JP2625622B2 - 信号プロセッサ及びアナログ信号を変換するための方法 - Google Patents
信号プロセッサ及びアナログ信号を変換するための方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル式にサンプ
ルされたアナログ信号のサンプリング・レートを変換す
るための信号プロセッサ及び方法に係る。
ルされたアナログ信号のサンプリング・レートを変換す
るための信号プロセッサ及び方法に係る。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル信号を処理する場合には、或
るレートでサンプルされたデータを、これよりも高い任
意のサンプリング・レートへ変換することが必要になる
ことがある。例えば、標準の８ＫＨｚのサンプリング・
レートでサンプルされたスピーチ・データをコンパクト
・ディスクに保存するには、これを４４．１ＫＨｚのＣ
Ｄレートへ変換しなければならない。このようなレート
変換プロセスでは、原アナログ波形の忠実度を維持する
ことが重要である。
るレートでサンプルされたデータを、これよりも高い任
意のサンプリング・レートへ変換することが必要になる
ことがある。例えば、標準の８ＫＨｚのサンプリング・
レートでサンプルされたスピーチ・データをコンパクト
・ディスクに保存するには、これを４４．１ＫＨｚのＣ
Ｄレートへ変換しなければならない。このようなレート
変換プロセスでは、原アナログ波形の忠実度を維持する
ことが重要である。
【０００３】従来技術は、２つの主要カテゴリ、即ちデ
ィジタル補間技術とアナログ補間技術に分類することが
できる。
ィジタル補間技術とアナログ補間技術に分類することが
できる。
【０００４】ディジタル補間技術は、複数のサンプルか
ら成るディジタル・ストリームを処理することにより、
所与の時間ユニット内に所望の数のサンプルを有する新
しいシーケンスを生成する、というものである。信号の
忠実度は、かかる変更された入力シーケンスへ適用され
る処の、ディジタル補間フィルタの形状及びサイズによ
って制御される。ディジタル補間技術は、その離散的な
性質に起因して、入力（元）のレートと出力（宛先）の
レートとが、或る整数比を呈するか、又は「小さな」値
を有するＭ及びＮについて或る有理比Ｍ／Ｎを呈する場
合にのみ、効果的に機能する。Ｍ及び／又はＮの値が大
きくなると、ディジタル補間技術は、メモリ及び計算上
の要件が過剰になるという欠点を有している。更に、そ
れぞれのクロッキング・システムが互いに独立している
場合に生じ得るように、入力のレートＭ及び出力のレー
トＮの何れかがそれぞれの公称値から逸脱すれば、ディ
ジタル補間技術は、同期動作を提供することができな
い。
ら成るディジタル・ストリームを処理することにより、
所与の時間ユニット内に所望の数のサンプルを有する新
しいシーケンスを生成する、というものである。信号の
忠実度は、かかる変更された入力シーケンスへ適用され
る処の、ディジタル補間フィルタの形状及びサイズによ
って制御される。ディジタル補間技術は、その離散的な
性質に起因して、入力（元）のレートと出力（宛先）の
レートとが、或る整数比を呈するか、又は「小さな」値
を有するＭ及びＮについて或る有理比Ｍ／Ｎを呈する場
合にのみ、効果的に機能する。Ｍ及び／又はＮの値が大
きくなると、ディジタル補間技術は、メモリ及び計算上
の要件が過剰になるという欠点を有している。更に、そ
れぞれのクロッキング・システムが互いに独立している
場合に生じ得るように、入力のレートＭ及び出力のレー
トＮの何れかがそれぞれの公称値から逸脱すれば、ディ
ジタル補間技術は、同期動作を提供することができな
い。
【０００５】他方、アナログ補間技術では、サンプルさ
れたデータは、Ｄ／Ａ変換装置及びこれに関連するアン
チ−エイリアス・フィルタを介してアナログ信号へ変換
された後、Ａ／Ｄ変換装置によって所望の出力サンプリ
ング・レートで再びサンプルされる。このアナログ補間
技術の主な利点は、入力ストリームを任意の所望レート
へ変換することができるという柔軟性にある。他方、主
な欠点は、アナログ電子回路が歪みやノイズを生じて、
信号の忠実度に悪影響を与えることである。
れたデータは、Ｄ／Ａ変換装置及びこれに関連するアン
チ−エイリアス・フィルタを介してアナログ信号へ変換
された後、Ａ／Ｄ変換装置によって所望の出力サンプリ
ング・レートで再びサンプルされる。このアナログ補間
技術の主な利点は、入力ストリームを任意の所望レート
へ変換することができるという柔軟性にある。他方、主
な欠点は、アナログ電子回路が歪みやノイズを生じて、
信号の忠実度に悪影響を与えることである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、従来技術の
ディジタル補間技術及びアナログ補間技術の両方の利点
を兼ね備えるとともに、これらの補間技術の欠点を軽減
するようにした、ハイブリッド技術を提供するものであ
る。
ディジタル補間技術及びアナログ補間技術の両方の利点
を兼ね備えるとともに、これらの補間技術の欠点を軽減
するようにした、ハイブリッド技術を提供するものであ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に従って提供され
