JPH0582274A

JPH0582274A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0582274A
Application number: JP3246133A
Authority: JP
Inventors: Masahito Onishi; 雅人大西; Hidenori Kakehashi; 英典掛橋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1991-09-25
Filing date: 1991-09-25
Publication date: 1993-04-02
Anticipated expiration: 2017-09-17
Also published as: JP3324127B2

Abstract

(57)【要約】【目的】共振負荷回路を備えるインバータ回路を用いた
放電灯点灯装置において、特定の雑音周波数が強調され
ることを防止する。【構成】スイッチング素子Ｑ₁のオン・オフ動作により
ランプ１を含む共振負荷回路に高周波電力を供給するイ
ンバータ回路を用いた放電灯点灯装置において、ランダ
ム信号発生器４を付加して、スイッチング素子Ｑ₁のオ
ン時間又はスイッチング周波数をランダムに変化させ
る。【効果】雑音強度の周波数スペクトルが広い範囲に分散
され、低雑音の放電灯点灯装置を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ランプに高周波エネル
ギーを供給して点灯させる放電灯点灯装置に関するもの
であり、さらに詳しくは、放電灯点灯装置のノイズ低減
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１７に従来例の回路図を示す。この回
路は、インダクタＬとコンデンサＣ₁による共振回路を
有する一石式電圧共振形のインバータ式放電灯点灯装置
である。交流電源ＡＣを全波整流器ＤＢにより整流し、
コンデンサＣ₂により平滑する。そして、このコンデン
サＣ₂の両端間に、ランプ１とインダクタＬとスイッチ
ング素子Ｓを直列に接続し、スイッチング素子Ｓと並列
にコンデンサＣ₁を接続する。

【０００３】図１８は上記回路の動作波形図である。図
中、（ａ）は制御回路２の制御信号Ｖｄ、（ｂ）はスイ
ッチング素子Ｓの電流Ｉｓ、（ｃ）はコンデンサＣ₁の
電圧Ｖｃ、（ｄ）はインダクタＬの電流Ｉである。時刻
ｔ₀で制御回路２の制御信号Ｖｄによりスイッチング素
子Ｓがオンし、スイッチング素子Ｓの電流Ｉｓが増加
し、時刻ｔ₁でスイッチング素子Ｓがオフすると、イン
ダクタＬに流れていた電流Ｉは流れ続けようとしてコン
デンサＣ₁を充電し、コンデンサＣ₁の電圧Ｖｃは共振
的に上昇する。時刻ｔ₂で電圧Ｖｃが最大となり、イン
ダクタＬの電流Ｉはゼロとなる。その後は、コンデンサ
Ｃ₁が放電して逆向きの電流が流れ、電圧Ｖｃが低下
し、時刻ｔ₃でゼロとなり、スイッチング素子Ｓに逆向
きの電流が流れる。この繰り返しで、ランプ１に高周波
の交流電流を供給できるものである。また、スイッチン
グ素子Ｓの両端電圧の波形が共振的となり、滑らかに上
昇するため、スイッチング時に発生する雑音の低減が期
待できるものである。

【０００４】しかしながら、上記の回路では、スイッチ
ング素子Ｓのスイッチング動作が周期的に行われ、さら
に、スイッチングによる電流Ｉｓの急峻な変化やランプ
１に流れる電流Ｉの歪みのために、図１９に示すよう
に、回路の動作周波数ｆ₀を基本周波数とした高調波ｆ
₁，ｆ₂，ｆ₃，ｆ₄，…が発生し、これが特定の周波
数における雑音の原因となっていた。なお、回路の動作
周波数ｆ₀は、図１８に示すスイッチング動作の１周期
（ｔ₃−ｔ₀）の逆数で決まる。

【０００５】図２０に他の従来例を示す。この回路は、
入力電流歪みを改善するチョッパー回路である。交流電
源ＡＣは全波整流器ＤＢにより整流され、その整流出力
端にはインダクタＬとスイッチング素子Ｓの直列回路が
接続されている。スイッチング素子Ｓの両端には、逆流
阻止用のダイオードＤを介して平滑用のコンデンサＣが
接続されている。コンデンサＣには、負荷回路３が接続
されている。

