JPH06165383A - 高調波補償装置 - Google Patents
高調波補償装置Info
- Publication number
- JPH06165383A JPH06165383A JP4307434A JP30743492A JPH06165383A JP H06165383 A JPH06165383 A JP H06165383A JP 4307434 A JP4307434 A JP 4307434A JP 30743492 A JP30743492 A JP 30743492A JP H06165383 A JPH06165383 A JP H06165383A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- harmonic
- current
- output
- delay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 高調波検出回路を備えた高調波補償装置にお
いて、電流検出、ＰＷＭ制御サンプリング制御等による
時間遅れの影響を除去し、高調波補償装置の補償率の向
上を目的とする。 【構成】 障害電流と逆位相となるように出力電流を制
御することにより障害電流を相殺する高調波補償装置に
おいて、障害電流の検出遅れや、出力電流指令値を演算
するデジタル演算によるサイプリング遅れを補正するた
め、前記高調波補償装置を構成する高調波検出回路内に
予測回路と、該制限回路による出力波形のオ―バ―シュ
―トを抑える制限回路とを具備したことを特徴とする高
調波補償装置。
いて、電流検出、ＰＷＭ制御サンプリング制御等による
時間遅れの影響を除去し、高調波補償装置の補償率の向
上を目的とする。 【構成】 障害電流と逆位相となるように出力電流を制
御することにより障害電流を相殺する高調波補償装置に
おいて、障害電流の検出遅れや、出力電流指令値を演算
するデジタル演算によるサイプリング遅れを補正するた
め、前記高調波補償装置を構成する高調波検出回路内に
予測回路と、該制限回路による出力波形のオ―バ―シュ
―トを抑える制限回路とを具備したことを特徴とする高
調波補償装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高調波補償装置に係
り、特に障害電流の検出遅れや、出力電流指令値を演算
するデジタル演算によるサンプリング遅れを補正するこ
とによって、高次の高調波における補償率の向上を図っ
た高調波補償装置に関する。
り、特に障害電流の検出遅れや、出力電流指令値を演算
するデジタル演算によるサンプリング遅れを補正するこ
とによって、高次の高調波における補償率の向上を図っ
た高調波補償装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５に高調波補償装置１０の全体構成を
示す。変流器ＣＴ１は障害電流発生負荷１１に流れる負
荷電流を検出する。変圧器ＰＴ１は、系統電圧を検出す
る。高調波検出回路１は検出した前記負荷電流と、変圧
器ＰＴ１が検出した系統位相により、基本波成分を取除
き、高調波成分のみを電流指令とし出力する。電流制御
回路１２は前記高調波検出回路１にて出力した電流指令
に基づき、出力電流変流器ＣＴ２にて検出した補償電流
である出力電流と比較してフィードバック制御を行う。
パルス幅制御回路１３は、電流制御回路１２の指令によ
り、インバータ回路１４のゲート信号を決定する。イン
バータ回路１４は、パワートランジスタやＩＧＢＴ等の
半導体素子から成り、パルス幅制御回路１３のゲート信
号により運転し、補償電流を出力する。
示す。変流器ＣＴ１は障害電流発生負荷１１に流れる負
荷電流を検出する。変圧器ＰＴ１は、系統電圧を検出す
る。高調波検出回路１は検出した前記負荷電流と、変圧
器ＰＴ１が検出した系統位相により、基本波成分を取除
き、高調波成分のみを電流指令とし出力する。電流制御
回路１２は前記高調波検出回路１にて出力した電流指令
に基づき、出力電流変流器ＣＴ２にて検出した補償電流
である出力電流と比較してフィードバック制御を行う。
パルス幅制御回路１３は、電流制御回路１２の指令によ
り、インバータ回路１４のゲート信号を決定する。イン
バータ回路１４は、パワートランジスタやＩＧＢＴ等の
半導体素子から成り、パルス幅制御回路１３のゲート信
号により運転し、補償電流を出力する。
【０００３】次に、負荷電流より基本波成分を取除き電
流指令を出力する高調波検出回路１の詳細を図６に示
す。図６において、高調波検出回路１の電流指令値の演
算は、マイクロプロセッサもしくはデジタルシグナルプ
ロセッサのソフトウェアによってデジタル演算する。
流指令を出力する高調波検出回路１の詳細を図６に示
