JPH06104702A - 波形変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 入力矩形波信号を台形波信号に変換する波形
変換回路において出力台形波信号の波形を対称とする。 【構成】 コンデンサ１２への充放電電流を切り替える
ことによって入力矩形波信を台形波信号に変換するた
め、上記所定周波数に比例した電流を流す第１の電源回
路１０と、この第１の電源回路１０の電流によって駆動
し、上記コンデンサ１２への充電電流を流すカレントミ
ラー電流源回路１１と、上記コンデンサ１２への充放電
電流を基準電圧（ＶＨ，ＶＬ）および当該出力、上記矩
形波信号によって切り替え、上記充放電電流によって台
形波信号を出力するバートンアンプ回路１３と、上記所
定周波数に比例した２倍の電流によって上記バートンア
ンプ回路１３を駆動する第２の電源回路１４と、上記第
１の電源回路とカレントミラー電流源回路の間で、上記
コンデンサの充電電流と放電電流とを等しくするための
所定電流を流す電流源回路２６とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はＦＭ変調器等に用いら
れ、矩形波信号（ＦＭ波信号）を台形波信号に変換する
波形変換回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、低搬送波ＦＭ方式のＶＴＲ装置に
おいては、モアレの発生を減少させるために、第３次高
調波を抑圧することができるＦＭ変調器を使用すること
が多い。この３次高調波を抑圧する方法としては、通常
の矩形波のＦＭ波を３次高調波成分がゼロである台形に
変換する方法がある。そこで、図３に示すように、この
ＦＭ変調器にはＦＭ変調器本体１の他に、このＦＭ変調
器本体１から出力される２つの矩形波に基づいて台形波
を生成する台形波発生回路（波形変換回路）２が設けら
れ、被変調信号が入力されているとき、ＦＭ変調器本体
１によって上記被変調信号の値に応じた周波数の矩形波
を生成するとともに、台形波発生回路２によって上記矩
形波を台形波に変換してこの変換動作によって得られた
台形波を上記被変調信号に対するＦＭ信号として出力す
る。

【０００３】図４を参照して上記台形波発生回路２の波
形変換回路を説明すると、この台形波発生回路２は、第
１電流源回路１０と、カレントミラー電流源回路１１
と、コンデンサ１２と、バートンアンプ回路１３とを備
えており、上記ＦＭ変調器本体１から出力される矩形波
信号を入力端子ＩＮ１に入力し、その逆位相の矩形波信
号を入力端子ＩＮ２に入力し、また入力ＦＭ波の周波数
に比例した電圧を端子ＮＢ２に印加し、入力矩形波信号
に基づいて台形波信号を生成しこれを上記被変調信号に
対するＦＭ信号として出力する。また、バートンアンプ
回路１３は第２電流源回路１４と、第３電流源回路１５
と、第４の電流源回路１６と、２つの基準電圧源（電圧
ＶＨ，ＶＬ）１７，１８と、第１乃至第３の差動増幅回
路１９，２０，２１と、出力回路（ダーリントン回路）
を構成するトランジスタ２２，２３とを備えている。そ
して、上記ＦＭ変調器本体１の出力およびカレントミラ
ー電流源回路１１の出力、上記コンデンサ１２の出力に
基づいて台形波信号を生成してこれを上記被変調信号に
対するＦＭ信号として出力端子ＯＵＴから出力する。

【０００４】なお、第１電流源回路１０は一端がＶｅｅ
ライン２４に接続される抵抗１０ａ（抵抗値は“Ｒ”）
と、エミッタが抵抗１０ａの他端に接続され、ベースが
端子ＮＢ２に接続されるトランジスタ１０ｂとを備え、
第２電流源回路１４は一端がＶｅｅライン２４に接続さ
れる抵抗１４ａ（抵抗値は“Ｒ”）と、エミッタが抵抗
１４ａの他端に接続され、ベースが端子ＮＢ２に接続さ
れるトランジスタ１４ｂと、一端がＶｅｅライン２４に
接続される抵抗１４ｃ（抵抗値は“Ｒ”）と、エミッタ
が抵抗１４ｃの他端に接続され、ベースが端子ＮＢ２に
接続され、コレクタがトランジスタ１４ｂのコレクタに
接続されるトランジスタ１４ｄとを備えている。また、
カレントミラー電流源回路１１は一端がＶｃｃライン２
５に接続される３つの抵抗１１ａ，１１ｂ，１１ｃと、
エミッタが抵抗１１ａの他端に接続され、コレクタが上
記第１電流源回路１０を構成するトランジスタ１０ｂの
コレクタに接続されるトランジスタ１１ｄと、エミッタ
が抵抗１１ｂの他端およびトランジスタ１１ｄのベース
に接続され、コレクタが上記Ｖｅｅライン２４に接続さ
れるトランジスタ１１ｅと、エミッタが抵抗１１ｃの他
端に接続され、ベースがトランジスタ１１ｄのベースに
接続されるトランジスタ１１ｆとを備えている。

