JPH0588571B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、角度変調された信号を復調し、かつ
アナログ・デイジタル変換するための装置に関す
る。

従来の技術および発明が解決しようとする問題点 高速の集積回路が出現したことにより、アナロ
グ信号をデイジタル領域に変換して処理すること
が盛んになりつつある。これは、デイジタル回路
が、構成要素の経年変化に関して本質的に安定し
ていることによる。従つて、アナログ・デイジタ
ル変換器（以下、AD変換器という。）に対する
需要があり、デイジタル処理すなわち２進処理を
実行するために、時間で変化する信号の振幅をパ
ルス符号変調（以下、PCMという。）形式に変換
するために利用可能な各種のAD変換器がある。
しかしながら、アナログ信号が角度変調された信
号、例えば周波数変調（以下、FMという。）さ
れた信号もしくは位相変調（以下、PMという。）
された信号の場合、復調されたPCM信号の得ら
れることが望ましく、先ず、アナログのFMもし
くはPM信号をPCM信号に変換し、次いで、FM
−PCMもしくはPM−PCM信号を復調すること
は、都合の悪いことである。従つて、FA−AD
変換器もしくはPM−AD変換器と復調回路とが
一体化されたものが望ましい。

このようなデバイスの一例が、“デイジタル
FM弁別器”（Digital FM Discriminator）とい
う名称の米国特許第3548328号明細書にアイ・ピ
ー・ブレイクス（I.P.Breikss）氏により開示さ
れている。ブレイク氏の装置は、FM信号を制限
し、その期間を利用してカウンタを作動的に制御
するものである。均一な周波数のクロツク信号か
らのパルスを、FM信号の各期間中計算し、固定
の計数値と比較して、FM入力信号中に含まれて
いる情報を表わすPCM信号を正規化形式で決定
するものである。この種のFM弁別器の場合、適
当な解像度を得ようとすると、復調しなければな
らないFM信号よりも少なくとも２桁大きい周波
数を有するクロツク信号が必要である。このため
２つの問題点が生じる。１つは、局在化した無線
周波妨害が発生すること、もう１つは、カウンタ
等の処理速度をクロツク周波数の処理速度まで引
き上げなければならないことである。本発明は、
高い周波数クロツクによつて生じるこれらの問題
点を取り除くことである。

問題点を解決するための手段 本発明は、角度変調された入力信号を復調し、
かつアナログ・デイジタル変換するための装置で
あつて、入力信号の連続する零交叉と固定の時間
基準とを比較する原理に基づいて動作する。本発
明による装置は、漸次大きくなる遅延時間を有す
る複数の遅延要素および複数の一致検出器を含ん
でいる。情報信号によつて角度変調されたアナロ
グ信号である入力信号は、正および負の零交叉に
対して一定の持続時間の幅の狭い出力パルスを発
生するパルス発生手段に供給される。このパルス
発生手段からのパルスは、遅延要素および各一致
検出器の第１の入力に供給される。遅延要素から
の遅延された出力信号は各一致検出器の第２の入
力に供給される。一致検出器はデコーダに接続さ
れる。このデコーダは、どの一致検出器が信号を
出力しているかを決定し、変調によつて入力信号
にのせられている情報に対応するデイジタル形式
の信号を発生する。

実施例 パルス発生器および２入力のアンドゲートを含
む回路において、パルス発生器の出力端子を、ア
ンドゲートの第１の入力に直接接続し、かつアン
ドゲートの第２の入力に遅延要素を介して接続す
るように構成することができる。パルス発生器に
よつて発生されるパルスは、パルス間の期間に比
べて狭い一定幅を有するものとし、かつパルス間
の期間はランダムであると仮定する。連続する一
対のパルスが遅延要素の遅延時間に等しい時間期
間だけ離れて発生する度に、一対のパルス中の最
初のパルスは、第２のパルスの発生と同時に遅延
要素から発生する。従つて、１つのパルスがアン
ドゲートの２つの入力に供給されると、アンドゲ
ートによつて一致の持続時間の間出力パルスが発
生される。従つて、アンドゲートの出力は、２つ
のパルスが遅延要素の固定遅延に等しい期間だけ
離れていたことを示す。遅延要素およびアンドゲ
ートの組合わせは、一定の期間だけ離れた２つの
パルスについての検出器である。漸増する遅延時
間を有する各遅延要素を使うようにして、遅延要
素−アンドゲートのｎ個の組合わせをパルス発生
器に接続することができる。