す。図６において、高調波検出回路１の電流指令値の演
算は、マイクロプロセッサもしくはデジタルシグナルプ
ロセッサのソフトウェアによってデジタル演算する。
【０００４】図６において、Ａ／Ｄ変換２より負荷電流
のＵ相、Ｖ相、Ｗ相を検出し、座標変換３によって、３
相２相変換及び、系統位相を基準とした、静止／回転座
標変換を行い、交流量を有効分の軸（Ｐ軸）と無効分の
軸（Ｑ軸）の直流量で表す。この値をハイパスフィルタ
（ＨＰＦ）４を通すことにより、負荷電流の内の基本波
成分を除き、電流指令値を生成する。以後、座標変換５
によって、２相３相変換及び系統位相を基準とした回転
／静止座標変換により、直流量を３相の交流量に再変換
し、Ｄ／Ａ変換器８によって電流指令を出力する。この
ように構成することにより、負荷電流より基本波を取除
いた高調波電流を取出すことができる。
のＵ相、Ｖ相、Ｗ相を検出し、座標変換３によって、３
相２相変換及び、系統位相を基準とした、静止／回転座
標変換を行い、交流量を有効分の軸（Ｐ軸）と無効分の
軸（Ｑ軸）の直流量で表す。この値をハイパスフィルタ
（ＨＰＦ）４を通すことにより、負荷電流の内の基本波
成分を除き、電流指令値を生成する。以後、座標変換５
によって、２相３相変換及び系統位相を基準とした回転
／静止座標変換により、直流量を３相の交流量に再変換
し、Ｄ／Ａ変換器８によって電流指令を出力する。この
ように構成することにより、負荷電流より基本波を取除
いた高調波電流を取出すことができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
ように構成された高調波補償装置では、電流検出、ＰＷ
Ｍ制御及びサンプリング制御等による時間遅れが生じ
る。この時間遅れは、１１次、１３次の高調波電流の補
正を行うには、無視できない位相遅れの値に相当し、高
調波電流の補償率の低下につながるだけでなく高調波補
償装置自身が不要な高調波を出力する可能性がある。
ように構成された高調波補償装置では、電流検出、ＰＷ
Ｍ制御及びサンプリング制御等による時間遅れが生じ
る。この時間遅れは、１１次、１３次の高調波電流の補
正を行うには、無視できない位相遅れの値に相当し、高
調波電流の補償率の低下につながるだけでなく高調波補
償装置自身が不要な高調波を出力する可能性がある。
【０００６】従って、本発明は、前述の点に鑑みなされ
たものであって、高調波補償装置がより一層、高次の高
調波を補償するために、位相遅れを補正する予測回路
と、予測回路によってオーバーシュート電流指令を整形
する制限回路とを具備し、高調波電流の補償率を向上で
きる高調波補償装置を提供することを目的とする。
たものであって、高調波補償装置がより一層、高次の高
調波を補償するために、位相遅れを補正する予測回路
と、予測回路によってオーバーシュート電流指令を整形
する制限回路とを具備し、高調波電流の補償率を向上で
きる高調波補償装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成すために、障害電流の検出遅れや、出力電流指令値を
演算するデジタル演算によるサイプリング遅れを補正す
るために予測回路と、予測回路による出力波形のオーバ
ーシュートを抑える制限回路を具備したものである。
成すために、障害電流の検出遅れや、出力電流指令値を
演算するデジタル演算によるサイプリング遅れを補正す
るために予測回路と、予測回路による出力波形のオーバ
ーシュートを抑える制限回路を具備したものである。
【０００８】
【作用】前記のように構成することによ、予測回路によ
って位相遅れを補正し、又、予測回路によって生じる電
流指令のオーバーシュートを制限回路によって整形する
ことで、高調波電流の補償率を向上させ、且つ、高次高
調波検出時の出力波形のオーバーシュトによる振動を防
止することができる。
って位相遅れを補正し、又、予測回路によって生じる電
流指令のオーバーシュートを制限回路によって整形する
ことで、高調波電流の補償率を向上させ、且つ、高次高
調波検出時の出力波形のオーバーシュトによる振動を防
止することができる。
【０００９】
【実施例】以下本発明の一実施例を図１のブロック図を
参照して説明する。図１において、図６と同一機能のも
のには同一符号を付し、その説明は省略しここでは異な
る点についてのみ説明する。
参照して説明する。図１において、図６と同一機能のも
のには同一符号を付し、その説明は省略しここでは異な
る点についてのみ説明する。
【００１０】即ち、図１において、高周波検出回路１内
に予測回路６及び制限回路７を追加する。予測回路６
は、電流指令を検出した座標変換回路５の後段に設け、
更にその後段に制限回路７を設ける。