【０００６】図２１は上記回路の動作波形図である。図
中、（ａ）は全波整流器ＤＢの整流出力端に得られる入
力電圧Ｖｉ、（ｂ）は制御回路２からの制御信号Ｖｄ、
（ｃ）はスイッチング素子Ｓに流れる電流Ｉｓ、（ｄ）
はスイッチング素子Ｓの両端電圧Ｖｓ、（ｅ）はコンデ
ンサＣの両端電圧Ｖｃである。時刻ｔ₀で制御信号Ｖｄ
によりスイッチング素子Ｓがオンすると、入力電圧Ｖｉ
がインダクタＬに印加され、インダクタＬの電流Ｉは直
線的に増加して行く。時刻ｔ₁でスイッチング素子Ｓが
オフすると、インダクタＬのエネルギーは、ダイオード
Ｄを介してコンデンサＣを充電し、負荷回路３に電流を
供給する。コンデンサＣの電圧Ｖｃは、スイッチング素
子Ｓがオンしたときに低下し、オフしたときに上昇す
る。

【０００７】図２０の回路では、入力電圧Ｖｉの高さに
応じて、制御回路２によりスイッチング素子Ｓのオンデ
ューティを変化させるものである。すなわち、入力電圧
Ｖｉの高い期間では、例えば、時刻ｔ₃でスイッチング
素子Ｓがオフした後、時刻ｔ ₄でオンしてすぐに時刻ｔ
₅でオフし、オンデューティは小さくなる。また、入力
電圧Ｖｉの低い期間では、例えば、時刻ｔ₆に示すよう
に、スイッチング素子Ｓのオンデューティは大きくな
る。このように、入力電圧Ｖｉの高さに応じてスイッチ
ング素子Ｓのオン時間を制御して、交流電源ＡＣからの
入力電流を交流電圧波形の正弦波に近付けることによ
り、入力電流歪みを改善することができる。しかしなが
ら、この場合にもスイッチング素子Ｓの動作の繰り返し
は一定周期で行われるため、図１７の従来例と同様に、
特定の周波数の雑音が強調されるという問題があった。

【０００８】図２２に別の従来例を示す。この回路は、
制御回路２の制御信号Ｖ₁，Ｖ₂により交互にオン・オ
フ駆動される一対のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列
回路を電源用のコンデンサＣ₂の両端間に接続した直列
インバータ回路である。スイッチング素子Ｓ₂と並列に
インダクタＬとコンデンサＣ₁の直列共振回路が接続さ
れている。コンデンサＣ₁の両端には、直流成分カット
用のコンデンサＣ₃を介してランプ１が接続されてい
る。

【０００９】図２３は上記回路の動作波形図である。図
中、（ａ）は制御回路２からの第１の制御信号Ｖ₁、
（ｂ）は制御回路２からの第２の制御信号Ｖ₂、（ｃ）
はスイッチング素子Ｓ₁に流れる電流Ｉｓ₁、（ｄ）は
スイッチング素子Ｓ₂に流れる電流Ｉｓ₂、（ｅ）はイ
ンダクタＬの電流Ｉ、（ｆ）はスイッチング素子Ｓ₂の
両端電圧Ｖｓである。時刻ｔ₀で制御信号Ｖ₂によりス
イッチング素子Ｓ₂がオフすると、インダクタＬの電流
Ｉは流れ続けようとしてスイッチング素子Ｓ₁を逆向き
に流れる。このとき、制御信号Ｖ₁によりスイッチング
素子Ｓ₁がオンしているので、やがてスイッチング素子
Ｓ₁に正方向の電流Ｉｓ₁が流れる。時刻ｔ₁で制御信
号Ｖ₁によりスイッチング素子Ｓ₁がオフすると、イン
ダクタＬの電流Ｉは流れ続けようとしてスイッチング素
子Ｓ₂を逆向きに流れる。このとき、制御信号Ｖ₂によ
りスイッチング素子Ｓ₂がオンしているので、やがてス
イッチング素子Ｓ₂に正方向の電流Ｉｓ₂が流れ、時刻
ｔ₂でスイッチング素子Ｓ₂がオフし、スイッチング素
子Ｓ₁がオンして、以下、同じ動作を繰り返すものであ
る。

