JPH06177842A - 信号プロセッサ、アナログ信号変換方法、及びサンプリングレート変換方法 - Google Patents
信号プロセッサ、アナログ信号変換方法、及びサンプリングレート変換方法Info
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- JPH06177842A JPH06177842A JP4326749A JP32674992A JPH06177842A JP H06177842 A JPH06177842 A JP H06177842A JP 4326749 A JP4326749 A JP 4326749A JP 32674992 A JP32674992 A JP 32674992A JP H06177842 A JPH06177842 A JP H06177842A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 信号プロセッサ、アナログ信号変換方法、及
びサンプリングレート変換方法のためのハイブリッドな
技術を提供すること。 【構成】 仮想ＺＯＨタスクは、新たなサンプルが到着
するまで入力レートにおける最後のサンプルの値を保持
することによって実現される。所与の階段上関数ｘ
z （ｔ）については、Ｓ＆Ｈ関数、即ちサンプリング期
間にわたる積分は、最後の出力サンプリング時以降に入
力サンプリング時がなかった時、即ちｘz （ｔ）におい
て信号遷移がない時、最後に受け取られた入力サンプル
値を生じる各出力サンプリング時において解析的に計算
される。最後の出力サンプリング時以降に入力サンプリ
ング時があった場合、即ちｘz （ｔ）において信号遷移
があった時、Ｓ＆Ｈ関数は、入力サンプリング時の前後
において連続的な入力サンプルの重み付けされた合計と
して計算される。
びサンプリングレート変換方法のためのハイブリッドな
技術を提供すること。 【構成】 仮想ＺＯＨタスクは、新たなサンプルが到着
するまで入力レートにおける最後のサンプルの値を保持
することによって実現される。所与の階段上関数ｘ
z （ｔ）については、Ｓ＆Ｈ関数、即ちサンプリング期
間にわたる積分は、最後の出力サンプリング時以降に入
力サンプリング時がなかった時、即ちｘz （ｔ）におい
て信号遷移がない時、最後に受け取られた入力サンプル
値を生じる各出力サンプリング時において解析的に計算
される。最後の出力サンプリング時以降に入力サンプリ
ング時があった場合、即ちｘz （ｔ）において信号遷移
があった時、Ｓ＆Ｈ関数は、入力サンプリング時の前後
において連続的な入力サンプルの重み付けされた合計と
して計算される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル式にサンプ
リングされたアナログ信号のサンプリングレート（率）
変換のための信号プロセッサに関する。
リングされたアナログ信号のサンプリングレート（率）
変換のための信号プロセッサに関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル信号処理において、あるレー
トにおいてサンプリングされたデータを任意の高いサン
プリングレートへ変換することが必要なこともある。例
えば、標準の８ＫＨｚのサンプリングレートでサンプリ
ングされたスピーチ（音声）データは、コンパクトディ
スクにセーブされるためには４４．１ＫＨｚのＣＤレー
トへ変換されなければならない。この種のレート変換プ
ロセスにおいて、オリジナルアナログ波形の忠実度（fi
delty)を保護することが重要である。
トにおいてサンプリングされたデータを任意の高いサン
プリングレートへ変換することが必要なこともある。例
えば、標準の８ＫＨｚのサンプリングレートでサンプリ
ングされたスピーチ（音声）データは、コンパクトディ
スクにセーブされるためには４４．１ＫＨｚのＣＤレー
トへ変換されなければならない。この種のレート変換プ
ロセスにおいて、オリジナルアナログ波形の忠実度（fi
delty)を保護することが重要である。
【０００３】従来の技術は、二つの主要カテゴリ、即ち
ディジタル補間技術及びアナログ補間技術へ分類される
ことができる。
ディジタル補間技術及びアナログ補間技術へ分類される
ことができる。
【０００４】ディジタル補間技術は、所与の時間ユニッ
トにおいて、所望される数のサンプルを有する新たなシ
ーケンスを生成するためにサンプルのディジタルストリ
ーム（流れ）上で動作する。信号の忠実度は、変更され
たソースシーケンスへ用いられるディジタル補間フィル
タ（濾波器）の形状及び大きさによって制御される。ア
プローチの離散的性質によって、ソース（元）のレート
及び目標（宛て先）レートが、整数比率、又はＭとＮの
「小さな」値を有する有理比Ｍ／Ｎのいずれかを示す。
大きなＭ及び／又はＮに関しては、これらの技術は、過
剰なメモリ及び演算的必要条件から影響をうける。さら
に、それぞれのクロッキングシステムが独立している場
合に生じることができるように、ソース又は目標レート
ＭとＮのいづれかがそれらの公称値から偏差するなら