る信号プロセッサは、それぞれの入力サンプリング時点
でサンプルされたアナログ信号を表す複数の入力値を有
する入力信号から、それぞれの出力サンプリング時点で
サンプルされたアナログ信号を表す出力信号へ、ディジ
タル式にサンプルされたアナログ信号のサンプリング・
レートを変換するためのものである。この信号プロセッ
サは、各出力サンプリング時点ごとに一の出力サンプル
値を生成するための手段を備えている。この出力サンプ
ル値は、最後の出力サンプリング時点以降に一の入力サ
ンプリング時点が発生しなかった場合は、最後の入力サ
ンプリング時点における入力サンプル値に等しく、他
方、最後の出力サンプリング時点以降に一の入力サンプ
リング時点が発生した場合は、連続的な入力サンプリン
グ時点における複数の入力値の一の補間値として計算さ
れるようになっている。
る信号プロセッサは、それぞれの入力サンプリング時点
でサンプルされたアナログ信号を表す複数の入力値を有
する入力信号から、それぞれの出力サンプリング時点で
サンプルされたアナログ信号を表す出力信号へ、ディジ
タル式にサンプルされたアナログ信号のサンプリング・
レートを変換するためのものである。この信号プロセッ
サは、各出力サンプリング時点ごとに一の出力サンプル
値を生成するための手段を備えている。この出力サンプ
ル値は、最後の出力サンプリング時点以降に一の入力サ
ンプリング時点が発生しなかった場合は、最後の入力サ
ンプリング時点における入力サンプル値に等しく、他
方、最後の出力サンプリング時点以降に一の入力サンプ
リング時点が発生した場合は、連続的な入力サンプリン
グ時点における複数の入力値の一の補間値として計算さ
れるようになっている。
【０００８】本発明によれば、Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ変換は、
ディジタル処理を用いて解析的形式で実現される。従っ
て、制限されない範囲の入力サンプリング・レート及び
出力サンプリング・レートをサポートするという柔軟性
が維持されるだけでなく、真のアナログ変換に関連する
歪みやノイズを回避することができる。更に、物理的な
Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ変換用の電子部品を提供することに関連
するコスト及び複雑性が軽減される。
ディジタル処理を用いて解析的形式で実現される。従っ
て、制限されない範囲の入力サンプリング・レート及び
出力サンプリング・レートをサポートするという柔軟性
が維持されるだけでなく、真のアナログ変換に関連する
歪みやノイズを回避することができる。更に、物理的な
Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ変換用の電子部品を提供することに関連
するコスト及び複雑性が軽減される。
【０００９】本発明の好ましい形態では、この仮想的で
解析的なＤ／Ａ−Ａ／Ｄ変換プロセスは、対象となる周
波数範囲外にあるスペクトル成分を抑圧し且つ信号の忠
実度を保証するために、通常のディジタル補間フィルタ
が補助的に用いられている。
解析的なＤ／Ａ−Ａ／Ｄ変換プロセスは、対象となる周
波数範囲外にあるスペクトル成分を抑圧し且つ信号の忠
実度を保証するために、通常のディジタル補間フィルタ
が補助的に用いられている。
【００１０】アナログ信号は、オーディオ信号とするこ
とができ、信号プロセッサは、汎用のワークステーショ
ンに関連して用いるのに適したオーディオ・キャプチャ
（捕獲）及び再生アダプタの形態とすることができる。
とができ、信号プロセッサは、汎用のワークステーショ
ンに関連して用いるのに適したオーディオ・キャプチャ
（捕獲）及び再生アダプタの形態とすることができる。
【００１１】本発明の他の側面に従って提供される方法
は、入力サンプリング時点でサンプルされたアナログ信
号を表す複数の入力値を有する入力信号から、出力サン
プリング時点でサンプルされたアナログ信号を表す出力
信号へ、ディジタル式にサンプルされたアナログ信号の
サンプリング・レートを変換するためのものである。こ
の方法は、各出力サンプリング時点ごとに一の出力サン
プル値を生成するためのステップを含んでいる。この出
力サンプル値は、最後の出力サンプリング時点以降に一
の入力サンプリング時点が発生しなかった場合は、最後
の入力サンプリング時点における入力サンプル値に等し
く、他方、最後の出力サンプリング時点以降に一の入力
サンプリング時点が発生した場合は、連続的な入力サン
プリング時点における複数の入力値の一の補間値として
計算されるようになっている。
は、入力サンプリング時点でサンプルされたアナログ信
号を表す複数の入力値を有する入力信号から、出力サン
プリング時点でサンプルされたアナログ信号を表す出力
信号へ、ディジタル式にサンプルされたアナログ信号の
サンプリング・レートを変換するためのものである。こ
の方法は、各出力サンプリング時点ごとに一の出力サン
プル値を生成するためのステップを含んでいる。この出
力サンプル値は、最後の出力サンプリング時点以降に一
の入力サンプリング時点が発生しなかった場合は、最後