【００１０】時刻ｔ₃以降の波形図は、各スイッチング
素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数を上述の時刻ｔ₀〜ｔ₂に
比べて高くした場合であり、同様にして負荷回路に交流
電流Ｉを供給できるものであるが、各スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂のオン時間が短いため、負荷回路の自己共振
周波数よりもさらに高いスイッチング周波数となり、負
荷回路に流れる電流は少なくなる。このように、動作周
期が時刻ｔ₀〜ｔ₂と時刻ｔ₃〜ｔ₅では異なり、負荷
回路の電流が変化しているが、それぞれについて一定周
期の動作であるので、上記各従来例と同様に、特定の周
波数の雑音が強調されるという問題があった。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、共振負荷回路を備えるインバータ回路を用いた放電
灯点灯装置において、特定の雑音周波数が強調されるこ
とを防止することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、スイッチ
ング素子Ｑ₁のオン・オフ動作によりランプ１を含む共
振負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路を用
いた放電灯点灯装置において、ランダム信号発生器４を
付加して、スイッチング素子Ｑ₁のオン時間又はスイッ
チング周波数をランダムに変化させることを特徴とする
ものである。

【００１３】なお、請求項２に記載のように、インバー
タ回路が電圧共振回路を有する場合には、スイッチング
素子Ｑ₁のオン時間の最小値を、スイッチング素子Ｑ₁
のオフ時にスイッチング素子Ｑ₁の両端に生じる共振電
圧がゼロに復帰できる時間に設定することが好ましい。
また、請求項３に記載のように、インバータ回路が電流
共振回路を有する場合には、スイッチング素子Ｑ₁の動
作周波数の最小値を、負荷回路の自己共振周波数よりも
高く設定することが好ましい。

【００１４】

【作用】本発明によれば、スイッチング素子Ｑ₁のオン
時間又は動作周波数がランダムに変化するので、放電灯
点灯装置により発生する雑音の強度は、図８に示すよう
に、特定の周波数にピークを持たず、全体の周波数に散
らばるため、全周波数におけるピークは低いものとな
る。また、共振回路の特性から、ランダムに変化するオ
ン時間又は動作周波数の範囲を適切に設定することによ
り、安定な動作も可能となるものである。さらに、上記
の安定な動作を可能とする範囲内で、ランプ１への供給
電力を調整するためにランダムに変化する範囲を限定す
ることもできる。

【００１５】

【実施例】図１は本発明の第１の実施例の回路図であ
る。この回路では、スイッチング素子Ｑ₁の制御回路２
にランダム信号発生器４を接続している。その他の構成
は、図１７に示した一石式電圧共振形のインバータ式放
電灯点灯装置の従来例とほぼ同様であり、交流電源ＡＣ
を全波整流器ＤＢにより整流し、コンデンサＣ₂により
平滑し、このコンデンサＣ₂の両端間に、ランプ１とイ
ンダクタＬとスイッチング素子Ｑ₁を直列に接続し、ス
イッチング素子Ｑ₁と並列にコンデンサＣ₁を接続して
いる。なお、スイッチング素子Ｑ₁として、図示実施例
ではバイポーラトランジスタを用いているので、逆並列
ダイオードＤ₁を付加しているが、パワーＭＯＳＦＥＴ
を用いる場合には、逆並列ダイオードＤ₁は寄生の逆方
向ダイオードで代用できる。

【００１６】次に、上記回路に用いる制御回路２の構成
を図２乃至図４に示す。まず、図２に示した回路は、汎
用のタイマーＩＣ（シグネティックス社製ＮＥ５５５）
よりなる単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₁を備えてい
る。このタイマーＩＣは、トリガー端子（２番ピン）が
（１／３）Ｖｃｃ以下になると、トリガーされて出力端
子（３番ピン）がＨｉｇｈレベルとなり、放電端子（７
番ピン）は高インピーダンスとなる。また、スレショル
ド端子（６番ピン）が（２／３）Ｖｃｃになると、出力
端子（３番ピン）がＬｏｗレベルとなり、放電端子（７
番ピン）もＬｏｗレベルとなる。電源端子（８番ピン）
とアース端子（１番ピン）の間には、制御電源電圧Ｖｃ
ｃが印加されている。また、リセット端子（４番ピン）
は電源端子（８番ピン）に接続されており、周波数制御
端子（５番ピン）は、デカップリングコンデンサＣ₄を
介してアース端子（１番ピン）に接続されている。タイ
マーＩＣの時定数回路を構成する抵抗Ｒ₁とコンデンサ
Ｃ₃の直列回路には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加されて
いる。抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₃の接続点は、タイマー
ＩＣのスレショルド端子（６番ピン）及び放電端子（７
番ピン）に接続されており、これによって、タイマーＩ
Ｃは単安定マルチバイブレータ回路として動作するもの
である。