ば、これらの技術は同期動作を提供することができな
い。
トにおいて、所望される数のサンプルを有する新たなシ
ーケンスを生成するためにサンプルのディジタルストリ
ーム（流れ）上で動作する。信号の忠実度は、変更され
たソースシーケンスへ用いられるディジタル補間フィル
タ（濾波器）の形状及び大きさによって制御される。ア
プローチの離散的性質によって、ソース（元）のレート
及び目標（宛て先）レートが、整数比率、又はＭとＮの
「小さな」値を有する有理比Ｍ／Ｎのいずれかを示す。
大きなＭ及び／又はＮに関しては、これらの技術は、過
剰なメモリ及び演算的必要条件から影響をうける。さら
に、それぞれのクロッキングシステムが独立している場
合に生じることができるように、ソース又は目標レート
ＭとＮのいづれかがそれらの公称値から偏差するなら
ば、これらの技術は同期動作を提供することができな
い。
【０００５】アナログ補間技術において、サンプリング
されたデータはＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）デバイ
スと、対応するアンチ−エイリアス（エイリアシング防
止、折返し雑音防止）フィルタを介してアナログ信号へ
変換され、次いで所望される目標レートにおいてＡ／Ｄ
（アナログ／ディジタル）デバイスによって再サンプリ
ングされる。この技法の主な利点は、ソースストリーム
を任意の所望レートへ変換するフレキシビィティ（柔軟
性）である。主な欠点は、アナログエレクトロニクスが
歪みやノイズを生じ、これによって信号の忠実度に悪影
響を与えることである。
されたデータはＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）デバイ
スと、対応するアンチ−エイリアス（エイリアシング防
止、折返し雑音防止）フィルタを介してアナログ信号へ
変換され、次いで所望される目標レートにおいてＡ／Ｄ
（アナログ／ディジタル）デバイスによって再サンプリ
ングされる。この技法の主な利点は、ソースストリーム
を任意の所望レートへ変換するフレキシビィティ（柔軟
性）である。主な欠点は、アナログエレクトロニクスが
歪みやノイズを生じ、これによって信号の忠実度に悪影
響を与えることである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、従来の技術
のアプローチと、従来の技術のアプローチの各々の欠点
を軽減することの両方の利点を結合するハイブリッドな
技術を提供するものである。
のアプローチと、従来の技術のアプローチの各々の欠点
を軽減することの両方の利点を結合するハイブリッドな
技術を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ディジ
タル式にサンプリングされたアナログ信号を、入力サン
プリング時にサンプリングされたアナログ信号を示す入
力値を備える入力信号から出力サンプリング時にサンプ
リングされたアナログ信号を示す出力信号へサンプリン
グレート変換するための信号プロセッサが提供されてい
る。前記信号プロセッサが、各出力サンプリング時ごと
に出力サンプル値を生成するための手段であって、入力
サンプリング時が最後の出力サンプリング時以降に発生
しなかったならば、前記出力サンプル値が最後の入力サ
ンプリング時における入力サンプル値に等しく、かつ入
力サンプリング時が前記最後の出力サンプリング時以降
に発生したならば、前記出力サンプル値が連続的な入力
サンプリング時における入力値の補間として計算される
手段を備える。
タル式にサンプリングされたアナログ信号を、入力サン
プリング時にサンプリングされたアナログ信号を示す入
力値を備える入力信号から出力サンプリング時にサンプ
リングされたアナログ信号を示す出力信号へサンプリン
グレート変換するための信号プロセッサが提供されてい
る。前記信号プロセッサが、各出力サンプリング時ごと
に出力サンプル値を生成するための手段であって、入力
サンプリング時が最後の出力サンプリング時以降に発生
しなかったならば、前記出力サンプル値が最後の入力サ
ンプリング時における入力サンプル値に等しく、かつ入
力サンプリング時が前記最後の出力サンプリング時以降
に発生したならば、前記出力サンプル値が連続的な入力
サンプリング時における入力値の補間として計算される
手段を備える。
【０００８】本発明によれば、Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ変換は、
ディジタル処理を使った解析形式で実現される。従っ
て、制限されない範囲のソース及び目標レートを支援す
るフレキシビリティが維持されると共に、真のアナログ
変換に伴う歪みやノイズを回避する。さらに、物理的な
Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ構成素子を提供することに伴うコスト及
び複雑性が節約される。
ディジタル処理を使った解析形式で実現される。従っ
て、制限されない範囲のソース及び目標レートを支援す
るフレキシビリティが維持されると共に、真のアナログ