【０００５】次に、上記台形波形発生回路２の動作を図
５のタイムチャート図を参照して説明する。まず、上記
ＮＢ２端子にはＦＭ変調器本体１からのＦＭ波の周波数
に比例した電圧が印加されるものとする。すると、第１
および第２の電源回路１０，１４を構成する各トランジ
スタ１０ｂ，１４ｂ，１４ｄにはＦＭ波に比例した値の
コレクタ電流Ｉ１がそれぞれ流れ、かつ同トランジタス
タ１０ｂのコレクタ電流Ｉ１によってカレントミラー電
流源回路１１が駆動され、トランジスタ１１ｆのコレク
タからトランジスタ１０ｂのコレクタ電流と同じ値のコ
レクタ電流Ｉ１が出力され、これによって上記コンデン
サ１２およびバートンアンプ回路１３が駆動される。

【０００６】また、図５（ａ）および（ｂ）に示す矩形
波信号がそれぞれ第１および第２の入力端子ＮＢ１，Ｎ
Ｂ２に入力され、時刻ｔ０以前にあっては第３の差動増
幅回路２１を構成するトランジスタ２１ａのベース電圧
がトランジスタ２１ｂのベース電圧よりも低いことか
ら、同トランジスタ２１ａがオフ状態で、同トランジス
タ２１ｂがオン状態にあり、そして図４の矢印に示すＡ
点の電位（出力に相当する）が“ＶＬ”になっているも
のとする。

【０００７】すると、図５（ｃ）に示す時刻ｔ０にあっ
て、上記トランジスタ２１ａのベース電圧がトランジス
タ２１ｂのベース電圧よりも高くなることから、同トラ
ンジスタ２１ａがオン状態で、同トランジスタ２１ｂが
オフ状態になる。このとき、図４のＡ点の電位が“Ｖ
Ｌ”であることから、第１の差動増幅回路１９を構成す
るトランジスタ１９ｂのベース電圧は“ＶＬ”であり、
一方トランジスタ１９ａのベース電圧は“ＶＨ”とな
る。この場合、ＶＨ＞ＶＬに設定されているため、上記
トランジスタ１９ａがオンし、トタンジスタ１９ｂがオ
フ状態になる。上記トランジスタ１９ｂがオフ状態にさ
れることにより、上記カレントミラー電流源回路１１の
トランジスタ１１ｆのコレクタ電流Ｉ１がコンデンサ１
２に流れ込み、同コンデンサ１２が充電される。このコ
ンデンサ１２の充電によって出力回路のトランジスタ２
２のベース電位が上昇し、しかもこのベース電位の上昇
の割合は上記コレクタ電流Ｉ１に比例し、換言すれば入
力ＦＭ波の周波数に比例することになる。また、図４の
Ａ点の電位は、トランジスタ２２のベース電位よりも同
トランジスタ２２のベース、エミッタ間電圧Ｖｂｃだけ
低く、そのベース電位の上昇にともなって上昇する。こ
れにより、当該台形波形発生回路２の出力端子ＯＵＴか
らの出力信号は図５（ｃ）に示すようにその電圧レベル
が入力ＦＭ波形の周波数に比例して上昇することにな
る。

【０００８】続いて、時刻ｔ１において図５のＡ点、つ
まり上記トランジスタ１９ｂのべース電位が上昇して基
準電圧源１７の電圧ＶＨと等しくなると（トランジスタ
１９ａ，１９ｂのベース電位が等しくＶＨなると）、同
各トランジスタ１９ａ，１９ｂがともにオン状態にな
る。このとき、上記オン状態であるトランジスタ２１ａ
には“２Ｉ１”の電流が流れるため、上記各トランジス
タ１９ａ，１９ｂに流れる電流はそれぞれ“Ｉ１”の電
流が流れる。また、上記トランジスタ１１ｆのコレクタ
電流Ｉ１がそのトランジスタ１９ｂに全て流れ込むた
め、コンデンサ１２の充電が止まり、図４のＡ点の電位
の上昇も止まり、かつ同Ａ点の電位が“ＶＨ”に固定さ
れる。これにより、上記出力端子ＯＵＴからの出力信号
は図５（ｃ）に示すようにその電圧レベルが一定値ＶＨ
になる。