【００１７】この単安定マルチバイブレータ回路Ｍ
₁は、トリガー入力端子（２番ピン）がＬｏｗレベルと
なってトリガーされると、コンデンサＣ₃と抵抗Ｒ₁の
時定数でスレショルド端子（６番ピン）が所定のスレシ
ョルド電圧Ｖｔｈ＝（２／３）Ｖｃｃとなるまで、出力
端子（３番ピン）はＨｉｇｈレベルとなる。そして、ス
レショルド端子（６番ピン）が所定のスレショルド電圧
Ｖｔｈに達すると、出力端子（３番ピン）がＬｏｗレベ
ルとなり、放電端子（７番ピン）もＬｏｗレベルとな
り、コンデンサＣ₃の電荷は放電される。

【００１８】図２の端子ａは図３の端子ａに接続されて
いる。また、図２の端子ｂは図４の端子ｂに接続されて
いる。図２の回路において、端子ａ，ｂはアンド回路Ａ
₂の入力に接続されている。アンド回路Ａ₂の出力は、
単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₁のトリガー入力端子
（２番ピン）に接続されると共に、アンド回路Ａ₁の一
方の入力に接続されている。単安定マルチバイブレータ
回路Ｍ₁の出力端子（３番ピン）の出力電圧Ｖ₀は、否
定回路Ｎ₁に入力されている。否定回路Ｎ₁の出力は、
アンド回路Ａ₁の他方の入力に接続されている。アンド
回路Ａ₁の出力電圧は、制御回路２の制御信号Ｖ₁とな
る。

【００１９】図３の回路では、図２と同じタイマーＩＣ
を用いて単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₂を構成して
いる。このタイマーＩＣのトリガー入力端子（２番ピ
ン）は、コンデンサＣ₂₀を介して否定回路Ｎ₂の出力に
接続されている。否定回路Ｎ₂には、制御信号Ｖ₁が入
力されている。また、出力端子（３番ピン）は、コンデ
ンサＣ₂₃を介して端子ａに接続されている。リセット端
子（４番ピン）には、コンデンサＣ₂₄を介して制御信号
Ｖ₁が入力されている。電源端子（８番ピン）とアース
端子（１番ピン）の間には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加
されている。周波数制御端子（５番ピン）は、デカップ
リングコンデンサＣ₂₂を介してアース端子（１番ピン）
に接続されている。タイマーＩＣの時定数回路を構成す
る抵抗Ｒ₂₁とコンデンサＣ₂₁の直列回路には、制御電源
電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ₂₁とコンデンサＣ
₂₁の接続点は、タイマーＩＣのスレショルド端子（６番
ピン）及び放電端子（７番ピン）に接続されており、こ
れによって、タイマーＩＣは単安定マルチバイブレータ
回路として動作するものである。なお、タイマーＩＣの
トリガー入力端子（２番ピン）は、ダイオードＤ₂₀と抵
抗Ｒ₂₀の並列回路を介して制御電源電圧Ｖｃｃにプルア
ップされている。また、端子ａはダイオードＤ ₂₁と抵抗
Ｒ₂₂の並列回路を介して制御電源電圧Ｖｃｃにプルアッ
プされている。さらに、リセット端子（４番ピン）は、
ダイオードＤ₂₂と抵抗Ｒ₂₃の並列回路を介して制御電源
電圧Ｖｃｃにプルアップされている。