に予測回路６及び制限回路７を追加する。予測回路６
は、電流指令を検出した座標変換回路５の後段に設け、
更にその後段に制限回路７を設ける。
【００１１】図２に予測回路６の具体的一例を示す。予
測回路６は、座標変換回路５の出力前回値Ｅc(n-1)を保
存する前回出力保存回路６１と、前回値Ｅc(n-1)と、今
回値Ｅc1(n) の差分に進み時間に相当するゲインＫT を
乗ずる補正回路６３と、今回値Ｅc1(n) に補正回路６３
の出力である補正量ＫT ・（Ｅc1(n) −Ｅc(n-1)）を加
算する加算器６２とから構成されている。
測回路６は、座標変換回路５の出力前回値Ｅc(n-1)を保
存する前回出力保存回路６１と、前回値Ｅc(n-1)と、今
回値Ｅc1(n) の差分に進み時間に相当するゲインＫT を
乗ずる補正回路６３と、今回値Ｅc1(n) に補正回路６３
の出力である補正量ＫT ・（Ｅc1(n) −Ｅc(n-1)）を加
算する加算器６２とから構成されている。
【００１２】図３に制限回路７の具体的一例を示す。制
限回路７は、１次遅れフィルタで構成する。入力値Ｅc2
(n) にゲインＫd を乗ずるＤゲイン回路７１と、出力前
回値Ｅc3(n) を保存する前回出力保存回路７３と、前記
前回出力保存回路７３にゲインＫh を乗ずるＨゲイン回
路７２と、Ｈゲイン回路７２とＤゲイン回路７１を加算
し、制限回路出力値を生成する加算回路７４とからな
る。又、Ｄゲイン回路７１内のゲインＫd と、Ｈゲイン
回路７２内のゲインＫh は、以下の式により求める。 ゲインＫd ＝（２・π・ｆc)／ｆs ゲインＫh ＝（１−ｄ） ｆc ：ロ―パスフィルタカットオフ周波数（ＨZ) ｆs ：サンプリング周波数（ｓ） 次に、前述構成から成る本発明の動作を図４を用いて説
明する。
限回路７は、１次遅れフィルタで構成する。入力値Ｅc2
(n) にゲインＫd を乗ずるＤゲイン回路７１と、出力前
回値Ｅc3(n) を保存する前回出力保存回路７３と、前記
前回出力保存回路７３にゲインＫh を乗ずるＨゲイン回
路７２と、Ｈゲイン回路７２とＤゲイン回路７１を加算
し、制限回路出力値を生成する加算回路７４とからな
る。又、Ｄゲイン回路７１内のゲインＫd と、Ｈゲイン
回路７２内のゲインＫh は、以下の式により求める。 ゲインＫd ＝（２・π・ｆc)／ｆs ゲインＫh ＝（１−ｄ） ｆc ：ロ―パスフィルタカットオフ周波数（ＨZ) ｆs ：サンプリング周波数（ｓ） 次に、前述構成から成る本発明の動作を図４を用いて説
明する。
【００１３】図４において点線は、基本波を除いた負荷
電流波形ｉLOADである。つまり、本来補償すべき高調波
電流である。又、従来の高調波検出回路出力信号Ｅc1を
図４（ａ）に、予測回路出力後の予測回路出力信号Ｅc2
を図４（ｂ）に、制限回路出力後の制限回路出力信号Ｅ
c3を図４（ｃ）に示す。サンプリング制御の為、それぞ
れの波形は、階段状となる。
電流波形ｉLOADである。つまり、本来補償すべき高調波
電流である。又、従来の高調波検出回路出力信号Ｅc1を
図４（ａ）に、予測回路出力後の予測回路出力信号Ｅc2
を図４（ｂ）に、制限回路出力後の制限回路出力信号Ｅ
c3を図４（ｃ）に示す。サンプリング制御の為、それぞ
れの波形は、階段状となる。
【００１４】即ち、検出した障害電流が図４の基本波を
除いた負荷電流波形ｉLOADの如き波形であるとすると、
図４（ａ）において、従来の高調波検出回路出力信号Ｅ
c1はデジタル演算のサンプリング遅れによって、１サン
プリング遅れのデ―タを出力する。このままでは、この
サンプリング遅れのため、高次の高調波に対しての補償
率が下る。よって、図１に示す如く、予測回路６をいれ
る。予測回路６では、Ｅc2(n) ＝Ｅc1(n) ＋ＫT ・（Ｅ
c1(n) −Ｅc2(n-1))のデジタル微分演算を行い、位相遅
れを補正し出力する。予測回路６では、微分演算を行っ
ているため、入力信号が急変する部分では、図４（ｂ）
予測回路出力信号Ｅc2の出力は、オ―バ―シュ―トが生
じる。制御信号にオ―バ―シュ―トが生じると、高調波
補償装置の出力電流指令も振動的になり、安定した特性
を得られない。そこで、図１の制限回路７に一次遅れ回
路を設けて、予測回路６の出力変化量を抑え込み、オ―
バ―シュ―トした電流指令を滑らかに整形する。制限回
路７では、 Ｅc3＝Ｋd ・Ｅc2(n) ＋Ｋh ・Ｅｃ3(n-1) の演算を行い、位相遅れを大きくしない範囲で電流指令
の振動を防止する。図４（ｃ）に制限回路出力信号Ｅc
3、本発明の高調波検出回路出力信号を示す。
除いた負荷電流波形ｉLOADの如き波形であるとすると、
図４（ａ）において、従来の高調波検出回路出力信号Ｅ
c1はデジタル演算のサンプリング遅れによって、１サン