変換に伴う歪みやノイズを回避する。さらに、物理的な
Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ構成素子を提供することに伴うコスト及
び複雑性が節約される。
【０００９】本発明の好ましい形状では、この仮想解析
Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ変換プロセスは、対象となる周波数範囲
外にあるスペクトル成分を抑圧し、信号の忠実度をさら
に確実とする為、従来のディジタル補間フィルタによっ
て補足される。
Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ変換プロセスは、対象となる周波数範囲
外にあるスペクトル成分を抑圧し、信号の忠実度をさら
に確実とする為、従来のディジタル補間フィルタによっ
て補足される。
【００１０】アナログ信号はオーディオ信号であってよ
いし、信号プロセッサは汎用目的のコンピュータワーク
ステーションと共に使用されるためのオーディオキャプ
チュア（捕獲）及びプレイバックアダプタの形状にあっ
てもよい。
いし、信号プロセッサは汎用目的のコンピュータワーク
ステーションと共に使用されるためのオーディオキャプ
チュア（捕獲）及びプレイバックアダプタの形状にあっ
てもよい。
【００１１】本発明の他の態様は、入力サンプリング時
においてサンプリングされたアナログ信号を示す入力値
を備える入力信号から出力サンプリング時においてサン
プリングされたアナログ信号を示す出力信号へディジタ
ル式にサンプリングされたアナログ信号をサンプリング
レート変換するための方法であって、この方法は、各出
力サンプリング時ごとに出力サンプル値を生成し、入力
サンプリング時が最後の出力サンプリング時以降に発生
しなかったならば、前記出力サンプル値が最後の入力サ
ンプリング時における入力サンプル値と等しく、かつ入
力サンプリング時が前記最後の出力サンプリング時以降
に発生したならば、前記出力サンプル値が連続的入力サ
ンプリング時における入力値の補間として計算される。
においてサンプリングされたアナログ信号を示す入力値
を備える入力信号から出力サンプリング時においてサン
プリングされたアナログ信号を示す出力信号へディジタ
ル式にサンプリングされたアナログ信号をサンプリング
レート変換するための方法であって、この方法は、各出
力サンプリング時ごとに出力サンプル値を生成し、入力
サンプリング時が最後の出力サンプリング時以降に発生
しなかったならば、前記出力サンプル値が最後の入力サ
ンプリング時における入力サンプル値と等しく、かつ入
力サンプリング時が前記最後の出力サンプリング時以降
に発生したならば、前記出力サンプル値が連続的入力サ
ンプリング時における入力値の補間として計算される。
【００１２】さらに、入力サンプリングレートから出力
サンプリングレートへのディジタル式にサンプリングさ
れたアナログ信号のサンプリングレート変換方法であっ
て、上記の他の態様の方法を使って、前記信号を、前記
出力サンプリングレートの整数倍数である中間サンプリ
ングレートへ変換するステップと、前記中間サンプリン
グレートにおいてサンプリングされた前記信号を前記出
力サンプリングレートへ変換するステップとを備えてい
る。前記出力サンプリングレートが前記入力サンプリン
グレートよりもあまり大きくない場合、この種の方法は
有利である。
サンプリングレートへのディジタル式にサンプリングさ
れたアナログ信号のサンプリングレート変換方法であっ
て、上記の他の態様の方法を使って、前記信号を、前記
出力サンプリングレートの整数倍数である中間サンプリ
ングレートへ変換するステップと、前記中間サンプリン
グレートにおいてサンプリングされた前記信号を前記出
力サンプリングレートへ変換するステップとを備えてい
る。前記出力サンプリングレートが前記入力サンプリン
グレートよりもあまり大きくない場合、この種の方法は
有利である。
【００１３】
【実施例】図１において、本発明は、仮想Ｄ／Ａ（ディ
ジタル／アナログ）−Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）
プロセスを使って、入力信号ｘ（ｎ）の出力信号ｘ
f （ｋ）へのサンプリングレート変換を提供する。仮想
Ｄ／Ａの出力における信号は、ゼロ次保持（ＺＯＨ）核
を使って、図１の（ａ）に示されている入力シーケンス
ｘ（ｎ）から発生される。これは図１の（ｂ）に示され
ている連続的な階段状（ステアケース）関数ｘz （ｔ）
を生じ、その形状は入力サンプリング時における入力シ
ーケンスの値によって特別に決定される。次いで、ｘz
（ｔ）は、仮想Ａ／Ｄ変換器に埋め込まれたサンプル＆
保持（Ｓ＆Ｈ）核を使って所望の目標レートにおいて仮
想的に再サンプリングされる。図１の（ｃ）に示されて
いる結果的に生じるシーケンスＸs （ｋ）は、入力サン
プリングレートのオーダーの帯域幅を有する低域ディジ
タル補間フィルタによって所望される周波数範囲外のス
ペクトル成分を除去するために引き続いて濾波される。