の入力サンプリング時点における入力サンプル値に等し
く、他方、最後の出力サンプリング時点以降に一の入力
サンプリング時点が発生した場合は、連続的な入力サン
プリング時点における複数の入力値の一の補間値として
計算されるようになっている。
【００１２】
【実施例】図１を参照するに、本発明は、仮想的なＤ／
Ａ−Ａ／Ｄ変換プロセスを用いて、入力信号ｘ（ｎ）か
ら出力信号 ｘf（ｋ）へ、サンプリング・レートを変換
する。仮想的なＤ／Ａ変換の出力信号は、ゼロ次保持
（ＺＯＨ）カーネルを用いることにより、図１の（ａ）
に示されている入力シーケンスｘ（ｎ）から発生され
る。この結果、図１の（ｂ）に示されている連続的な階
段状関数 ｘz（ｔ）が得られ、その形状は入力サンプリ
ング時点における入力シーケンスｘ（ｎ）の値によって
一意的に決定される。次いで、 ｘz（ｔ）は、仮想的な
Ａ／Ｄ変換装置に埋め込まれたサンプル＆保持（Ｓ＆
Ｈ）カーネルを用いて、所望の出力サンプリング・レー
トで仮想的に再サンプルされる。この結果、図１の
（ｃ）に示されているシーケンス ｘs（ｋ）が得られ
る。その後、 ｘs（ｋ）は、所望の周波数範囲外のスペ
クトル成分を除去するために、入力サンプリング・レー
トのオーダの帯域幅を有する低域ディジタル補間フィル
タによってフィルタされる。このフィルタは、ディジタ
ル・フィルタに係る任意の公知技術を用いて、実現する
ことができる。出力シーケンス ｘf（ｋ）は、図１の
（ｄ）に示されている。これらのステップは、図２に概
略的に示されている。
Ａ−Ａ／Ｄ変換プロセスを用いて、入力信号ｘ（ｎ）か
ら出力信号 ｘf（ｋ）へ、サンプリング・レートを変換
する。仮想的なＤ／Ａ変換の出力信号は、ゼロ次保持
（ＺＯＨ）カーネルを用いることにより、図１の（ａ）
に示されている入力シーケンスｘ（ｎ）から発生され
る。この結果、図１の（ｂ）に示されている連続的な階
段状関数 ｘz（ｔ）が得られ、その形状は入力サンプリ
ング時点における入力シーケンスｘ（ｎ）の値によって
一意的に決定される。次いで、 ｘz（ｔ）は、仮想的な
Ａ／Ｄ変換装置に埋め込まれたサンプル＆保持（Ｓ＆
Ｈ）カーネルを用いて、所望の出力サンプリング・レー
トで仮想的に再サンプルされる。この結果、図１の
（ｃ）に示されているシーケンス ｘs（ｋ）が得られ
る。その後、 ｘs（ｋ）は、所望の周波数範囲外のスペ
クトル成分を除去するために、入力サンプリング・レー
トのオーダの帯域幅を有する低域ディジタル補間フィル
タによってフィルタされる。このフィルタは、ディジタ
ル・フィルタに係る任意の公知技術を用いて、実現する
ことができる。出力シーケンス ｘf（ｋ）は、図１の
（ｄ）に示されている。これらのステップは、図２に概
略的に示されている。
【００１３】図１の（ａ）に示されている仮想的なＺＯ
Ｈタスクは、新しいサンプルが到着するまで、入力サン
プリング・レートにおける最後のサンプルの値を保持す
ることによって実現される。所与の階段状関数 ｘ
z（ｔ）についてのＳ＆Ｈ機能、即ち１サンプリング期
間にわたる積分は、各出力サンプリング時点において解
析的に計算され、かくて最後の出力サンプリング時点以
降に入力サンプリング時点がなかった場合、即ち ｘ
z（ｔ）における信号遷移が存在しない場合に、最後に
受け取られた入力サンプルの値を与える。他方、最後の
出力サンプリング時点以降に入力サンプリング時点があ
った場合、即ち ｘz（ｔ）における信号遷移があった場
合には、Ｓ＆Ｈ機能は、当該入力サンプリング時点の前
後における連続的な入力サンプルの重み付けされた和を
与える。この処理には、極く僅かな量の計算、即ち１回
の乗算と２回の加算が含まれるに過ぎない。これらの計
算は、入力サンプリング・レートで生じる。
Ｈタスクは、新しいサンプルが到着するまで、入力サン
プリング・レートにおける最後のサンプルの値を保持す
ることによって実現される。所与の階段状関数 ｘ
z（ｔ）についてのＳ＆Ｈ機能、即ち１サンプリング期
間にわたる積分は、各出力サンプリング時点において解
析的に計算され、かくて最後の出力サンプリング時点以
降に入力サンプリング時点がなかった場合、即ち ｘ
z（ｔ）における信号遷移が存在しない場合に、最後に
受け取られた入力サンプルの値を与える。他方、最後の
出力サンプリング時点以降に入力サンプリング時点があ
った場合、即ち ｘz（ｔ）における信号遷移があった場
合には、Ｓ＆Ｈ機能は、当該入力サンプリング時点の前
後における連続的な入力サンプルの重み付けされた和を
与える。この処理には、極く僅かな量の計算、即ち１回
の乗算と２回の加算が含まれるに過ぎない。これらの計
算は、入力サンプリング・レートで生じる。
【００１４】各出力サンプリング時点において、出力値
は、解析的に評価される。即ち、最後の出力サンプリン
グ時点以降に入力サンプリング時点が生じなかった場合
は、次のように評価される。 ｘs（ｋ）＝ｘ（ｎ） 他方、最後の出力サンプリング時点以降に入力サンプリ
ング時点が生じた場合には、次のように評価される。 ｘs（ｋ）＝（ｘ（ｎ）＋ｄ〔ｘ（ｎ＋１）−ｘ（ｎ）〕 但し、ｄは、遷移時点とその後の出力サンプリング時点
との間の経過時間を示す。これが非常に簡単な補間技法
であることは明らかである。但し、他の入力サンプリン