【０００９】続いて、時刻ｔ２において、上記トランジ
スタ２１ａベース電位がトランジスタ２１ｂのベース電
位よりも低くなるため、同トランジスタ２１ａがオフ状
態に、同トランジスタ２１ｂがオンがオン状態になる。
このとき、トランジスタ２１ｂに流れるコレクタ電流が
“２Ｉ１”であることから、上記トランジスタ２０ｂに
流れるコレクタ電流も“２Ｉ１”になり、同トランジス
タ２０ｂには上記トランジスタ１１ｆおよびコンデンサ
１２による電流がそれぞれＩ１づつ流れる込むことにな
る。すると、コンデンサ１２は正に充電され、この充電
によりトランジスタ２２のベース電位が低下される。こ
のベース電位の低下にともなって図４のＡ点の電位が下
降し、しかもこの下降の割合が上記上昇時と同様にコレ
クタ電流に比例し、これにより上記出力端子ＯＵＴから
の出力信号は図５（ｃ）に示すようにその電圧レベルが
入力ＦＭ波形の周波数に比例して下降することになる。

【００１０】続いて、時刻ｔ３にあって上記図４のＡ点
の電位が下降して基準電圧源１８の電圧ＶＬになると、
上記トランジスタ２０ｂのベース電位とトランジスタ２
０ａのベース電位が等しくなるため、同各トランジスタ
２０ａ，２０ｂはともにオン状態になる。このとき、上
記トランジスタ２１ｂが入力端子ＩＮ２の入力矩形波信
号（図５（ｂ）に示す）によってオン状態であり、かつ
同トランジジスタ２１ｂのコレクタ電流が“２Ｉ１”で
あるため、各トランジスタ２０ａ，２０ｂのコレクタ電
流はともに“Ｉ１”となる。したがって、トランジスタ
２０ｂには上記トランジスタ１１ｆのコレクタ電流Ｉ１
がそのまま流れ込むことになり、上記コンデンサ１２の
充電が止まり、これにより図４のＡ点の電位の下降が止
まり、同Ａ点の電位は“ＶＬ”に固定される。すなわ
ち、上記出力端子ＯＵＴからの出力信号は図５（ｃ）に
示すようにその電圧レベルが基準電圧源１８の電圧ＶＬ
に固定されることになる。この状態は上記時刻ｔ０以前
の状態と同じであり、したがって以下の時刻ｔ３，ｔ４
にあっても上記同様の動作が繰り返され、当該ＦＭ変調
器本体１からの入力が反転するたびに、上記動作が繰り
返されるため、上記出力端子ＯＵＴからは図５（ｃ）に
示す台形波信号が出力される。

【００１１】このように、入力ＦＭ波の周波数に比例し
た電流Ｉ１を上記コンデンサ１２に充放電することよっ
て、入力矩形波信号を台形波信号に変換することがで
き、また基準電圧源１７，１８の電圧ＶＨ，ＶＬによっ
て所望の台形波形信号を得ることができる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た台形波形発生回路２の波形変換回路においては、上記
コンデンサ１２の充電電流が“Ｉ１”よりも少なく、つ
まり図４のＡ点の電位下降の割合が小さく、上記出力端
子ＯＵＴからの台形波信号が図５（ｃ）の二点鎖線に示
すように非対象になってしまい、この原因により当該波
形変換回路を用いたＦＭ変調器の後段にある回路にあっ
ては２次歪が発生し、この２次歪の発生でモアレが発生
し、結果ＶＴＲ装置等による画質の劣下になっていた。
すなわち、例えば上記コンデンサ１２に充電電流がなが
れているとき、上記トランジスタ２０ｂおよびトランジ
スタ２１ｂのベース電流Ｉｂが流れ込み、同トランジス
タ２１ｂのエミッタから流れ出す電流にはベース電流Ｉ
ｂが加わって同トランジスタ２１ｂのコレクタ電流が
“２・Ｉ１−Ｉｂ”となり、同様のことが、上記トラン
ジスタ２０ｂでも起こり、同トランジスタ２０ｂのコレ
クタに流れ込む電流が“２・Ｉ１−２・Ｉｂ”となり、
かつ上記カレントミラー電流源回路１１のトランジスタ
１１ｆのコレクタ電流が“Ｉ１”であるため、上記コン
デンサ１２の充電電流が“Ｉ１−２・Ｉｂ”となる一
方、上記コンデンサ１２の放電時は上記カレントミラー
電流源回路１１のトランジスタ１１ｆのコレクタ電流Ｉ
１のみで放電が行われ、上記充電時のようなことが起こ
らないからである。