ディジタル濾波のための任意の現在の公知の技術を使っ
て、濾波は実現され得る。出力シーケンスｘf （ｋ）は
図１の（ｄ）に示されている。これらのステップは図２
に概略的に示されている。
ジタル／アナログ）−Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）
プロセスを使って、入力信号ｘ（ｎ）の出力信号ｘ
f （ｋ）へのサンプリングレート変換を提供する。仮想
Ｄ／Ａの出力における信号は、ゼロ次保持（ＺＯＨ）核
を使って、図１の（ａ）に示されている入力シーケンス
ｘ（ｎ）から発生される。これは図１の（ｂ）に示され
ている連続的な階段状（ステアケース）関数ｘz （ｔ）
を生じ、その形状は入力サンプリング時における入力シ
ーケンスの値によって特別に決定される。次いで、ｘz
（ｔ）は、仮想Ａ／Ｄ変換器に埋め込まれたサンプル＆
保持（Ｓ＆Ｈ）核を使って所望の目標レートにおいて仮
想的に再サンプリングされる。図１の（ｃ）に示されて
いる結果的に生じるシーケンスＸs （ｋ）は、入力サン
プリングレートのオーダーの帯域幅を有する低域ディジ
タル補間フィルタによって所望される周波数範囲外のス
ペクトル成分を除去するために引き続いて濾波される。
ディジタル濾波のための任意の現在の公知の技術を使っ
て、濾波は実現され得る。出力シーケンスｘf （ｋ）は
図１の（ｄ）に示されている。これらのステップは図２
に概略的に示されている。
【００１４】図１の（ａ）に示されている仮想ＺＯＨタ
スクは、新たなサンプルが到着するまで入力レートにお
ける最後のサンプルの値を保持することによって実現さ
れる。所与の階段状関数ｘz （ｔ）については、Ｓ＆Ｈ
関数、即ちサンプリング期間にわたる積分は、最後の出
力サンプリング時以降、入力サンプリング時がない、即
ち、ｘz （ｔ）において信号遷移がない時、最後に受け
取られた入力サンプルの値を生じる各出力サンプリング
時において解析的に計算される。最後の出力サンプリン
グ時以降に入力サンプリング時があった場合、即ちｘz
（ｔ）において信号遷移があった時、Ｓ＆Ｈ関数は、入
力サンプリング時の前後において連続的な入力サンプル
の重み付けされた合計として計算される。これは、極く
少い演算、即ち１度の乗算と２度の加算しか含まない。
これらの演算は入力レートにおいて生じる。
スクは、新たなサンプルが到着するまで入力レートにお
ける最後のサンプルの値を保持することによって実現さ
れる。所与の階段状関数ｘz （ｔ）については、Ｓ＆Ｈ
関数、即ちサンプリング期間にわたる積分は、最後の出
力サンプリング時以降、入力サンプリング時がない、即
ち、ｘz （ｔ）において信号遷移がない時、最後に受け
取られた入力サンプルの値を生じる各出力サンプリング
時において解析的に計算される。最後の出力サンプリン
グ時以降に入力サンプリング時があった場合、即ちｘz
（ｔ）において信号遷移があった時、Ｓ＆Ｈ関数は、入
力サンプリング時の前後において連続的な入力サンプル
の重み付けされた合計として計算される。これは、極く
少い演算、即ち１度の乗算と２度の加算しか含まない。
これらの演算は入力レートにおいて生じる。
【００１５】各出力サンプリング時において、出力値は
以下のように解析評価される。Ｘs （ｋ）＝ｘ（ｎ）、
入力サンプリング時が、最後の出力サンプリング時以降
に生じなかった場合、Ｘ s （ｋ）＝（ｘ（ｎ）＋ｄ〔ｘ
（ｎ＋１）−ｘ（ｎ）〕、入力サンプリング時が、最後
の出力サンプリング時以降に生じた場合、ｄは遷移時と
以下の出力サンプリング時との間の経過時間を示す。こ
れは非常に単純な補間技法であり、かつ他の入力サンプ
リング時における入力信号の値、即ちより長い時間間隔
における積分を含む、より複雑な技法も使用されること
ができることが当業者に理解されるであろう。
以下のように解析評価される。Ｘs （ｋ）＝ｘ（ｎ）、
入力サンプリング時が、最後の出力サンプリング時以降
に生じなかった場合、Ｘ s （ｋ）＝（ｘ（ｎ）＋ｄ〔ｘ
（ｎ＋１）−ｘ（ｎ）〕、入力サンプリング時が、最後
の出力サンプリング時以降に生じた場合、ｄは遷移時と
以下の出力サンプリング時との間の経過時間を示す。こ
れは非常に単純な補間技法であり、かつ他の入力サンプ
リング時における入力信号の値、即ちより長い時間間隔
における積分を含む、より複雑な技法も使用されること
ができることが当業者に理解されるであろう。
【００１６】タイミング情報は次のように得られる。
ｉ、Ｍ及びＮが整数であり、ｉが入力及び出力レートの
最高共通因数である時、入力レートがｉＮ Ｈｚであ
り、出力レートがｉＭ Ｈｚであるならば、入力レート
クロック間隔は、Ｎ個の時間ユニットへ分割されること
ができ、次いで出力サンプリング時同士の間の時間は、
正確にはＭ個のこの種の時間ユニットである。本発明の
実施例において、カウンタ（計数器）は各出力サンプリ
ング時において増分Ｍだけ更新される。任意の所与の時
間において、Ｎ分周カウンタの値は、最も新しい入力サ
ンプリング時に対する出力サンプリング時の正確なタイ
ミングを示す。カウンタがＮを超過した時、Ｎはその値
から引き算され、入力サンプリング時は次の出力サンプ