【００２０】図４の回路では、図２と同じタイマーＩＣ
を用いて単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₃を構成して
いる。このタイマーＩＣのトリガー入力端子（２番ピ
ン）は、コンデンサＣ₂₅を介して否定回路Ｎ₃の出力に
接続されている。否定回路Ｎ₃には、制御信号Ｖ₁が入
力されている。タイマーＩＣの出力端子（３番ピン）
は、オア回路Ｏ₁の一方の入力とされており、ランダム
信号発生器４からのランダム信号Ｖｎは、オア回路Ｏ₁
の他方の入力とされている。また、オア回路Ｏ₁の出力
は端子ｂに接続されている。電源端子（８番ピン）とア
ース端子（１番ピン）の間には、制御電源電圧Ｖｃｃが
印加されている。リセット端子（４番ピン）は電源端子
（８番ピン）に接続されており、周波数制御端子（５番
ピン）は、デカップリングコンデンサＣ₂₇を介してアー
ス端子（１番ピン）に接続されている。タイマーＩＣの
時定数回路を構成する抵抗Ｒ₂₅とコンデンサＣ₂₆の直列
回路には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗
Ｒ₂₅とコンデンサＣ₂₆の接続点は、タイマーＩＣのスレ
ショルド端子（６番ピン）及び放電端子（７番ピン）に
接続されており、これによって、タイマーＩＣは単安定
マルチバイブレータとして動作するものである。なお、
タイマーＩＣのトリガー入力端子（２番ピン）は、ダイ
オードＤ₂₃と抵抗Ｒ₂₄の並列回路を介して制御電源電圧
Ｖｃｃにプルアップされている。

【００２１】以下、図２乃至図４に示した制御回路２の
動作について説明する。図２の回路において、単安定マ
ルチバイブレータ回路Ｍ₁が時限動作が終了していると
きには、出力電圧Ｖ₀がＬｏｗレベルになるので、否定
回路Ｎ₁の出力はＨｉｇｈレベルになる。また、端子ａ
は図３の単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₂の出力端子
（３番ピン）がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに立ち
下がった直後を除けば、常時は抵抗Ｒ₂₂を介してＨｉｇ
ｈレベルにプルアップされている。したがって、この状
態では、図２の端子ｂの信号がアンド回路Ａ₁からその
まま出力される。図２の端子ｂには、図４のオア回路Ｏ
₁の出力が接続されているが、その一方の入力は単安定
マルチバイブレータ回路Ｍ₃の出力端子（３番ピン）が
接続されており、単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₃が
時限動作を終了しているときにはＬｏｗレベルであるの
で、結局、端子ｂにはランダム信号Ｖｎがそのまま出力
される。

【００２２】図５は制御回路２の動作波形図である。図
中、（ａ）はランダム信号Ｖｎ、（ｂ）は単安定マルチ
バイブレータ回路Ｍ₁の出力電圧Ｖ₀、（ｃ）は制御回
路２からの制御信号Ｖ₁である。まず、図５の時刻ｔ₀
でランダム信号ＶｎがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベル
に立ち下がると、制御信号Ｖ₁もＨｉｇｈレベルからＬ
ｏｗレベルに立ち下がる。また、アンド回路Ａ₂の出力
がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに立ち下がるので、
時刻ｔ₀で単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₁がトリガ
ーされて、その出力電圧Ｖ₀がＬｏｗレベルからＨｉｇ
ｈレベルに立ち上がる。

【００２３】次に、図５の時刻ｔ₁でランダム信号Ｖｎ
が立ち上がると、アンド回路Ａ₂の出力がＬｏｗレベル
からＨｉｇｈレベルに戻るが、このときには、単安定マ
ルチバイブレータ回路Ｍ₁の出力電圧Ｖ₀がＨｉｇｈレ
ベルとなっているので、否定回路Ｎ₁の出力がＬｏｗレ
ベルとなっており、アンド回路Ａ₁の出力としての制御
信号Ｖ₁はＬｏｗレベルのままである。