【００１３】この発明は上記の事情に鑑みなされたもの
であり、その目的は入力矩形波信号をコンデンサの充放
電電流の切り替えによって台形波形信号に変換する際、
同コンデンサの充電電流と放電電流を等しくし、対象な
台形波形信号を得ることができ、これによってＦＭ変調
器の回路に用いた場合同ＦＭ変調器の後段にある回路の
２次歪みを防止してモアレの発生を減少させることがで
きる波形変換回路を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の波形変換回路は、矩形波信号を入力し、
所定周波数に比例した直流電源によるコンデンサへの充
放電電流を切り替えることによって台形波信号を得るた
め、上記所定周波数に比例した電流を流す第１の電源回
路と、この第１の電源回路に流れる電流によって駆動
し、上記コンデンサへの充電電流を流すカレントミラー
電流源回路と、上記コンデンサへの充放電電流を基準電
圧（ＶＨ，ＶＬ）および当該出力によって切り替える第
１および第２の差動増幅回路と、この第１および第２の
差動増幅回路を上記矩形波信号によって駆動する第３の
差動増幅回路と、この第３の差動増幅回路を上記所定周
波数に比例し、かつ２倍の電流によって駆動する第２の
電源回路と、上記コンデンサへの充放電電流によって台
形波信号を出力する出力回路（ダーリントン回路）と、
上記第１の電源回路とカレントミラー電流源回路の間
で、上記コンデンサの充電電流と放電電流とを等しくす
るための所定電流を流す電流源回路とを備えている。

【００１５】

【作用】上記構成としたので、上記電流源回路によって
上記コデンサの充放電電流が等しくなることから、同コ
ンデンサの充電電流、放電電流によって上記出力回路の
入力段における電位の上昇の傾き、下降の傾きが逆極性
で同じ大きくにされ、これによって対称形の台形波信号
が出力される。したがって、例えば当該波形変換回路を
ＶＴＲ装置等のＦＭ変調器に適用した場合、同ＦＭ変調
器の後段における回路の２次歪が防止され、これでモア
レの発生が減少される。

【００１６】

【実施例】以下、この発明の一実施例を図１および図２
を参照して詳しく説明する。なお、図中、図４と同一部
分には同一符号を付し重複説明を省略し、またこの発明
の説明にあたってはＦＭ変調器に適用した場合を例にし
て説明する。

【００１７】図１において、この発明の波形変換回路
（台形波形発生回路２に対応する）は、カレントミラー
電流源回路１１のトランジスタ１１ｄのコレクタ電流が
Ｉ１−Ｉｂとし、これによってトランジスタ１１ｆのコ
レクタ電流もＩ１−Ｉｂとする電流源回路２６を備えて
いる。なお、上記電流Ｉｂは例えば第２の差動増幅回路
２０を構成するトランジスタ２０ｂおよび第３の差動増
幅回路２１のトランジスタ２１ｂのベース電流と同じ値
である。

【００１８】上記電流源回路２６は第１の電源回路１０
のトランジスタ１０ｂのコレクタとカレントミラー電流
源回路１１のトランジスタ１１ｄのコレクタとの間に挿
入されるトタンジスタ２６ａ，２６ｂであり、一方のト
ランジスタ２６ｂのエミッタがトランジスタ１０ｂのコ
レクタに接続され、同トランジスタ２６ｂのコレクタが
他方のトランジスタ２６ａのエミッタに接続され、同ト
ランジスタ２６ａのコレクタがトランジスタ１１ｄのコ
レクタおよびトランジスタ１１ｅのベースに接続されて
いる。また、上記トランジスタ２６ａ，２６ｂを動作さ
せるために、Ｖｃｃ電源ライン２５に接続した２６ｃ抵
抗の他端がトランジスタ２６ａのベースおよび抵抗２６
ｄの一端に接続され、同抵抗２６ｄの他端がトランジス
タ２６ｂのベースおよび第５の電流源２６ｅを介してＶ
ｅｅ電源ライン２４に接続されている。

【００１９】ここで、当該波形変換回路の接続関係を詳
しく説明する。なお、従来例で説明した部分については
省略する。コンデンサ１２は一端が上記Ｖｃｃ電源ライ
ン２５接続され、他端が上記トランジスタ１１ｆのコレ
クタに接続されており、同トランジスタ１１ｆのコレク
タ電圧やバートンアンプ回路１３によって充放電されて
出力信号となる台形波信号の傾きを決定する。バートン
アンプ回路１３において、第３の電流源回路１５は一端
がＶｅｅ電源ライン２４に接続され、その他端がトラン
ジスタ２２のエミッタに接続されており、同トランジス
タ２２を動作可能とし、また第４の電流源回路１６は一
端が電源Ｖｅｅライン２４に接続され、その他端がトラ
ンジスタ２３のエミッタに接続されており、同トランジ
スタ２３を動作可能としている。