プリング遅れのデ―タを出力する。このままでは、この
サンプリング遅れのため、高次の高調波に対しての補償
率が下る。よって、図１に示す如く、予測回路６をいれ
る。予測回路６では、Ｅc2(n) ＝Ｅc1(n) ＋ＫT ・（Ｅ
c1(n) −Ｅc2(n-1))のデジタル微分演算を行い、位相遅
れを補正し出力する。予測回路６では、微分演算を行っ
ているため、入力信号が急変する部分では、図４（ｂ）
予測回路出力信号Ｅc2の出力は、オ―バ―シュ―トが生
じる。制御信号にオ―バ―シュ―トが生じると、高調波
補償装置の出力電流指令も振動的になり、安定した特性
を得られない。そこで、図１の制限回路７に一次遅れ回
路を設けて、予測回路６の出力変化量を抑え込み、オ―
バ―シュ―トした電流指令を滑らかに整形する。制限回
路７では、 Ｅc3＝Ｋd ・Ｅc2(n) ＋Ｋh ・Ｅｃ3(n-1) の演算を行い、位相遅れを大きくしない範囲で電流指令
の振動を防止する。図４（ｃ）に制限回路出力信号Ｅc
3、本発明の高調波検出回路出力信号を示す。
【００１５】前述説明のように本実施例では、微分回路
からなる予測回路６及び一次遅れフィルタからなる制限
回路７を設けることにより、位相遅れを補正し、高調波
補償装置の補償率を改善し、高次高調波検出時の電流指
令の振動を防止することができる。
からなる予測回路６及び一次遅れフィルタからなる制限
回路７を設けることにより、位相遅れを補正し、高調波
補償装置の補償率を改善し、高次高調波検出時の電流指
令の振動を防止することができる。
【００１６】本発明は、系統電圧に同期して運転し、化
学または太陽エネルギ等の電池電源を用いた発電及び貯
蔵用等の系統連系用ＰＷＭインバ―タなど、高調波補償
装置以外のデジタル演算を用いている他のＰＷＭ制御回
路にも適用できるものである。又、予測回路を１サンプ
リング前だけでなく、２サンプリング以前の値を用いた
多項式にしても同様である。
学または太陽エネルギ等の電池電源を用いた発電及び貯
蔵用等の系統連系用ＰＷＭインバ―タなど、高調波補償
装置以外のデジタル演算を用いている他のＰＷＭ制御回
路にも適用できるものである。又、予測回路を１サンプ
リング前だけでなく、２サンプリング以前の値を用いた
多項式にしても同様である。
【００１７】制限回路に用いた１次遅れ回路の部分を、
予測回路の出力の変化量がある一定以上にならないよう
に制限を加える変化量制限回路に置き換えても同様な効
果が期待できる。
予測回路の出力の変化量がある一定以上にならないよう
に制限を加える変化量制限回路に置き換えても同様な効
果が期待できる。
【００１８】
【発明の効果】以上説明のように、本発明によれば、予
測回路及び制限回路を設けることにより、位相遅れを補
正し、高調波補償装置の補償率を改善し、高次高調波検
出時の電流指令の振動を防止できる高調波補償装置を提
供することができる。
測回路及び制限回路を設けることにより、位相遅れを補
正し、高調波補償装置の補償率を改善し、高次高調波検
出時の電流指令の振動を防止できる高調波補償装置を提
供することができる。
【図１】本発明の高調波補償装置に設けられる高調波検
出回路のブロック図。
出回路のブロック図。
【図２】［図１］の高調波検出回路内の予測回路の具体
的一例を示すブロック図。
的一例を示すブロック図。
【図３】［図１］の高調波検出回路内の制限回路の具体
的一例を示すブロック図。
的一例を示すブロック図。
【図４】［図１］の高調波検出回路を構成する各ブロッ
クの出力波形図。
クの出力波形図。
【図５】本発明が適用される高調波補償装置の全体構成
図。
図。
【図６】高調波補償装置に設けられる高調波検出回路の
従来のブロック図。
従来のブロック図。
１…高調波検出回路、２…Ａ／Ｄ変換器、３…座標変換
（３相２相変換／静止回転変換）、４…ハイパスフィル
タ（ＨＰＦ）、５…座標変換（静止回転変換／３相２相
変換）、６…予測回路、７…制限回路、８…Ｄ／Ａ変換
器
（３相２相変換／静止回転変換）、４…ハイパスフィル
タ（ＨＰＦ）、５…座標変換（静止回転変換／３相２相
変換）、６…予測回路、７…制限回路、８…Ｄ／Ａ変換
器
Claims (1)
- 【請求項１】 障害電流と逆位相になるように出力電
流を制御することにより障害電流を相殺する高調波補償
装置において、障害電流の検出遅れや、出力電流指令値
を演算するデジタル演算によるサンプリング遅れを補正
するための予測回路と、該予測回路による出力波形のオ
―バ―シュ―トを抑える制限回路とを具備したことを特