リング時における出力値を計算するために発生したと見
なされる。図３の（ａ）はこのプロセスを示すフローチ
ャートである。遷移時と次の出力サンプリング時との間
での経過時間ｄは、（１−（カウント−Ｎ）／Ｍに等し
い。ＭとＮは整数なので、計数は精度の損失がないよう
に正確に行われる。
ｉ、Ｍ及びＮが整数であり、ｉが入力及び出力レートの
最高共通因数である時、入力レートがｉＮ Ｈｚであ
り、出力レートがｉＭ Ｈｚであるならば、入力レート
クロック間隔は、Ｎ個の時間ユニットへ分割されること
ができ、次いで出力サンプリング時同士の間の時間は、
正確にはＭ個のこの種の時間ユニットである。本発明の
実施例において、カウンタ（計数器）は各出力サンプリ
ング時において増分Ｍだけ更新される。任意の所与の時
間において、Ｎ分周カウンタの値は、最も新しい入力サ
ンプリング時に対する出力サンプリング時の正確なタイ
ミングを示す。カウンタがＮを超過した時、Ｎはその値
から引き算され、入力サンプリング時は次の出力サンプ
リング時における出力値を計算するために発生したと見
なされる。図３の（ａ）はこのプロセスを示すフローチ
ャートである。遷移時と次の出力サンプリング時との間
での経過時間ｄは、（１−（カウント−Ｎ）／Ｍに等し
い。ＭとＮは整数なので、計数は精度の損失がないよう
に正確に行われる。
【００１７】例えば、入力レートが９．６ＫＨｚであ
り、出力レートが４４．１ＫＨｚである場合、Ｎ＝１４
７で、最少のＭがＭ＝３２であることができるならば、
ＭとＮの最大共通因数は３００である。出力サンプリン
グ時は、カウンタによって０、３２、６４、９６、１２
８で生じ、次いで次の入力サンプリング時の後、カウン
タによって１３、４５、７７を生じる筈である。これは
図３の（ｂ）において示されている。二つのクロックが
時間内でドリフト（変動）した場合、Ｍ及び／又はＮの
値は、クロックの同期を保つために動的に調整されるこ
とができる。
り、出力レートが４４．１ＫＨｚである場合、Ｎ＝１４
７で、最少のＭがＭ＝３２であることができるならば、
ＭとＮの最大共通因数は３００である。出力サンプリン
グ時は、カウンタによって０、３２、６４、９６、１２
８で生じ、次いで次の入力サンプリング時の後、カウン
タによって１３、４５、７７を生じる筈である。これは
図３の（ｂ）において示されている。二つのクロックが
時間内でドリフト（変動）した場合、Ｍ及び／又はＮの
値は、クロックの同期を保つために動的に調整されるこ
とができる。
【００１８】図４は、本発明の実施例における信号プロ
セッサを示す概略図である。入力サンプルは、位置が各
入力クロックパルス上で増分される書き込みポインタ４
を介して、ラップアラウンド（循環）バッファ２へクロ
ッキング（刻時）される。これらのサンプルは、読み取
りポインタ８を介して出力サンプルジェネレータ６によ
って各出力サンプル時において読み取られる。出力サン
プルは出力クロック１０によって支配される出力レート
で発生される。カウンタ１２は出力クロック１０の各パ
ルス上で増分Ｍだけ増分される。出力サンプルジェネレ
ータ６は、入力サンプリング時が、最後の出力サンプリ
ング時以降に発生したかどうかをカウンタ（計数）値を
使って決定し、かつ上記のように出力サンプルを発生す
る。読み取りポインタ８の位置は、出力サンプリング時
が生じたと決定される度ごとに出力サンプルジェネレー
タによって増分される。書き込みポインタ及び読み取り
ポインタのバッファ内の関連する（相対）位置同士の間
のいかなる発散又は収斂も、カウンタを増分させるため
に用いられるＭとＮの値を適切に調整することによって
トラッキングされ、かつ矯正されることができる。
セッサを示す概略図である。入力サンプルは、位置が各
入力クロックパルス上で増分される書き込みポインタ４
を介して、ラップアラウンド（循環）バッファ２へクロ
ッキング（刻時）される。これらのサンプルは、読み取
りポインタ８を介して出力サンプルジェネレータ６によ
って各出力サンプル時において読み取られる。出力サン
プルは出力クロック１０によって支配される出力レート
で発生される。カウンタ１２は出力クロック１０の各パ
ルス上で増分Ｍだけ増分される。出力サンプルジェネレ
ータ６は、入力サンプリング時が、最後の出力サンプリ
ング時以降に発生したかどうかをカウンタ（計数）値を
使って決定し、かつ上記のように出力サンプルを発生す
る。読み取りポインタ８の位置は、出力サンプリング時
が生じたと決定される度ごとに出力サンプルジェネレー
タによって増分される。書き込みポインタ及び読み取り
ポインタのバッファ内の関連する（相対）位置同士の間
のいかなる発散又は収斂も、カウンタを増分させるため
に用いられるＭとＮの値を適切に調整することによって
トラッキングされ、かつ矯正されることができる。
【００１９】本発明の実施例において、信号プロセッサ
は汎用目的のコンピュータと共に使われる専用のオーデ
ィオキャプチュア及びプレイバックアダプタの形状のも
のである。アダプタは、オーディオ信号を示すデータを
記憶装置から捕獲かつ記憶し、或いは検索し、次いで好