グ時点における入力信号の値、即ち一層長い時間インタ
ーバルにわたる積分を用いる一層複雑な技法も使用可能
であることは、当業者にとって明らかであろう。
は、解析的に評価される。即ち、最後の出力サンプリン
グ時点以降に入力サンプリング時点が生じなかった場合
は、次のように評価される。 ｘs（ｋ）＝ｘ（ｎ） 他方、最後の出力サンプリング時点以降に入力サンプリ
ング時点が生じた場合には、次のように評価される。 ｘs（ｋ）＝（ｘ（ｎ）＋ｄ〔ｘ（ｎ＋１）−ｘ（ｎ）〕 但し、ｄは、遷移時点とその後の出力サンプリング時点
との間の経過時間を示す。これが非常に簡単な補間技法
であることは明らかである。但し、他の入力サンプリン
グ時点における入力信号の値、即ち一層長い時間インタ
ーバルにわたる積分を用いる一層複雑な技法も使用可能
であることは、当業者にとって明らかであろう。
【００１５】タイミング情報は、次のようにして得られ
る。ｉ、Ｍ及びＮが整数であるものとする。もし、入力
サンプリング・レートがｉＮ（Ｈｚ）であり、出力サン
プリング・レートがｉＭ（Ｈｚ）であれば、ｉは入力サ
ンプリング・レート及び出力サンプリング・レートの最
大の共通因数であり、入力サンプリング・レートのクロ
ック・インターバルをＮ個の時間ユニットへ分割するこ
とができ、また出力サンプリング時点の相互間の時間を
このようなＭ個の時間ユニットに正確に設定することが
できる。本発明の実施例では、各出力サンプリング時点
において、一のカウンタのカウント値を一の増分量Ｍず
つ更新するようになっている。任意の所与の時点におい
て、このカウンタのカウント値をＮで除算した値は、最
新の入力サンプリング時点に対する出力サンプリング時
点の正確なタイミングを表す。このカウンタのカウント
値がＮを超える場合、そのカウント値からＮが減算され
るようになっており、かくて次の出力サンプリング時点
における出力値を計算するために、一の入力サンプリン
グ時点が発生したものと見なされる。図３の（ａ）は、
このプロセスを示す流れ図である。遷移時点と次の出力
サンプリング時点との間の経過時間ｄは、（１−（カウ
ント−Ｎ）／Ｍに等しい。Ｍ及びＮは整数であるから、
カウント動作は、精度が失われないように正確に行われ
る。
る。ｉ、Ｍ及びＮが整数であるものとする。もし、入力
サンプリング・レートがｉＮ（Ｈｚ）であり、出力サン
プリング・レートがｉＭ（Ｈｚ）であれば、ｉは入力サ
ンプリング・レート及び出力サンプリング・レートの最
大の共通因数であり、入力サンプリング・レートのクロ
ック・インターバルをＮ個の時間ユニットへ分割するこ
とができ、また出力サンプリング時点の相互間の時間を
このようなＭ個の時間ユニットに正確に設定することが
できる。本発明の実施例では、各出力サンプリング時点
において、一のカウンタのカウント値を一の増分量Ｍず
つ更新するようになっている。任意の所与の時点におい
て、このカウンタのカウント値をＮで除算した値は、最
新の入力サンプリング時点に対する出力サンプリング時
点の正確なタイミングを表す。このカウンタのカウント
値がＮを超える場合、そのカウント値からＮが減算され
るようになっており、かくて次の出力サンプリング時点
における出力値を計算するために、一の入力サンプリン
グ時点が発生したものと見なされる。図３の（ａ）は、
このプロセスを示す流れ図である。遷移時点と次の出力
サンプリング時点との間の経過時間ｄは、（１−（カウ
ント−Ｎ）／Ｍに等しい。Ｍ及びＮは整数であるから、
カウント動作は、精度が失われないように正確に行われ
る。
【００１６】例えば、入力サンプリング・レートが９．
６ＫＨｚであり、出力サンプリング・レートが４４．１
ＫＨｚであれば、Ｎ＝１４７であるとき、最少のＭ＝３
２であり、Ｍ及びＮの最大の共通因数を３００とするこ
とができる。出力サンプリング時点は、カウンタのカウ
ント値が０、３２、６４、９６、１２８であるときに生
じ、次の入力サンプリング時点の後は、カウンタのカウ
ント値が１３、４５、７７・・・であるときに生じる筈
である。このことは、図３（ｂ）に示されている。も
し、２つのクロックが時間的にドリフトすれば、Ｍ及び
／又はＮの値は、これらのクロックの同期を維持するよ
うに動的に調整することができる。
６ＫＨｚであり、出力サンプリング・レートが４４．１
ＫＨｚであれば、Ｎ＝１４７であるとき、最少のＭ＝３
２であり、Ｍ及びＮの最大の共通因数を３００とするこ
とができる。出力サンプリング時点は、カウンタのカウ
ント値が０、３２、６４、９６、１２８であるときに生
じ、次の入力サンプリング時点の後は、カウンタのカウ
ント値が１３、４５、７７・・・であるときに生じる筈
である。このことは、図３（ｂ）に示されている。も
し、２つのクロックが時間的にドリフトすれば、Ｍ及び
／又はＮの値は、これらのクロックの同期を維持するよ
うに動的に調整することができる。
【００１７】図４には、本発明の実施例に従った信号プ
ロセッサの概略的な構成が示されている。それぞれの入
力サンプルは、書き込みポインタ４を介して、循環式バ
ッファ２へクロック入力される。書き込みポインタ４の
位置は、各入力クロック・パルスが加わるたびに、増分
されるようになっている。これらのサンプルは、読み取
りポインタ８を介して、出力サンプル・ジェネレータ６