【００２０】上記基準電圧源１７の電圧ＶＨが第１の差
動増幅回路１９に供給され、基準電圧源１８の電圧ＶＬ
が第２の差動増幅回路２０に供給され、また入力端子Ｉ
Ｎ１，ＩＮ２の矩形波信号が第３の差動増幅回路２１に
入力されている。上記第１の差動増幅回路１９はエミッ
タが第３の差動増幅回路２１を構成するトランジスタ２
１ａのコレクタに接続され、ベースが基準電圧源１７の
正電源端子に接続され、コレクタがＶｃｃ電源ライン２
５に接続されるトランジスタ１９ａと、エミッタがトラ
ンジスタ１９ａのエミッタに接続され、ベースが出力回
路のトランジスタ２２のエミッタに接続され、コレクタ
がトランジスタ１１ｆのコレクタおよびコンデンサ１２
の他端、トランジスタ２２のベースに接続されるトラン
ジスタ１９ｂを備えている。

【００２１】上記第２の差動増幅回路２０はエミッタが
第３の差動増幅回路２１を構成するトランジスタ２１ｂ
のコレクタに接続され、ベースが基準電圧源１８の正電
源端子に接続され、コレクタがＶｃｃ電源ライン２５に
接続されるトランジスタ２０ａと、エミッタがトランジ
スタ２０ａのエミッタに接続され、ベースが出力回路の
トランジスタ２２のエミッタに接続に接続され、コレク
タがトランジスタ１１ｆのコレクタおよびコンデンサ１
２の他端、トランジスタ２２のベースに接続されるトラ
ンジスタ２０ｂとを備えている。上記第３の差動増幅回
路２１はエミッタが第２電流源回路１４を構成するトラ
ンジスタ１４ｂ，１４ｄのコレクタに接続され、ベース
が入力端子ＩＮ１に接続されるトランジスタ２１ａと、
エミッタがトランジスタ２１ａのエミッタに接続され、
ベースが入力端子ＩＮ２に接続されるトランジスタ２１
ｂとを備えている。

【００２２】また、当該波形変換回路の出力回路（ダー
リントン回路）を構成するトランジスタ２２はベースが
各トランジスタ１１ｆ，２０ｂ，１９ｂのコレクタおよ
びコンデンサ１２の他端に接続され、コレクタがＶｃｃ
電源ライン２５に接続され、エミッタが各トランジスタ
２０ｂ，１９ｂ，２３のベースおよび第３の電源回路１
５を介したＶｅｅ電源ライン２４に接続されており、こ
のトランジスタ２３はコレクタがＶｃｃ電源ライン２５
に接続され、エミッタが第当該回路の出力端子ＯＵＴお
よび第４の電流源回路１６を介したＶｅｅ電源ライン２
４に接続されている。

【００２３】次に、上記構成の波形変換回路を図３のＦ
Ｍ変調器に適用した場合について、その波形変換回路の
動作を図２のタイムチャート図を参照して説明する。な
お、当該波形変換回路は図３に示す台形波形発生回路２
に相当する。

【００２４】まず、当該ＦＭ変調器本体１がリミッタ回
路と、定電流回路によってマルチバイブレータ回路の出
力電圧値を規制しながら被変調波信号の値に応じた周波
数で上記マルチバイブレータ回路を発振させてこの発振
動作によって得られた２つの矩形波信号（図２（ａ）お
よび（ｂ）に示す）を当該波形変換回路の入力端子ＩＮ
１，ＩＮ２に供給し、またＦＭ変調器本体１からの入力
ＦＭ波の周波数に比例した電圧を端子ＮＢ２に印加して
いるものとする。

【００２５】すると、時刻ｔ０以前の矩形波信号の入力
によって、トランジスタ２１ａのベースがトランジスタ
２１ｂのベースよりも電位が低いため、トランジスタ２
１ａがオフしてトランジスタ２１ｂがオンする。そし
て、時刻ｔ０でコンデンサ１２がマイナス方向に充電さ
れ、ダーリントン回路を構成するトランジスタ２２で発
生した電位が“ＶＬ”になっているとすると、第１の差
動増幅回路１９を構成するトランジスタ１９ｂのベース
に電圧“ＶＬ”、トランジスタ１９ａのベースに基準電
圧“ＶＨ”が印加され、これら電圧“ＶＬ”、基準電圧
“ＶＨ”間に“ＶＨ＞ＶＬ”が成り立っているので、ト
ランジスタ１９ａがオンするとともに、トランジスタ１
９ｂがオフする。