適なプレイバック装置へ提供するためにワークステーシ
ョンで作動する好適なコンピュータプログラムの制御下
で動作する。しかしながら、本発明の信号プロセッサ
は、汎用目的のコンピュータで作動するコンピュータプ
ログラムとして、若しくは、ハードウェア、又は実際、
ハードウェア及びソフトウェアの任意の他の組み合わせ
の専用製品として実行されることができることに留意さ
れたい。
は汎用目的のコンピュータと共に使われる専用のオーデ
ィオキャプチュア及びプレイバックアダプタの形状のも
のである。アダプタは、オーディオ信号を示すデータを
記憶装置から捕獲かつ記憶し、或いは検索し、次いで好
適なプレイバック装置へ提供するためにワークステーシ
ョンで作動する好適なコンピュータプログラムの制御下
で動作する。しかしながら、本発明の信号プロセッサ
は、汎用目的のコンピュータで作動するコンピュータプ
ログラムとして、若しくは、ハードウェア、又は実際、
ハードウェア及びソフトウェアの任意の他の組み合わせ
の専用製品として実行されることができることに留意さ
れたい。
【００２０】サンプリングレート変換プロセスが、図５
の周波数領域に示されている。図５の（ａ）はオリジナ
ル周波数のスペクトル、ＺＯＨフィルタの包絡線、及び
階段状関数ｘz （ｔ）の周波数スペクトルを示してい
る。図５の（ｂ）は階段状関数ｘz （ｔ）の周波数スペ
クトルと共にＳ＆Ｈフィルタの包絡線を示している。こ
れによって生じる関数ｘs （ｆ）は、最後のディジタル
フィルタステージのフィルタ包絡線と共に図５の（ｃ）
に示されている。
の周波数領域に示されている。図５の（ａ）はオリジナ
ル周波数のスペクトル、ＺＯＨフィルタの包絡線、及び
階段状関数ｘz （ｔ）の周波数スペクトルを示してい
る。図５の（ｂ）は階段状関数ｘz （ｔ）の周波数スペ
クトルと共にＳ＆Ｈフィルタの包絡線を示している。こ
れによって生じる関数ｘs （ｆ）は、最後のディジタル
フィルタステージのフィルタ包絡線と共に図５の（ｃ）
に示されている。
【００２１】図５に示されている周波数分析は、Ｄ／Ａ
−Ａ／Ｄセクションの結合された応答が、特に低周波数
エンドにおけるベース帯域内部のかなりフラット（平ら
な）応答と、ベース帯域外部の広い帯域幅とによって特
徴付けられることを示す。目標周波数の倍数の周辺の結
合された周波数応答が非常に低い値を有していることに
留意されたい。
−Ａ／Ｄセクションの結合された応答が、特に低周波数
エンドにおけるベース帯域内部のかなりフラット（平ら
な）応答と、ベース帯域外部の広い帯域幅とによって特
徴付けられることを示す。目標周波数の倍数の周辺の結
合された周波数応答が非常に低い値を有していることに
留意されたい。
【００２２】目標周波数がソース周波数の数倍のオーダ
ーのものであるならば、上記の技法は最高の動作を行
う。この条件が満足されない場合は、最終的な目標周波
数の大きな（ｘ５−１０）整数倍数である中間周波数を
選択し、上記の技法を使ってサンプリングレートを最後
の周波数へ変換し、かつレートを所望のレートまで下げ
るように変換するために単純なディジタル分割を用いる
ことによって最良の結果を得ることができる。このよう
に、Ｓ＆Ｈ機能は無視できるエネルギのみが対象となる
ベース帯域内へのエイリアシングを保証する。
ーのものであるならば、上記の技法は最高の動作を行
う。この条件が満足されない場合は、最終的な目標周波
数の大きな（ｘ５−１０）整数倍数である中間周波数を
選択し、上記の技法を使ってサンプリングレートを最後
の周波数へ変換し、かつレートを所望のレートまで下げ
るように変換するために単純なディジタル分割を用いる
ことによって最良の結果を得ることができる。このよう
に、Ｓ＆Ｈ機能は無視できるエネルギのみが対象となる
ベース帯域内へのエイリアシングを保証する。
【００２３】エイリアシングされた周波数の最大振幅は
図６に提供され、８ＫＨｚのサンプルを４４．１ＫＨｚ
のＣＤレートへ変換する時のエイリアスの振幅を示す。
中間レート変換比が４より上である限り、エイリアスの
周波数振幅は多くても−４０ｄＢによって画される。
図６に提供され、８ＫＨｚのサンプルを４４．１ＫＨｚ
のＣＤレートへ変換する時のエイリアスの振幅を示す。
中間レート変換比が４より上である限り、エイリアスの
周波数振幅は多くても−４０ｄＢによって画される。
【００２４】
【発明の効果】本発明は、従来の技術のアプローチとそ
れらのそれぞれの欠点を低減することの両方の利点を結
合するハイブリッドな技術を提供する。本発明によれ
ば、Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ変換は、ディジタル処理を使った解
析形式で実現される。従って、制限されない範囲のソー
ス（元の）及び目標レートを支援するフレキシビリティ
が維持されると共に、真のアナログ変換に伴う歪みやノ
イズを回避する。さらに、物理的なＤ／Ａ−Ａ／Ｄ構成
素子の提供に伴うコスト及び複雑性が低減される。
れらのそれぞれの欠点を低減することの両方の利点を結
合するハイブリッドな技術を提供する。本発明によれ