によって各出力サンプル時点において読み取られる。そ
れぞれの出力サンプルは、出力クロック１０によって制
御された出力サンプリング・レートで発生される。カウ
ンタ１２は、出力クロック１０の各パルスが加わるたび
に、増分量Ｍずつ増分される。出力サンプル・ジェネレ
ータ６は、カウンタ１２のカウント値を用いて、最後の
出力サンプリング時点以降に一の入力サンプリング時点
が発生したか否かを決定するとともに、その結果に応じ
て、出力サンプルを発生する。かかる入力サンプリング
時点が発生したことを出力サンプル・ジェネレータ６が
決定するたびに、読み取りポインタ８の位置が、出力サ
ンプル・ジェネレータ６によって増分される。循環式バ
ッファ２における書き込みポインタ４及び読み取りポイ
ンタ８の相対的な位置の間の発散又は収斂は、カウンタ
１２を増分させるために用いられるＭ及びＮの値を適切
に調整することによってトラッキングし且つ矯正するこ
とができる。
ロセッサの概略的な構成が示されている。それぞれの入
力サンプルは、書き込みポインタ４を介して、循環式バ
ッファ２へクロック入力される。書き込みポインタ４の
位置は、各入力クロック・パルスが加わるたびに、増分
されるようになっている。これらのサンプルは、読み取
りポインタ８を介して、出力サンプル・ジェネレータ６
によって各出力サンプル時点において読み取られる。そ
れぞれの出力サンプルは、出力クロック１０によって制
御された出力サンプリング・レートで発生される。カウ
ンタ１２は、出力クロック１０の各パルスが加わるたび
に、増分量Ｍずつ増分される。出力サンプル・ジェネレ
ータ６は、カウンタ１２のカウント値を用いて、最後の
出力サンプリング時点以降に一の入力サンプリング時点
が発生したか否かを決定するとともに、その結果に応じ
て、出力サンプルを発生する。かかる入力サンプリング
時点が発生したことを出力サンプル・ジェネレータ６が
決定するたびに、読み取りポインタ８の位置が、出力サ
ンプル・ジェネレータ６によって増分される。循環式バ
ッファ２における書き込みポインタ４及び読み取りポイ
ンタ８の相対的な位置の間の発散又は収斂は、カウンタ
１２を増分させるために用いられるＭ及びＮの値を適切
に調整することによってトラッキングし且つ矯正するこ
とができる。
【００１８】本発明の実施例に従った信号プロセッサ
は、汎用のワークステーションに関連して用いるのに適
した、専用のオーディオ・キャプチャ及び再生アダプタ
の形態を有する。このアダプタは、オーディオ信号を表
すデータを捕獲及び格納するか、又はかかるデータを記
憶装置から検索してこれを適当な再生装置へ提供するよ
うに、ワークステーション上で実行中の適当なプログラ
ムの制御下で動作する。しかし、本発明の信号プロセッ
サは、汎用のワークステーション上で実行可能なプログ
ラムとして実現することが可能であり、また専用のハー
ドウェア装置として、又はハードウェア及びソフトウェ
アの他の任意の組み合わせとしても実現できることに留
意されたい。
は、汎用のワークステーションに関連して用いるのに適
した、専用のオーディオ・キャプチャ及び再生アダプタ
の形態を有する。このアダプタは、オーディオ信号を表
すデータを捕獲及び格納するか、又はかかるデータを記
憶装置から検索してこれを適当な再生装置へ提供するよ
うに、ワークステーション上で実行中の適当なプログラ
ムの制御下で動作する。しかし、本発明の信号プロセッ
サは、汎用のワークステーション上で実行可能なプログ
ラムとして実現することが可能であり、また専用のハー
ドウェア装置として、又はハードウェア及びソフトウェ
アの他の任意の組み合わせとしても実現できることに留
意されたい。
【００１９】図５の周波数領域には、サンプリング・レ
ート変換プロセスが示されている。図５の（ａ）は、元
の周波数スペクトルと、ＺＯＨフィルタの包絡線と、階
段状関数 ｘz（ｔ）の周波数スペクトルを示している。
図５の（ｂ）は、Ｓ＆Ｈフィルタの包絡線と、階段状関
数 ｘz（ｔ）の周波数スペクトルを示している。図５の
（ｃ）は、その結果として得られる関数 ｘs（ｆ）と、
最後のディジタル・フィルタ段のフィルタ包絡線を示し
ている。
ート変換プロセスが示されている。図５の（ａ）は、元
の周波数スペクトルと、ＺＯＨフィルタの包絡線と、階
段状関数 ｘz（ｔ）の周波数スペクトルを示している。
図５の（ｂ）は、Ｓ＆Ｈフィルタの包絡線と、階段状関
数 ｘz（ｔ）の周波数スペクトルを示している。図５の
（ｃ）は、その結果として得られる関数 ｘs（ｆ）と、
最後のディジタル・フィルタ段のフィルタ包絡線を示し
ている。
【００２０】図５に示されている周波数分析は、Ｄ／Ａ
−Ａ／Ｄ変換部の総合的な応答特性が、ベース帯域内の
特に低周波数エンドにおけるかなりフラットな応答と、
ベース帯域外の広い帯域幅とによって特徴付けられるこ
とを示している。出力周波数の倍数周辺の総合的な周波
数応答が、非常に低い値を有していることに留意された
い。
−Ａ／Ｄ変換部の総合的な応答特性が、ベース帯域内の
特に低周波数エンドにおけるかなりフラットな応答と、
ベース帯域外の広い帯域幅とによって特徴付けられるこ
とを示している。出力周波数の倍数周辺の総合的な周波
数応答が、非常に低い値を有していることに留意された