【００２６】この状態で、第１電流源回路１０を構成す
るトランジスタ１０ｂのコレクタには端子ＮＢ２の入力
電圧（正確には“ＶIN−ＶBE”）によって入力ＦＭ波の
周波数に比例する電流“Ｉ１”が流れるため、電流源回
路２６を構成するトランジスタ２６ｂのエミッタからト
ランジスタ１０ｂに流れる込む電流が“Ｉ１”となる
が、この流れ込む電流はトランジスタ２６ａのエミッタ
からトランジスタ２６ｂのコレクタに流れる込む電流と
同トランジスタ２６ｂのベース電流とを加えてたもので
ある。

【００２７】この場合、トランジスタ２６ｂのベース電
流はトランジスタ１９ｂのベース電流“Ｉｂ”とする
と、その半分の“Ｉｂ／２”となる。これは、第２の電
源回路１４を構成するトランジスタ１４ｂ，１４ｄのコ
レクタ電流がそれぞれ“Ｉ１”であるため、トランジス
タ１９ｂのエミッタから流れ出す電流が“２・Ｉ１”で
あり、トランジスタ２６ｂのエミッタから流れ出す電流
の倍になっているからである。したがって、トランジス
タ回路２６を構成するトランジスタ２６ａのエミッタか
らトランジスタ２６ｂのコレクタに流れ込む電流は“Ｉ
１−Ｉｂ／２”となる。上記同様の考えると、上記トラ
ンジスタ２６ａのエミッタからトランジスタ２６ｂのコ
レクタに流れ込む電流“Ｉ１−Ｉｂ／２”は、カレント
ミラー電流源回路１１を構成するトランジスタ１１ｄの
コレクタから同トランジスタ２６ａのコレクタに流れ込
む電流“Ｉ１−Ｉｂ”と同トランジスタ２６ａのベース
電流“Ｉｂ／２”とを加えたものである。このように、
トランジスタ１１ｄのコレクタ電流が“Ｉ１−Ｉｂ”と
なるため、同じくカレントミラー電流源回路１１を構成
するトランジスタ１１ｆのコレクタ電流も“Ｉ１−Ｉ
ｂ”となる。

【００２８】そして、上記第１の差動増幅回路１９を構
成するトランジスタ１９ｂがオフしているため、時刻ｔ
０〜ｔ１の間、トランジスタ１１ｆのコレクタ電流がコ
ンデンサ１２に流れ込んで同トランジスタ１１ｆのコレ
クタ電位が“ＶIN−ＶBE”に比例した傾きで上昇すると
ともに、トランジスタ２２のエミッタにはトランジスタ
１１ｆのコレクタ電位からこのトランジスタ２２のベー
ス・エミッタ間電圧“ＶBE”だけ低い電位が表われるた
め、同じように上昇する。

【００２９】この場合、上記コンデンサ１２に流れる込
む電流は、トランジスタ１１ｆのコレクタ電流“Ｉ１−
Ｉｂ”となる。また、第１電流源回路１０の抵抗１０ａ
の値と、第２電流源回路１４の各抵抗１４ａ，１４ｃの
値が同じ値に設定されているため、トランジスタ１４
ｂ，１４ｄのコレクタ電流がそれぞれ“Ｉ１”になり、
トランジスタ２１ａのベース電流が“Ｉｂ”であること
から、トランジスタ２１ａのコレクタには値“２・Ｉ１
−Ｉｂ”のコレクタ電流が流れる。

【００３０】そして、トランジスタ２２のエミッタ（出
力端子ＯＵＴに対応する）に得られる電位が基準電圧
“ＶＨ”になり、各トランジスタ１９ａ，１９ｂの各ベ
ース電位が等しくなって釣合ったとき、これらの各トラ
ンジスタ１９ａ，１９ｂが各々値“Ｉ１−Ｉｂ”の電流
を引き込み、これがトランジスタ１１ｆのコレクタ電流
と釣合ってこのトランジスタ１１ｆのコレクタ電位の上
昇が停止する。

【００３１】これによって、時刻ｔ１〜ｔ２の間、コン
デンサ１２に出入りする電流がなくなってトランジスタ
２２のエミッタ電位、つまり出力端子ＯＵＴの電位が一
定に保たれる。続いて、時刻ｔ２になり、入力端子ＩＮ
１，ＩＮ２に入力される２つの矩形波信号が反転する
と、トランジスタ２１ｂがオンし、トランジスタ２１ａ
がオフし、またトランジスタ２０ｂのベースに基準電圧
“ＶＨ”が印加され、トランジスタ２０ａのベースに基
準電圧“ＶＬ”が印加されていることから、トランジス
タ２０ａがオフし、トランジスタ２０ｂがオンする。