例えば、ｎの数が256であれば、256すなわち2⁸
の異なるパルス期間を2⁸のアンド回路によつて検
出することができる。アンドゲートからの2⁸の出
力がデコーダ回路に供給されると、８ビツトの
PCM符号を発生することができ、連続する各コ
ードワードは２つのパルスの間の期間を表わす。
パルス発生器がアナログ（例えば、制限された）
信号の零交叉に応答するワン・シヨツトである場
合、デコーダの出力はアナログ信号の零交叉間の
瞬時期間を２進形式で表わした信号に対応するこ
とになる。

図を参照する場合、いくつかの図面中において
同じ番号の付与された要素は、本質的に同一の機
能を有するものである。

第１図において、増幅され、クリツプされた、
アナログの角度変調信号が入力結線１０から再ト
リガー可能なワン・シヨツト１１の入力に供給さ
れる。ワン・シヨツト１１は入力信号が零交叉す
る度に（あるいは、クリツプされたFM信号が遷
移する度に）幅の狭いパルスを発生する。ワン・
シヨツト１１からのパルスは遅延要素１２および
各アンドゲートの第１の入力に供給される。遅延
要素１２からの出力結線は各アンドゲート１３の
第２の入力に接続される。アンドゲート１３の出
力端子はデコーダ１４の各入力結線に結合され
る。また、ワン・シヨツト１１からの出力パルス
はデコーダ１４の各入力結線に結合される。ま
た、ワン・ショット１１からの出力パルスはデコ
ーダ１４のラツチング入力C_Lに供給されること
がある。例えば、零交叉の間、出力端子１５の
PCM出力を安定に保持するために、デコーダ１
４のラツチに出力を供給することが望ましい場合
がある。

入力信号の零交叉の間には、最小の持続期間
τ_nio＝τ₀が存在する。この期間により、τ₀で表わ
される第１の遅延要素の遅延期間が決定される。
次に大きな遅延要素τ₁は、τ₀＋τの遅延を有す
る。ここで、τは通常τ₀よりずつと小さな増分遅
延であり、装置の解像度を決定する。その後に続
く各遅延要素は、τなる追加の増分遅延を含んで
おり、ｎ番目の遅延要素τ_oは、入力信号の零交叉
の間の最大の区間τ_naxに等しい。τ₀＋nτの遅延を
与える。

遅延要素に関する別の構成は、並列の遅延要素
１２が増分遅延Rτ（ここで、ＲはＲ番目の遅延要
素に対応する）だけを与えるように、遅延τ₀を有
する遅延要素をワン・シヨツトの出力と直列に接
続することによつて得られる。

ワン・シヨツト１１によつて発生されるパルス
の幅は、デコーダ１４の個々の設計に従つて設計
される。しかしながら、一般に、該パルスの持続
時間は少なくとも増分遅延、τの半分に等しくな
ければならない。さも無ければ、パルスが短すぎ
て検出されず、アンドゲート検出器によつて捕捉
されないことがある。

デコーダ１４に入力されるアンドゲート１３か
らの個々の検出信号は、零交叉の間の増分遅延の
数、Ｒに関連しており、従つて時間に関連してい
る。零交叉間の実際の期間はτ₀＋Rτである。ま
た、最小遅延τ₀は、零交叉間の期間が（Ｓ＋Ｒ）
τとなるように、増分遅延の或る数、Ｓによつて
表わすことができる。周波数変調入力信号の場
合、FM搬送波を変調する情報信号は、FM信号
の瞬時周波数に関連している。信号の零交叉の間
の期間は、信号の瞬時周波数の逆数であるから、
情報信号に関連する（Ｓ＋Ｒ）の逆数である。デ
コーダ１４によつて発生される出力信号が復調さ
れた情報信号を表わす場合は、デコーダ１４は、
検出信号を発生するＲ番目のアンドゲートに対し
て（Ｓ＋Ｒ）の逆数の値に関連付けられる信号を
出力しなければならない。（Ｓ＋Ｒ）の逆数は、
因数１／τによつてスケールさえ、τ_nax−τ_nio間
の差の１／２に関連する量だけオフセツトされた
復調信号である。位相変調入力信号の場合、位相
変調搬送波を変調する情報信号は、PM信号の瞬
時位相に関連している。零交叉（瞬時周波数）の
間の期間の逆数および搬送波の周波数間の差の時
間に渡つての積分は情報信号に関連している。デ
コーダ１４の出力が復調された情報信号を表わす
場合、デコーダ１４は、瞬時周波数および搬送波
周波数の間の差の積分である信号を出力しなけれ
ばならない。