い。
【００２１】もし、出力周波数が入力周波数の数倍程度
のものであれば、前述の技法は最良の動作を行う。他
方、この条件が満足されなければ、最終的な出力周波数
の整数倍（例えば、５〜１０倍）に相当する中間周波数
を選択し、前述の技法を用いてサンプリング・レートを
この中間周波数へ変換するとともに、簡単なディジタル
除算を用いてこのレートを所望のレートまで下げるよう
に変換することによって、最良の結果を得ることができ
る。このように、Ｓ＆Ｈ機能は、無視できる程度のエネ
ルギのみが対象となるベース帯域内にエイリアスを生ず
るに過ぎないことを保証する。
のものであれば、前述の技法は最良の動作を行う。他
方、この条件が満足されなければ、最終的な出力周波数
の整数倍（例えば、５〜１０倍）に相当する中間周波数
を選択し、前述の技法を用いてサンプリング・レートを
この中間周波数へ変換するとともに、簡単なディジタル
除算を用いてこのレートを所望のレートまで下げるよう
に変換することによって、最良の結果を得ることができ
る。このように、Ｓ＆Ｈ機能は、無視できる程度のエネ
ルギのみが対象となるベース帯域内にエイリアスを生ず
るに過ぎないことを保証する。
【００２２】図６には、エイリアシングされた周波数の
最大振幅が示されている。即ち、図６は、８ＫＨｚのサ
ンプルを４４．１ＫＨｚのＣＤレートへ変換する場合の
エイリアスの振幅を示している。中間のレート変換比が
４以上である限り、エイリアスの周波数振幅は、高々−
４０ｄＢに制限される。
最大振幅が示されている。即ち、図６は、８ＫＨｚのサ
ンプルを４４．１ＫＨｚのＣＤレートへ変換する場合の
エイリアスの振幅を示している。中間のレート変換比が
４以上である限り、エイリアスの周波数振幅は、高々−
４０ｄＢに制限される。
【００２３】
【発明の効果】本発明は、従来技術のディジタル及びア
ナログ補間技術の両方の利点を兼ね備えるとともに、こ
れらの補間技術の欠点を軽減するようにした、ハイブリ
ッド技術を提供する。本発明によれば、Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ
変換は、ディジタル処理を用いて解析的形式で実現され
る。従って、制限されない範囲の入力サンプリング・レ
ート及び出力サンプリング・レートをサポートするとい
う柔軟性が維持されるだけでなく、真のアナログ変換に
関連する歪みやノイズを回避することができる。更に、
物理的なＤ／Ａ−Ａ／Ｄ変換用の電子部品を提供するこ
とに関連するコスト及び複雑性が軽減される。
ナログ補間技術の両方の利点を兼ね備えるとともに、こ
れらの補間技術の欠点を軽減するようにした、ハイブリ
ッド技術を提供する。本発明によれば、Ｄ／Ａ−Ａ／Ｄ
変換は、ディジタル処理を用いて解析的形式で実現され
る。従って、制限されない範囲の入力サンプリング・レ
ート及び出力サンプリング・レートをサポートするとい
う柔軟性が維持されるだけでなく、真のアナログ変換に
関連する歪みやノイズを回避することができる。更に、
物理的なＤ／Ａ−Ａ／Ｄ変換用の電子部品を提供するこ
とに関連するコスト及び複雑性が軽減される。
【図１】時間領域におけるサンプリング・レート変換プ
ロセスを示す図である。
ロセスを示す図である。
【図２】サンプリング・レート変換プロセスのステップ
を概略的に示す図である。
を概略的に示す図である。
【図３】本発明の実施例で用いられるタイミング方法を
示す図である。
示す図である。
【図４】本発明に従った信号プロセッサの構成を概略的
に示す図である。
に示す図である。
【図５】周波数領域におけるサンプリング・レート変換
プロセス及び種々のフィルタ包絡線を示す図である。
プロセス及び種々のフィルタ包絡線を示す図である。
【図６】ベース帯域内のエイリアスの周波数の最大強度
対サンプリング・レート比を示す図である。
対サンプリング・レート比を示す図である。
２ 循環式バッファ ４ 書き込みポインタ ６ 出力サンプル・ジェネレータ ８ 読み取りポインタ １０ クロック １２ カウンタ
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｍ 1/00 Ｈ０３Ｍ 1/00 (56)参考文献 特開 平２−198072（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−35845（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−70626（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−10743（ＪＰ，Ａ) 特公 昭63−57993（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (3)
- 【請求項１】 それぞれの入力サンプリング時点でサン
プルされたアナログ信号を表す複数の入力値を有する入
力信号から、それぞれの出力サンプリング時点でサンプ
ルされたアナログ信号を表す出力信号へ、ディジタル式
にサンプルされたアナログ信号を変換するための信号プ
ロセッサであって、 各出力サンプリング時点ごとに一の出力サンプル値を発
生するための手段を備え、 最後の出力サンプリング時点以降に一の入力サンプリン