【００２４】次に、図５の時刻ｔ₂で単安定マルチバイ
ブレータ回路Ｍ₁の出力電圧Ｖ₀がＨｉｇｈレベルから
Ｌｏｗレベルに立ち下がると、否定回路Ｎ₁の出力はＬ
ｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに立ち上がり、アンド回
路Ａ₁の出力としての制御信号Ｖ₁もＬｏｗレベルから
Ｈｉｇｈレベルに立ち上がる。この時刻ｔ₂と時刻ｔ ₀
の間隔（ｔ₂−ｔ₀）は、単安定マルチバイブレータ回
路Ｍ₁の時定数回路である抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₃に
より決定される。

【００２５】次に、図５の時刻ｔ₃でランダム信号Ｖｎ
がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに立ち下がると、上
述の時刻ｔ₀以降と同じ動作を繰り返すものである。こ
こで、単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₁の時定数で制
御信号Ｖ₁のＬｏｗレベルの期間を設定しておけば、図
１のスイッチング素子Ｑ₁のオフ期間（共振による自由
振動時間）を変化させずに、図５の時刻ｔ₂〜ｔ₃や時
刻ｔ₅〜ｔ₆のように、スイッチング素子Ｑ₁のオン期
間のみをランダム信号Ｖｎに応じてランダムに変化させ
ることができるものである。

【００２６】ここで、図３の単安定マルチバイブレータ
回路Ｍ₂は、制御信号Ｖ₁のオン期間が長過ぎる場合
に、設定範囲内に制限するものであり、制御信号Ｖ₁が
Ｈｉｇｈレベルになると、否定回路Ｎ₂とコンデンサＣ
₂₀によりトリガー端子（２番ピン）に立ち下がりのトリ
ガーパルスが入力されて、抵抗Ｒ₂₁とコンデンサＣ₂₁で
設定される所定時間の経過後に、出力端子（３番ピン）
がＬｏｗレベルとなる。このときまでランダム信号Ｖｎ
がＨｉｇｈレベルを続けていた場合、コンデンサＣ₂₃を
介して端子ａが立ち下がることにより、アンド回路Ａ₂
を介して単安定マルチバイブレータ回路Ｍ₁をトリガー
し、制御信号Ｖ₁を強制的にＬｏｗレベルとして、新し
いサイクルを作るものである。単安定マルチバイブレー
タ回路Ｍ₂の時限動作が完了する前に、制御信号Ｖ₁が
ランダム信号ＶｎによってＬｏｗレベルになると、コン
デンサＣ₂₄を介して、単安定マルチバイブレータ回路Ｍ
₂がリセットされる。なお、ダイオードＤ₂₀と抵抗
Ｒ₂₀、ダイオードＤ₂₁と抵抗Ｒ₂₂、及び、ダイオードＤ
₂₂と抵抗Ｒ₂₃は、それぞれコンデンサＣ₂₀，Ｃ₂₃，Ｃ₂₄
によって端子にパルスを供給し、電荷を素早く放電させ
るためのものである。

【００２７】次に、図４の単安定マルチバイブレータ回
路Ｍ₃は、制御信号Ｖ₁のオン時間が短過ぎる場合に設
定範囲に延ばすものであり、制御信号Ｖ₁がＨｉｇｈレ
ベルになると、否定回路Ｎ₃とコンデンサＣ₂₅によりト
リガー端子（２番ピン）に立ち下がりのトリガーパルス
が入力されて、抵抗Ｒ₂₅とコンデンサＣ₂₆で設定される
所定時間の間、出力端子（３番ピン）がＨｉｇｈレベル
となり、ランダム信号Ｖｎが低レベルとなっても、単安
定マルチバイブレータ回路Ｍ₁をトリガーせず、制御信
号Ｖ₁を所定時間の間、Ｈｉｇｈレベルとするものであ
る。なお、ダイオードＤ₂₃と抵抗Ｒ₂₄は、コンデンサＣ
₂₅によって端子にパルスを供給し、電荷を素早く放電さ
せるためのものである。以上のようにして、制御信号Ｖ
₁のオン時間の上限と下限をそれぞれ制限した状態での
ランダム動作が可能となるものである。