【００３２】このとき、上述した動作と同様に、第２電
流源回路１４を構成するトランジスタ１４ｂ，１４ｄの
各コレクタに各々、電流“Ｉ１”が流れ、トランジスタ
２１ｂを介してトランジスタ２０ｂのコレクタによって
電流“２・Ｉ１−２・Ｉｂ”が引き込まれるが、トラン
ジスタ１１ｆのコレクタは電流“Ｉ１−Ｉｂ”を流して
いるため、コンデンサ１２からは“Ｉ１−Ｉｂ”の電流
が流れ出して、トランジスタ１１ｆのコレクタ電位が上
記端子ＮＢ２の入力電圧“ＶIN−ＶBE”に比例した傾き
で下降する。なお、第１電流源回路１０の抵抗１０ａの
値と、第２電流源回路１４の各抵抗１４ａ，１４ｃの値
が同じ値に設定されているため、トランジスタ１４ｂ，
１４ｄのコレクタ電流がそれぞれ“Ｉ１”になり、トラ
ンジスタ２０ｂのベース電流が“Ｉｂ”であることか
ら、トランジスタ２１ｂのコレクタには“２・Ｉ１−Ｉ
ｂ”が流れる。

【００３３】このように、時刻ｔ０〜ｔ１の上昇時に
は、コンデンサ１２に電流“Ｉ１−Ｉｂ”が流れ込み、
時刻ｔ２〜ｔ３では同コンデンサ１２から電流“Ｉ１−
Ｉｂ”が流れ出すので、つまりコンデンサ１２の充電電
流と放電電流とが等しくなるので、時刻ｔ２〜ｔ３にお
ける下降時の傾きは時刻ｔ０〜ｔ１における上昇時の傾
きと極性が反対で同じ大きさになる。

【００３４】そして、トランジスタ１１ｆのコレクタ電
位が下降し、これによってトランジスタ２２のエミッタ
電位が下降して“ＶＬ”になるため、トランジスタ２０
ａ，２０ｂのベース電位が等しくなり（時刻ｔ4）、ト
ランジスタ２０ｂのコレクタに流れ込む電流が“Ｉ１−
Ｉｂ”となり、トランジスタ１１ｆのコレクタ電流と等
しくなるので、コンデンサ１２の放電が止まりトランジ
スタ１１ｆのコレクタ電位の下降が停止する。この後、
上記時刻ｔ１〜ｔ２の間と同様に、コンデンサ１２に出
入りする電流がなくなってトランシスタ２２のエミッタ
電位が一定に保たれ、つまり出力端子ＯＵＴの電位が一
定に保たれる。

【００３５】以下、ＦＭ変調器本体１から出力される各
矩形波信号が反転する毎に、上述した動作が繰り返され
て台形波発生回路２の出力端子ＯＵＴから台形波信号が
出力され、これが上記被変調信号に対するＦＭ信号とし
て次段回路に出力される。

【００３６】なお、ＦＭ変調器本体１の発振周波数は
“ＶIN−ＶBE”に比例し、また台形波の斜めの部分の傾
きも“ＶIN−ＶBE”に比例しているので、被変調信号の
値“ＶIN”が変化しても、周期“Ｔ”に対する台形波信
号の平坦部分“ｔ２〜ｔ１”、“ｔ４〜ｔ３”の割合
“（ｔ２−ｔ１）／Ｔ”、“（ｔ４−ｔ３）／Ｔ”を一
定に保つことができる。そして、これらの割合“（ｔ２
−ｔ１）／Ｔ”、“（ｔ４−ｔ３）／Ｔ”を“１／６”
に保つように、回路を構成する各素子の値を設定するこ
とにより、出力端子ＯＵＴから出力されるＦＭ信号の第
３次高調波成分をゼロにすることができる。

【００３７】このように、この実施例においては被変調
信号を入力するＦＭ変調器本体１によって得た同被変調
信号の値に応じた周波数の矩形波を波形変換回路の台形
波形発生回路２で台形波に変換してＦＭ信号として出力
する際、同台形波形発生回路２を構成するコンデン１２
の充電電流と放電電流とを等しくしたので、出力台形波
信号の上昇時の傾きと下降時の傾きとを極性が反対で同
じ大きさにすることができ、つまり出力台形波信号の波
形を対象にすることができるため、台形波形の非対象が
原因で発生するＦＭ波の２次歪を抑え、この２次歪によ
るモアレが発生しにくくなり、例えばＶＴＲ装置のＦＭ
変調器に用いた場合画質の劣下が抑えられる。なお、こ
の実施例では、ＦＭ変調器に適用した場合について説明
したが、ＦＭ変調器に限らず、信号の波形変換を必要と
する装置に適用することもできる。