グ時点が発生しなかった場合は、前記出力サンプル値
が、最後の入力サンプリング時点における入力サンプル
値に等しく、他方、最後の出力サンプリング時点以降に
一の入力サンプリング時点が発生した場合は、前記出力
サンプル値が、連続的な入力サンプリング時点における
複数の入力値の一の補間値として計算されるようにした
ことを特徴とする、信号プロセッサ。 - 【請求項２】 各出力サンプリング時点において連続的
な出力サンプリング時点の間の時間インターバルを表す
一の増分量ずつ増分すべき一のカウント変数を記憶する
ための手段と、 各出力サンプリング時点において前記カウント変数が連
続的な入力サンプリング時点の間の時間インターバルを
表す一の値を超えるか否かを決定し、もし超えれば、前
記最後の出力サンプリング時点以降に一の入力サンプリ
ング時点が生じたことを決定するとともに、前記カウン
ト変数から前記値を減算するための手段とを備えたこと
を特徴とする、請求項１に記載の信号プロセッサ。 - 【請求項３】 それぞれの入力サンプリング時点でサン
プルされたアナログ信号を表す複数の入力値を有する入
力信号から、それぞれの出力サンプリング時点でサンプ
ルされたアナログ信号を表す出力信号へ、ディジタル式
にサンプルされたアナログ信号を変換するための方法で
あって、 各出力サンプリング時点ごとに一の出力サンプル値を発
生するためのステップを含み、 最後の出力サンプリング時点以降に一の入力サンプリン
グ時点が発生しなかった場合は、前記出力サンプル値
が、最後の入力サンプリング時点における入力サンプル
値に等しく、他方、最後の出力サンプリング時点以降に
一の入力サンプリング時点が発生した場合は、前記出力
サンプル値が、連続的な入力サンプリング時点における
複数の入力値の一の補間値として計算されるようにした
ことを特徴とする、アナログ信号を変換するための方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92300146A EP0550942B1 (en) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | Signal processor for sampling rate conversion |
| GB92300146/5 | 1992-01-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177842A JPH06177842A (ja) | 1994-06-24 |
| JP2625622B2 true JP2625622B2 (ja) | 1997-07-02 |
Family
ID=8211221
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4326749A Expired - Lifetime JP2625622B2 (ja) | 1992-01-08 | 1992-12-07 | 信号プロセッサ及びアナログ信号を変換するための方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5387910A (ja) |
| EP (1) | EP0550942B1 (ja) |
| JP (1) | JP2625622B2 (ja) |
| DE (1) | DE69213700D1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5587711A (en) * | 1994-09-30 | 1996-12-24 | Apple Computer, Inc. | Method and system for reconstructing quantized signals |
| DE19526332A1 (de) * | 1995-07-19 | 1997-01-23 | Sel Alcatel Ag | Einrichtung und Verfahren zum Übertragen von digitalisierten Signalen |
| US5606319A (en) * | 1995-08-07 | 1997-02-25 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for interpolation and noise shaping in a signal converter |
| US5931968A (en) | 1996-02-09 | 1999-08-03 | Overland Data, Inc. | Digital data recording channel |
| JP3453030B2 (ja) * | 1996-08-29 | 2003-10-06 | シャープ株式会社 | デジタルオーディオ装置 |
| US5880980A (en) * | 1996-09-30 | 1999-03-09 | Rockwell International Corporation | Distributed decimation sample rate conversion |
