランス、（７）はヘッド、（８」は再生増
巾器、（９）はインライザー回路、ｕｌはＯＦＦ 、
（１υはデータ検出回％ 、 ＋１２１はＢニーＰＨＡ
ＳＦｉ復号回路、０鴎はＰＯＭ復号化回路、（１荀は出
１１１１１１１ 力端子、 （１５１は入力端子、（国は３値コンパレー
ク、０７１は出力端子、（Ｉ（至）は微分回路、（１９
）は２値コンパレータ、ｅυは入力端子、四はクロック
発生器、に）は分局器、（ハ）は特殊バクーン検出回路
、四は復号回路、に）、ｔ、！！７月ま出力端子、（ハ
）は出力端子、四は入力端子、…は復号回路、Ｃ〃は７
リツグ７０ツグを示す。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人 葛野信− 第１図 （，４） ／ ０ ／
／ θ θ ／ｌ
元フ゛−タ（７３） ／ ／ ０ ／ ／ ／ ／
／ ０ ／ ０ ／ ／ ／ ／ １調、−７（ｈｚ
ｚＩ） 第４図 第５図 第７図 ＾ へ へへ＾へへへ＾＾ （［有］ ｋ 〜 輛 ） 為 ミ 袂
裏＋″″″−／′−／ＱＱψ０Ｑ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１１ビット間隔がＴｌの２進データを、ＢニーＰＨＡ
ＩＩＩＩＩ変調方式によりデータビットとクロックビッ
トよりなる２ビット符号に変換し、変換され几符号列を
、符号論理「１」でその論理が反転するＮＲＺ工符号列
として記録再生をおこない、再生された信号より復号用
信号（Ｙｌ）及び復号用クロック（Ｙｌ） （クロック
周期１／′ｒ ｌ ）を作成し、該復号用クロック（Ｙ
ｌｌ）により復号用信号（Ｙｌ）のうち該クロックとン
トのみを取り出し念符号列（Ｙａ）を作成し、該符号列
（Ｙｆｌ）の連続する２ビツトの符号論理を利用して元
の２進データ列（Ｙ４）を作成する事を特徴とする２進
データ記録再生装置。 （２）復号用信号（Ｙｌ ）と符号列（Ｙａ）との排他
的論理和信号を元の２進データ列（Ｙ４）とする事を特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の２進データ記録再
生装置。 （３） 符号列（Ｙａ）をＴＩ遅延した符号列と、該
符号列（Ｙａ）との排他的論理和信号を元の２進データ
列（Ｙ４）とする事を特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の２進データ記録再生装置。 （４）該装置の再生信号を、２値コンパレータによりデ
ィジクル信号に変換しく信号ｚｌ）、かつ、該再生信号
を微分し念後２値コンパレータによりディジクル信号に
変換した信号の（信号ｚ２）２檎類の信号を得、信号ｚ
１を復号用信号（Ｙｌ）とし、信号ｚＱを復号クロック
作成用信号（ＹＱ、）とする事を特徴とする特許請求の
範囲第１項ないし第３項のいずれかに記載の２進データ
記録再生装置。 （５）該装置の再生信号を２値コンパレータによりディ
ジタル信号に変換しく信号ｚｌ ）かつ、該再生信号を
３値コンパレータによυディジクル信号に変換し比信号
（信号Ｚｓ ）の２種類の信号を得、信号ｚ１を復号用
信号（Ｍｘ）とし、信号ｚｒＳを復号クロック作成用信
号（Ｙｌｌ）とする事を特徴とする特許請求の範囲第１
項ないし第３項のいずれかに記載の２進データ記録再生
装置。 （６） 該装置の再生信号を２値コンパレータにより
ディジタル信号に変換しく信号２１）、かつ該再生信号
を積分した後、２値コンパレータによりディジタル信号
ＶＣ変換した信号（信号２４）の２種類の信号を得、信
号ｚ１を復号用信号（Ｙｌ）とし、信号ｚ４を復号クロ
ック作成用信号（Ｙ２）とする事を特徴とする特許請求
の範囲第１項ないし第３項記載のいずれかに記載の２進
データ記録再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10643382A JPS58222410A (ja) | 1982-06-19 | 1982-06-19 | ２進デ−タの記録再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10643382A JPS58222410A (ja) | 1982-06-19 | 1982-06-19 | ２進デ−タの記録再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58222410A true JPS58222410A (ja) | 1983-12-24 |
Family
ID=14433512
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10643382A Pending JPS58222410A (ja) | 1982-06-19 | 1982-06-19 | ２進デ−タの記録再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58222410A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02141977A (ja) * | 1988-11-21 | 1990-05-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 記録パルス発生装置 |
| EP0430283A2 (en) * | 1989-11-30 | 1991-06-05 | Sony Magnescale, Inc. | Method and system for magnetically recording information on recording medium |
| US5503850A (en) * | 1989-05-17 | 1996-04-02 | Research Corporation Technologies, Inc. | Method and composition for the treatment of thrombosis in a mammal |
-
1982
- 1982-06-19 JP JP10643382A patent/JPS58222410A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02141977A (ja) * | 1988-11-21 | 1990-05-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 記録パルス発生装置 |
| US5503850A (en) * | 1989-05-17 | 1996-04-02 | Research Corporation Technologies, Inc. | Method and composition for the treatment of thrombosis in a mammal |
| EP0430283A2 (en) * | 1989-11-30 | 1991-06-05 | Sony Magnescale, Inc. | Method and system for magnetically recording information on recording medium |
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