【００３８】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、矩形波信号を入力し、所定周波数に比例した直流電
源によるコンデンサへの充放電を少なくとも上記矩形波
信号によって切り替えることによって台形波信号を得る
波形変換回路において、同出力台形波信号の波形の上昇
時の傾きとその下降時の傾きにかかわるコンデンサの充
電電流とその放電電流とを等しくしたので、出力台形波
信号の波形を対称とすることができ、被変調信号を入力
してＦＭ信号を得るＦＭ変調器に適用とした場合、同Ｆ
Ｍ変調器の後段における回路の２次歪を防止してモアレ
の発生を減少させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による波形変換回路の一実施例を示す
回路図である。

【図２】図１に示す波形変換回路の動作を説明するため
概略的波形図である。

【図３】従来のＦＭ変調器の一例を示すブロック図であ
る。

【図４】図３に示すＦＭ変調器に適用される台形波形発
生回路（波形変換）の一例を示す回路図である。

【図５】図４に示す台形波形発生回路の動作を説明する
ため概略的波形図である。

【符号の説明】

１ ＦＭ変調器本体（ＶＣＯ） ２ 台形波発生回路 １０ 第１の電源回路 １１ カレントミラー電流源回路 １２ コンデンサ １３ バートンアンプ回路 １４ 第２の電源回路 １７ 基準電圧（ＶＨ） １８ 基準電圧（ＶＬ） １９ 第１の差動増幅回路 ２０ 第２の差動増幅回路 ２１ 第３の差動増幅回路 ２２，２３ トランジスタ（出力回路の） ２４ Ｖｅｅ電源ライン ２５ Ｖｃｃ電源ライン ＩＮ１，ＩＮ２ 入力端子 ＮＢ２ 端子 ＯＵＴ 出力端子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 矩形波信号を入力し、所定周波数に比例
   した直流電源によるコンデンサへの充放電を少なくとも
   前記矩形波信号によって切り替えることによって台形波
   信号を得る波形変換回路であって、 前記矩形波信号を台形波信号に変換する際、前記コンデ
   ンサの充電電流とその放電電流とを同じとする電流源回
   路を備え、前記変換される台形波信号を対称波形とした
   ことを特徴とする波形変換回路。
2. 【請求項２】 少なくとも２つの矩形波信号を入力し、
   所定周波数に比例した直流電源によるコンデンサへの充
   放電を少なくとも前記矩形波信号によって切り替えるこ
   とによって台形波信号を得る波形変換回路であって、 前記所定周波数の電圧に応じて所定電流を引き込むトラ
   ジスタを有する第１の電源回路と、 前記所定周波数の電圧に応じて所定電流（Ｉ１）を引き
   込むトラジスタを２つ並列に接続して２倍の電流（２・
   Ｉ１）を引き込む第２の電源回路と、 前記第１の電源回路のトランジスタのコレクタ電流（Ｉ
   １）によって駆動され、常にベース電流（Ｉｂ）を流す
   電流源回路と、 該電流回路を介した第１のトランジスタのコレクタ電流
   によって駆動され、該駆動電流（Ｉ１−Ｉｂ）と同じ電
   流を出力し、かつ前記コンデンサの充電電流とするカレ
   ントミラー電流源回路と、 該カレントミラー電流回路の出力電流（Ｉ１−Ｉｂ）あ
   るいはコンデンサ（Ｉ１−Ｉｂ）からの放電電流によっ
   て駆動される２つのトラジスタで構成したダーリントン
   回路と、 該ダーリントン回路の前段トランジスタのエミッタ電位
   および基準電圧（ＶＬ）に応じ、あるいは前記エミッタ
   電位および基準電圧（ＶＨ）に応じて前記コンデンサへ
   の充放電電流を切り替える第１および第２の差動増幅回
   路と、 前記第２の電源回路のコレクタ電流（２・Ｉ１）によっ
   て駆動され、前記２つの矩形波信号に応じて前記第１あ
   るいは第２の差動増幅回路を駆動する電流（２・Ｉ１−
   Ｉｂ）を流す第３の差動増幅回路とを備え、 前記コンデンサの充電電流および放電電流を同じとして
   おり、前記ダーリントン回路の出力信号を台形波信号と
   したことを特徴とする波形変換回路。
3. 【請求項３】前記２つの矩形波信号はＦＭ変調器本体で
   得られるＦＭ変調信号であり、前記得られる台形波信号
   の傾きをＦＭ波の周波数に比例させるようにした請求項
   １または請求項２記載の波形変換回路。