ば、Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ変換は、ディジタル処理を使った解
析形式で実現される。従って、制限されない範囲のソー
ス（元の）及び目標レートを支援するフレキシビリティ
が維持されると共に、真のアナログ変換に伴う歪みやノ
イズを回避する。さらに、物理的なＤ／Ａ−Ａ／Ｄ構成
素子の提供に伴うコスト及び複雑性が低減される。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、及び（ｄ）は、時間
領域における本発明のサンプリングレート変換プロセス
を示す図である。
領域における本発明のサンプリングレート変換プロセス
を示す図である。
【図２】サンプリングレート変換プロセスのステップの
概略図である。
概略図である。
【図３】（ａ）及び（ｂ）は、本発明の実施例に使用さ
れるタイミング方法を示す図である。
れるタイミング方法を示す図である。
【図４】本発明による信号プロセッサを示す略図であ
る。
る。
【図５】（ａ）、（ｂ）、及び（ｃ）は周波数領域にお
けるサンプリングレート変換プロセス及び種々のフィル
タ包絡線を示す図である。
けるサンプリングレート変換プロセス及び種々のフィル
タ包絡線を示す図である。
【図６】ベース帯域内のエイリアスの周波数の最大濃度
対サンプリングレート比を示す図である。
対サンプリングレート比を示す図である。
２ ラップアラウンドバッファ ４ 書き込みポインタ ６ 出力サンプルジェネレータ ８ 読み取りポインタ １０ クロック
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｍ 1/00 9065−5Ｊ (72)発明者 ウズィ シュヴァドロン イスラエル国、ミッツペ アヴィヴ、ハウ ス 40
Claims (7)
- 【請求項１】 入力サンプリング時においてサンプリン
グされたアナログ信号を示す入力値を備える入力信号か
ら出力サンプリング時においてサンプリングされたアナ
ログ信号を示す出力信号へディジタル式にサンプリング
されたアナログ信号を変換するための信号プロセッサで
あって、 各出力サンプリング時ごとに出力サンプル値を発生する
ための手段を備え、 入力サンプリング時が最後の出力サンプリング時以降に
発生しなかったならば、前記出力サンプル値が最後の入
力サンプリング時における入力サンプル値に等しく、か
つ入力サンプリング時が最後の出力サンプリング時以降
に発生したならば、前記出力サンプル値が連続的な入力
サンプリング時における入力値の補間として計算され
る、 ことよりなる信号プロセッサ。 - 【請求項２】 連続的出力サンプリング時同士の間の時
間周期を示す増分だけ各出力サンプリング時において増
分されるカウント変数を記憶するための手段と、 前記カウント変数が連続的入力サンプリング時同士の間
の時間を示す値を超過するかどうかを各出力サンプリン
グ時において決定し、かつ超過した場合には前記カウン
ト変数から前記値を減算し、これによって前記カウント
変数が前記値を超過する時に入力サンプリング時が前記
最後の出力サンプリング時以降に生じたことが決定され
る手段と、 を備える請求項１に記載の信号プロセッサ。 - 【請求項３】 前記出力信号を濾波するために前記入力
サンプリングレートのオーダーの帯域幅を有するディジ
タルフィルタをさらに含む請求項１に記載の信号プロセ
ッサ。 - 【請求項４】 前記アナログ信号がオーディオ信号であ
る請求項１に記載の信号プロセッサ。 - 【請求項５】 汎用目的のコンピュータワークステーシ
ョンと共に使用されるためのオーディオキャプチュア及
びプレイバックアダプタの形状である請求項１に記載の
信号プロセッサ。 - 【請求項６】 入力サンプリング時にサンプリングされ
たアナログ信号を示す入力値を備える入力信号から出力
サンプリング時にサンプリングされたアナログ信号を示
す出力信号へのディジタル式にサンプリングされたアナ
ログ信号変換方法であって、 出力サンプル値を各出力サンプリング時ごとに発生する
ステップを備え、 入力サンプリング時が最後の出力サンプリング時以降に
発生しなかったならば、前記出力サンプル値が最後の入
力サンプリング時における入力サンプル値に等しく、か
つ入力サンプリング時が最後の出力サンプリング時以降
に発生したならば、前記出力サンプル値が連続的入力サ
ンプリング時における入力値の補間として計算される、 ことよりなるアナログ信号変換方法。 - 【請求項７】 入力サンプリングレートから出力サンプ
リングレートへのディジタル式にサンプリングされたア
ナログ信号のサンプリングレート変換方法であって、 請求項６に記載の方法を使って、前記信号を前記出力サ
ンプリングレートの整数倍である中間サンプリングレー
トへ変換するステップと、 前記中間サンプリングレートにおいてサンプリングされ
た前記信号を前記出力サンプリングレートへ変換するス
テップとを備えるサンプリングレート変換方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB92300146/5 | 1992-01-08 | ||