ここでの説明の残りの部分では、FM復調器お
よびAD変換器について説明する。PM復調器お
よびAD変換器についても同様に構成することが
できる。

（Ｓ＋Ｒ）の逆数を発生するのに必要なデコー
ダは、プログラムされたロジツク・アレー
（PLA）として知られる型式のものでよい。ある
いは、デコーダ１４は、優先エンコーダ１６およ
びROM１７を含んでいるものでもよい。優先エ
ンコーダ１６は、2ⁿの入力結線に対してｎビツト
のPCM出力コードを発生し、瞬時印加の場合、
２進の表現形式の信号Ｒを発生する。その後、優
先エンコーダ１６のPCM出力は、ROM１７のア
ドレス入力に結合される。ROM１７は、アドレ
ス入力における値と値Ｓの和の逆数に対応する２
進の表現形式の信号出力を発生するようにプログ
ラムされている。さらに、ROM１７は、信号も
しくはシステムの非線形性を補償するために非線
形にプログラムされることがある。

第２図および第３図を参照しながら装置の動作
について説明する。第２図において、波形Ａは、
レベルの遷移が零交叉に対応する、制限もしくは
クリツプされたFM波形に対応する。便宜上、零
交叉間の最大期間τ_naxおよび最小期間が互いに隣
接して示されているけれども、実際には帯域幅の
制限のため、このような状態は発生しない。波形
Ａの信号は、第１図のワン・シヨツト１１に供給
される。ワン・シヨツト１１は波形Ａの遷移に応
答し、波形Ｂに示される一定持続時間のパルスを
発生する。波形Ｂの信号は各遅延要素１２に供給
される。波形Ｃ，Ｄ，Ｅは、遅延要素τ₀，τ₁，τ₂
からの出力信号にそれぞれ対応する。各遅延要素
が、漸増する期間の間供給信号を遅延させること
が分る。波形Ｋは遅延要素τ_oの出力に対応し、τ₀
＋nτの信号遅延が生じている。時間T₀における
波形Ａの遷移によつて波形ＢのパルスP₁が発生
される。パルスP₁は各遅延要素に供給され、各
遅延要素からは、例えば、波形Ｆに示されるよう
にパルスP_1Rが発生される。時間T₁＝τ_nax＝τ₀＋
nτにおいて、パルスR_1oが遅延要素τ_oから発生さ
れる（波形Ｋ）。時間T₁において、波形Ａの第２
番目の遷移が生じ、次のパルスP₂が発生される
（波形Ｂ）。パルスP₂および遅延要素τ_oからのP_1o
は同時に発生し、このため遅延要素τ_oに結合され
ているアンドゲートの出力状態が変えられ、検出
が登録される。波形Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ，Ｉ
およびＪで示されるパルスP_1Rはそれぞれの遅延
要素をすでに通過し、一方、各アンドゲートの一
方の入力に結合される波形Ｂは低い状態にあるか
ら、これらの遅延要素に結合されたアンドゲート
からは検出信号は発生されない。

遅延要素τ_oに結合されるアンドゲートからの信
号に応答するデコーダ１４は、ｎの数に関連して
いる信号を出力する。第２図に破線で示されるよ
うに、波形ＢのパルスP₂が時間T₁に先立つて発
生すると、中間の遅延要素、例えば、波形Ｆのパ
ルスP_1Rからの遅延パルスと一致する。