| US6313765B1 (en) | 1997-10-10 | 2001-11-06 | L-3 Communications Corporation | Method for sample rate conversion of digital data |
| US6597526B1 (en) | 1998-08-14 | 2003-07-22 | Overland Storage, Inc. | Magnetic tape drive apparatus including a variable rate encoder |
| US7342518B2 (en) * | 2004-01-20 | 2008-03-11 | Freescale Semiconductor, Inc. | Digital rate converter |
| KR100594267B1 (ko) * | 2004-03-29 | 2006-06-30 | 삼성전자주식회사 | 샘플링 레이트 변환 방법, 샘플링 레이트 변환 장치, 및그 장치를 포함하는 오디오 재생 시스템 |
| US7825844B2 (en) * | 2008-02-06 | 2010-11-02 | Qualcomm Incorporated | Adaptive high-order digital-to-analog conversion |
| US9819560B2 (en) * | 2014-12-24 | 2017-11-14 | Mediatek Inc. | Dynamic data distribution method in private network and associated electronic device |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4109110A (en) * | 1975-02-20 | 1978-08-22 | International Standard Electric Corporation | Digital-to-analog converter |
| US4313173A (en) * | 1980-06-10 | 1982-01-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Linear interpolator |
| US4460890A (en) * | 1982-01-21 | 1984-07-17 | Sony Corporation | Direct digital to digital sampling rate conversion, method and apparatus |
| JPS6035845A (ja) * | 1983-08-08 | 1985-02-23 | Nec Home Electronics Ltd | デイジタルアナログ変換方式 |
| GB8421378D0 (en) * | 1984-08-23 | 1984-09-26 | British Broadcasting Corp | Variable speed replay |
| JPS6357993A (ja) * | 1986-08-28 | 1988-03-12 | 三菱重工業株式会社 | 伸縮継手 |
| JPH0748693B2 (ja) * | 1986-09-12 | 1995-05-24 | 富士通株式会社 | 周波数シフタ− |
| JPS6410743A (en) * | 1987-07-02 | 1989-01-13 | Victor Company Of Japan | Digital signal transmission system |
| JPH02198072A (ja) * | 1989-01-27 | 1990-08-06 | Hitachi Ltd | デイジタル補間方式 |
-
1992
- 1992-01-08 DE DE69213700T patent/DE69213700D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-01-08 EP EP92300146A patent/EP0550942B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-12-07 JP JP4326749A patent/JP2625622B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-01-07 US US08/001,481 patent/US5387910A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0550942A1 (en) | 1993-07-14 |
| DE69213700D1 (de) | 1996-10-17 |
| US5387910A (en) | 1995-02-07 |
| JPH06177842A (ja) | 1994-06-24 |
| EP0550942B1 (en) | 1996-09-11 |
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