| EP92300146A EP0550942B1 (en) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | Signal processor for sampling rate conversion |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177842A true JPH06177842A (ja) | 1994-06-24 |
| JP2625622B2 JP2625622B2 (ja) | 1997-07-02 |
Family
ID=8211221
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4326749A Expired - Lifetime JP2625622B2 (ja) | 1992-01-08 | 1992-12-07 | 信号プロセッサ及びアナログ信号を変換するための方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5387910A (ja) |
| EP (1) | EP0550942B1 (ja) |
| JP (1) | JP2625622B2 (ja) |
| DE (1) | DE69213700D1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005287041A (ja) * | 2004-03-29 | 2005-10-13 | Samsung Electronics Co Ltd | サンプリングレート変換システム、サンプリングレート変換方法及びサンプリングレート変換装置 |
| JP2011511604A (ja) * | 2008-02-06 | 2011-04-07 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 適応可能な高次のデジタル・アナログ変換 |
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| DE19526332A1 (de) * | 1995-07-19 | 1997-01-23 | Sel Alcatel Ag | Einrichtung und Verfahren zum Übertragen von digitalisierten Signalen |
| US5606319A (en) * | 1995-08-07 | 1997-02-25 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for interpolation and noise shaping in a signal converter |
| US5931968A (en) | 1996-02-09 | 1999-08-03 | Overland Data, Inc. | Digital data recording channel |
| JP3453030B2 (ja) * | 1996-08-29 | 2003-10-06 | シャープ株式会社 | デジタルオーディオ装置 |
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| US4313173A (en) * | 1980-06-10 | 1982-01-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Linear interpolator |
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-
1992
- 1992-01-08 DE DE69213700T patent/DE69213700D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-01-08 EP EP92300146A patent/EP0550942B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-12-07 JP JP4326749A patent/JP2625622B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-01-07 US US08/001,481 patent/US5387910A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5387910A (en) | 1995-02-07 |
| EP0550942A1 (en) | 1993-07-14 |
| DE69213700D1 (de) | 1996-10-17 |
| JP2625622B2 (ja) | 1997-07-02 |
| EP0550942B1 (en) | 1996-09-11 |
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