各遅延要素に供給されるパルスP₂は、各遅延
要素からのパルスP_2Rとして存在する。さらに、
τ_nio＝τ₀秒後、波形Ａの遷移によつて、波形Ｂの
パルスP₃が発生する。パルスP₃は遅延要素τ₀から
発生されパルスP₂₁と同時に発生する。遅延要素
τ₀に結合されたアンドゲートは、最小遅延期間、
すなわち、零の増分遅延に関連している２進値を
出力する。パルスP₃が発生した時、以下に続く
全ての遅延段を伝搬するパルスP₂は、各出力で
利用可能な状態になつていないことに注意しなけ
ればならない。また、波形Ａの３つの零交叉遷移
が接近して発生し、波形Ｂの連続する３つのパル
ス（P₂，P₃，P₄）が発生すると、２つのパルス
（波形ＦのP_2Rおよび波形ＣのP₃₁）が第３のパル
ス（波形ＢのP₄）の発生と同時に別々の遅延段
に同時に存在する。この例では、二重の検出
（P₄とP₃₁）および（P₄とP_2R）があり、P₄とP_2Rは
誤つた結果を発生する。第４図の回路を参照しな
がら、この問題点の回避について以下に説明す
る。

別の構成においては、二重検出をを効果的に利
用することができる。ワン・シヨツトのパルス幅
対期間τを適当に比例配分することによつて、隣
接する検出回路を同時に作動させることができ
る。パルスが矩形で、その幅が3τ／４であるとす
る。連続する遅延要素からのパルスはτ／４だけ
離れているものとする。従つて、ワン・シヨツト
からの後の方のパルスは、隣接する遅延要素から
の遅延パルスに渡つている。Ｒ番目の検出ゲート
は、−τ／４〜τ／４の増分範囲にわたつて生ず
る前縁を有する後者のパルスについてのみ個別に
作動するだろう。Ｒ番目の遅延に対して−τ／４
および−3τ／４の範囲の間に生ずる後者のパルス
の前縁については、Ｒ番目および（Ｒ−１）番目
の検出ゲートの両方が作動する。Ｒ番目の遅延に
対して、τ／４および3τ／４の範囲にわたつて生
ずる後者のパルスの前縁については、Ｒ番目およ
び（Ｒ＋１）番目の検出ゲートが作動する。隣接
する検出要素からの検出信号の同時発生を解読す
るデコーダを適当に設計することにより、ｎ個の
ゲート・システムの解像度を（2n−１）個の遅
延要素システムの解像度にまで増強することがで
きる。

第３図において、FMと付された上方の波形
は、零交叉間の期間が線形に増加して減少する任
意のFM波形である。τ₀と付された最初の期間が
最小期間であるとする。期間τ₀が10の増分遅延に
等しく選ばれ、すなわち、τ₀＝10τで、零交叉間
の期間は5τなる増分だけ増加される。対称的に線
形増加および減少する期間を有するFM信号につ
いての変調信号は、双曲線で１／τに比例する。
この信号は、変調信号と付された破線で示され
る。

零交叉間の増加分が、Ｒと付された数の行にτ
の単位で並べられている。行Ｒのすぐ下の行は、
増分遅延の単位、Ｒおよびτ₀によつて与えられる
固定遅延の単位、Ｓ＝10の和である。和（Ｒ＋
Ｓ）の逆数は、１／（Ｒ＋Ｓ）と付された行に並
べられた数である。任意の定数、例えば500を掛
けた値がPCMアナログと付された波形によつて
図式的に示されており、変換器に供給される波
形、FMに対して500だけ拡大されたデコーダの
出力を表わす。変調信号がサンプルされたデータ
PCMのアナログ信号の包絡線を近似しているこ
とが分る。ある期間に対応する値が、次の期間の
間に発生されるから、PCMアナログ信号は右側
にスキユーしている。さらに、あるサンプルの値
の持続期間が、次の期間によつて決定されるか
ら、周波数の歪みがわずかにある。この後者の歪
みはPCMの出力データを一定周波数でサンプリ
ングし、補間するかあるいは幾つかの値にわたつ
て各値を“平均化する”ことによつて減少させる
ことができる。