徴とする高調波補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4307434A JPH06165383A (ja) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | 高調波補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4307434A JPH06165383A (ja) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | 高調波補償装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06165383A true JPH06165383A (ja) | 1994-06-10 |
Family
ID=17969029
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4307434A Pending JPH06165383A (ja) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | 高調波補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06165383A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100347920C (zh) * | 2005-10-21 | 2007-11-07 | 武汉大学 | 基于全模拟器件的电力系统谐波抑制装置 |
-
1992
- 1992-11-18 JP JP4307434A patent/JPH06165383A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100347920C (zh) * | 2005-10-21 | 2007-11-07 | 武汉大学 | 基于全模拟器件的电力系统谐波抑制装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR930001047B1 (ko) | Pwm 컨버터 장치의 제어방법 | |
| WO2009128312A1 (ja) | コンバータの制御方法 | |
| JP6544170B2 (ja) | ３レベルインバータの制御装置 | |
| JP4599694B2 (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータのデッドタイム補償方法 | |
| JP2933640B2 (ja) | 交流電力変換器制御装置 | |
| Zeng et al. | A fractional phase compensation scheme of PRMRC for LCL inverter connected to weak grid | |
| JPH06165383A (ja) | 高調波補償装置 | |
| JPH10201242A (ja) | 電流形変換器 | |
| JP2004120820A (ja) | 電力変換装置 | |
| CN114597939A (zh) | 一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统 | |
| JP5428744B2 (ja) | 電力変換装置の制御方法 | |
| JP5768957B2 (ja) | ３相ｖ結線式インバータの制御装置 | |
| JPH0744841B2 (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
| JPH11164481A (ja) | アクティブフィルタの制御方法 | |
| JP3392939B2 (ja) | 電力変換装置の電圧制御装置 | |
| JPH10201099A (ja) | アクティブフィルタ | |
| JP2002159185A (ja) | 電流制御方法 | |
| JPH11122931A (ja) | コンバータの制御方法 | |
| JP2658620B2 (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
| TWI657634B (zh) | 電力變換裝置及電力變換方法 | |
| JP2024037273A (ja) | 静止形電力変換器及び制御方法 | |
| JP2875587B2 (ja) | パルス幅変調インバータ及び無停電電源装置 | |
| JP2000060137A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2906923B2 (ja) | 電圧変動抑制装置 | |
| JP3198212B2 (ja) | ハイブリッド調相装置とその制御装置 |