第４図は、第１図に示される変換器の一変形例
で、増分遅延を発生させるための特別の装置を含
んでいる。変換されるFM信号は、ワン・シヨツ
トのパルス発生器１１の入力結線１０に供給され
る。ワン・シヨツトの出力は結線２０を介して遅
延要素２１、アンドゲート２３およびデコーダ２
５に供給される。遅延要素２１は、FM信号の零
交叉間の最小期間に等しい遅延τ₀を発生する。遅
延要素２１の出力は、論理ゲート２２ａの入力に
供給される。論理ゲート２２ａは、例えば、簡単
なバツフアもしくはオアゲート、あるいは入力が
一緒に結ばれたアンドゲート等であつて、その入
力および出力結線間に一定の遅延期間（従来、伝
搬もしくはゲート遅延として知られている）を有
する。同様なゲート２２ｂ〜２２ｎがゲート２２
ａに縦続接続され、各ゲートは同様なゲート遅延
期間を有する。この例の場合、ゲート要素２２
ａ，２２ｂ等のゲート遅延は、変換器の解像度を
決定する増分遅延τである。ゲート２２の縦続接
続構成により、各ゲートは遅延要素２１に供給さ
れるパルスに順次追加の遅延を与える。遅延要素
２１、ゲート２２ａ，２２ｂおよび２２ｎの出力
結線における遅延期間は、それぞれτ₀、τ₀＋τ、
τ₀＋2τおよびτ₀＋nτである。

伝搬もしくはゲート遅延は、装置を製造するた
めに使われる技術に関連している。例えば、バイ
ポーラのエミツタ結合装置の場合、ゲート遅延は
１ナノ秒以下である。CMOS技術の場合、10ナ
ノ秒（高速技術）のゲート遅延および30ナノ秒
（標準技術）のゲート遅延が典型的な値である。
いずれの場合でも、回路に印加される電源電位を
変えたり、ゲートに関係付けられる内部もしくは
外部容量を変化させることによつて伝搬速度を変
えることができる。このため回路の解像度に対し
て、或る程度のプログラム可能性すなわち適応制
御を与えることができる。第４図において、ゲー
ト遅延のプログラム可能性は、可変のゲート電源
２８によつて示される。単一のシリコン・ダイに
集積化される場合、ゲートからゲートまでの遅延
の均一性は数％以内に保持させることができる。

再び第４図を参照すると、パルス一致検出アン
ドゲート２３およびデコーダ２５の間に各オアゲ
ートが入つている。これらのオアゲートは、ゲー
ト２２によつて発生される増分遅延の合計が零交
叉間の最小時間よりも大きい場合に誤つた読出し
が行なわれないように挿入されたものである。増
分遅延の合計が最小の零交叉区間よりも大きい場
合、τ_nioに近い期間を定める零交叉によつて発生
される連続する２つのパルスが遅延段２２を同時
に通過することが可能である。次のパルスが発生
すると、遅延段にある２つのパルスによりアンド
ゲート２３の中の２つが検出信号を同時に発生す
る。しかしながら、遅延段に入つてくる最後のパ
ルスによつて正確な検出信号が発生されるから、
遅延段に留まつている、より早く入つてきたパル
スによつて発生される検出信号を無効にするため
手段が設けられている。この無効化を実現するた
めの第１の方法は、ワン・シヨツトに最も近い位
置に配置されているアンドゲートの遅延に等しい
遅延およびそれよりも大きい遅延を表わす、デコ
ーダ２５への全ての入力信号によつて一致を検出
させ、かつ検出信号を発生させることである。言
い換えれば、パルス一致を登録する最初の回路に
先行する全ての検出回路からのデコーダ入力信号
を低い論理レベルに保持し、以下に続く全ての検
出回路からのデコーダへの入力信号を強制的に高
い論理レベルに保持する。

第４図において、最後を除くデコーダへの各入
力信号（最後を除く）は次に続く検出信号とオア
がとられる。従つて、一致を登録するための第１
のアンドゲートの検出信号は以下に続く全てのデ
コーダ入力にオア入力としてとり込まれるので全
てのデコーダ入力が高い論理レベルになる。デコ
ーダ２５は、高い論理レベルを登録するデコーダ
への最初（時間ではなくて位置）の入力信号に対
応するPCMサンプルを出力するように設計され
ている。しかしながら、零交叉間の最小期間が
FM信号の零交叉間の最大期間の１／２よりも大
きければ、２つのパルスが遅延要素を同時に通過
する状態は決して発生しないことに注意すべきで
ある。このような状態が発生すると、変換器内に
オーバーライド回路を入れる必要がない。

第４図において、デコーダ２５のPCM出力２
６は補間器２７に供給される。補間器２７は、
FM搬送波の周波数よりも大きい周波数のクロツ
ク信号φにより固定周波数でクロツク制御され
る。補間器２７は、デコーダ２５によつて発生さ
れる、多数の、例えば４つのサンプルを重み付け
し、合成して、固定周波数でその出力３０に“平
均化された”サンプルを発生する。補間は一次関
数でも良いし、二次関数あるいは他の多項式関数
であつてもよい。補間に関する詳細な情報は、
1981年３月発行のプロシーデイング・アイ・イ
ー・イー・イー（Proc.IEEE）Vol.69.No.３に掲
載されている、アール・イー・クロキール（R.E.
Crochiere）他による“デイジタル信号の補間お
よび抽出一指導レビユー”（Interpolation and
Decimation of Digital Signals−Ａ Tutorial
Review）と題する論文に記載されている。補間
器は、続いての同期処理に使われる固定周波数サ
ンプルを発生し、デコーダの出力サンプルによつ
て定められる包絡線をなめらかにする傾向があ
り、出力応答を線形化する。

第５図は、本発明のもう１つの実施例であつ
て、増分遅延は、各タツプ点４１，４２，…に接
続されたコンデンサを有する抵抗から成るはしご
形回路網によつて発生される。これは、第４図の
遅延段２２に対応する。１セクシヨン当りの遅延
は、RCの時定数によつて定まる。コンデンサＣ
が電圧可変型のものである場合はコンデンサに印
加される直流バイアス、V_BIASを変化させること
によつて増分の遅延時間を調節することができ
る。RC回路網は、反射を防止する特性インピー
ダンスZ₀で整合されている。

遅延時間τ₀を有する遅延要素４０がワン・シヨ
ツト１１およびRC回路網２２間に接続されてお
り、縦続接続された多数の同様のRC回路網で構
成することができる。あるいは、遅延要素４０は
固定遅延マルチバイブレータおよび第２のワン・
シヨツトもしくは第５ｂ図に示されるように電圧
可変抵抗−容量回路で構成することもできる。こ
の場合、電界効果トランジスタ（FET）４９の
チヤネル抵抗は、そのゲート電極、ソース電極と
ドレイン電極との間のバイアス電位に依存し、電
圧可変抵抗として使われる。抵抗の変化は、
FETのゲート電位を調節することによつて行な
われる。電圧可変抵抗によつて、可変の遅延τ₀が
与えられ、これにより、異なる搬送波もしくは変
調条件に対する変換器−復調器の同調が行なわれ
る。

第５ａ図におけるパルス一致検出器は単一構成
のFET４４である。FET１１の各ゲート電極は
RC遅延回路網の各タツプに接続され、各ソース
電極は反転回路４９を介してワン・シヨツト１１
に共通に結合されている。FET４４の各ドレイ
ン電極は、デコーダ４７の入力端子に接続され、
デコーダ４７は、この例では、電流検出入力信号
に応答するように設計されている。

ここで、FET４４が、正のゲート−ソース電
位に応答してドレイン−ソース電流が流れるよう
に動作するＮ形のエンハンスメント装置であると
仮定する。ワン・シヨツトの出力電位が低い、す
なわち、パルスとパルスの間の区間中、反転回路
４９の出力電位は高い。FET４４のソース電極
に供給されるこの高い電位により、各トランジス
タには負のゲート−ソース電位が発生し、ドレイ
ン電流は流れない。次のパルスが発生すると、反
転回路の出力が低くなり、また先のパルスが遅延
要素の１つから発生され、各トランジスタに正の
ゲート・ソース電位が与えられ、デコーダ４７に
検出電流信号が与えられる。FET４４のソース
電極がデコーダの入力結線に結合され、ワン・シ
ヨツトがFETのドレイン電極に結合されている
場合には、反転回路４９は必要でない。この構成
の場合、FETのドレインは、パルスがワン・シ
ヨツトにより与えられる場合にのみドレイン電流
が流れるようにバイアスされている。従つて、ワ
ン・シヨツトによつて発生されつつあるパルスと
同時に各遅延要素から与えられるゲート・パルス
を有するFETのみが導通し、デコーダに検出信
号を供給する。

第６図は、第５図のRC回路網および検出FET
を図式で表わしたものであり、これらは集積回路
形式で実現させることができる。第６図におい
て、抵抗Ｒは半導体のダイ上の誘電体の上に作ら
れた連続のポリシリコン電極５１で作られる。ポ
リシリコン（もしくは他の適当な耐熱性電極）
は、ほんのわずかの導電性すなわち高い抵抗性を
示すようにわずかにドープされている。電極５１
は、電極がその上に作られる誘電体および半導体
のダイに関係付けられる長さにわたつて固有の分
布容量５５を有する。その長さにわたる抵抗値５
６は分布容量と同様に均一にすることができる。
従つて、単位長にわたつて、縦続結線間に分路コ
ンデンサを有する縦続接続された直列抵抗の集中
素子であるものと考えることができる。ドレイン
５３およびソース５２の拡散は、各FETに対し
てゲート電極として動作するように、ポリシリコ
ン電極５１に隣接するシリコン・ダイに配置され
る。ソースおよびドレイン拡散の多数の対が、ポ
リシリコン電極に沿つて示されており、各々
FETを構成している。遅延要素の抵抗は、ゲー
ト（ポリシリコン５１）電極に沿つてのFETの
間隔によつて定められる。容量は、基本的に誘電
体の厚さ、および電極５１の幅と長さの縦横比に
よつて定められる。

各ソース拡散は、ポリシリコン電極５１の一端
に接触する低インピーダンス導体５０を介してワ
ン・シヨツトに結合される。各ドレイン拡散は、
それぞれの低インピーダンス導体５４によつてデ
コーダに接続される。

増分遅延を実現するための更に別の方法は、転
送媒体から適当な箇所でタツプされ、信号一致検
出回路に供給される信号を有する表面音響波
（SAW）現象を利用することである。これは、通
常のSAW材料として知られるシリコンで実現す
ることができる。しかしながら、シリコンの表面
音響波現象を使えば、検出およびデコーダ回路を
同じ半導体基板上に集積化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第４図および第５図は、本発明を具体
化するFM−デイジタル変換器の一部をブロツク
図形式で、また一部を略図形式で表わした回路図
である。第２図および第３図は、第１図に示され
る実施例における各種の箇所の時間応答を示す波
形図である。第６図は集積回路形式で実現される
第５図の変換器の一部を詳細に示したものであ
る。 １１…ワン・シヨツト、１２…遅延要素、１３
…アンドゲート、１４…デコーダ、１６…優先エ
ンコーダ、２１…遅延要素、２３…アンドゲー
ト、２４…オアゲート、２５…デコーダ、２７…
補間器、４７…デコーダ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 角度変調されたアナログ信号を復調し、かつ
   デイジタル信号に変換する装置であつて、 前記アナログ信号の零交叉に応答して、前記零
   交叉間の期間に比べて幅の狭い一定のパルス幅の
   パルスを発生するパルス発生手段と、 前記パルスに応答し、予め定められる増分だけ
   漸増する各遅延期間だけ遅延させ、前記パルスの
   遅延されたレプリカをｎ個発生する遅延手段と、 前記パルス発生手段および前記遅延手段に結合
   され、前記パルスと前記パルスの遅延されたレプ
   リカの各々に応答して、前記パルスと前記パルス
   の遅延されたレプリカが同時に発生すると検出信
   号を発生する、複数個のパルス一致検出手段と、 前記パルス一致検出手段からの検出信号に応答
   して、連続するパルス間の期間を表わすデイジタ
   ル信号を発生するデコーダとを含んでいる、前記
   角度変調されたアナログ信号を復調し、かつデイ
   ジタル信号に変換する装置。