【００２８】図６は動作周波数の限界を説明するための
波形図である。スイッチング素子Ｑ ₁のオン時間が短過
ぎると、インダクタＬとコンデンサＣ₁とランプ１の共
振回路のエネルギーが少なくなり過ぎて、図６（ｉ）の
実線で示すように、コンデンサＣ₁の電圧Ｖｃがゼロ電
圧まで戻らず、時刻ｔ₁でスイッチング素子Ｑ₁がオン
することになり、コンデンサＣ₁をスイッチング素子Ｑ
₁が短絡することになって、急峻な電流Ｉｓが流れてし
まう。そこで、図６（ｉ）の破線で示すように、コンデ
ンサＣ₁の電圧Ｖｃがゼロ電圧まで復帰できる最低のオ
ン時間幅Ｔｍｉｎが、制御回路２のランダム信号Ｖｎに
よる最高周波数に相当するように構成すればよい。ま
た、スイッチング素子Ｑ₁のオン時間を長くし過ぎる
と、インダクタＬのエネルギーが大きくなり過ぎて、図
６（ｉｉ）に示すように、スイッチング素子Ｑ₁のオフ
時のコンデンサＣ₁の電圧Ｖｃのピーク値Ｖｃｐがスイ
ッチング素子Ｑ₁の耐電圧を越えてしまうことになる。
そこで、最大のオン時間幅Ｔｍａｘを、コンデンサＣ₁
の電圧Ｖｃが耐電圧を越えないように設定すれば良い。
すなわち、最高のオン時間幅Ｔｍａｘが、制御回路２の
ランダム信号Ｖｎによる最低周波数に相当するように構
成すれば良い。

【００２９】このような制御による動作波形は、図７の
ようになる。図中、（ａ）は制御回路２からの制御信号
Ｖ₁、（ｂ）はコンデンサＣ₁の電圧Ｖｃ、（ｃ）はス
イッチング素子Ｑ₁の順方向電流Ｉｓ、（ｄ）はインダ
クタＬに流れる電流Ｉである。時刻ｔ₀で制御信号Ｖ₁
によってスイッチング素子Ｑ₁がオンすると、スイッチ
ング素子Ｑ₁の電流Ｉｓは直線的に上昇していく。そし
て、時刻ｔ₁でスイッチング素子Ｑ₁がオフすると、イ
ンダクタＬのエネルギーはコンデンサＣ₁に移り、コン
デンサＣ₁の電圧Ｖｃが最大となり、その後、コンデン
サＣ₁の電圧Ｖｃが降下して時刻ｔ₂でほぼゼロ電圧に
戻る。次に、時刻ｔ₂で制御信号Ｖ₁によってスイッチ
ング素子Ｑ₁がオンして、スイッチング素子Ｑ₁の電流
Ｉｓが上昇し、時刻ｔ₃でスイッチング素子Ｑ₁がオフ
すると、インダクタＬのエネルギーが先程と比べて大き
いため、コンデンサＣ₁の電圧Ｖｃはピークの高い波形
となる。この電圧Ｖｃは時刻ｔ₄でゼロとなり、ダイオ
ードＤ₁に回生電流が流れ、時刻ｔ₅で再びスイッチン
グ素子Ｑ₁がオンする。このように、スイッチング素子
Ｑ₁のオン時間がランダム信号Ｖｎによって変化し、オ
フ時間を一定としているので、動作周波数がランダムに
変化する。このため、発生する雑音の強度は、図８の周
波数スペクトルに示すように、特定の周波数にピークを
持たず、全体の周波数に散らばるため、全周波数にわた
りピークは低いものになる。また、共振回路の特性を考
慮に入れて、ランダムに変化する周波数の幅を適切に設
定することにより、安定な動作も可能となるものであ
る。さらに、周波数の変化する上限と下限の範囲内で、
ランプ１への供給電力を調整するために、周波数のラン
ダムな変化幅を新たに設定しても良い。

【００３０】図９は本発明の第２の実施例の回路図であ
る。本実施例は、図２２に示す従来例において、ランダ
ム信号発生器４を付加し、このランダム信号発生器４か
らのランダム信号によって、スイッチング素子Ｓ₁とＳ
₂のオン・オフ周波数をランダムに変化させるものであ
る。本実施例で使用する制御回路２の構成を図１０に示
す。この図１０に示す回路は、上述の図３及び図４に示
した回路と共に使用されるものであり、図３の端子ａと
図４の端子ｂをアンド回路Ａ₃の第１及び第２の入力と
している。アンド回路Ａ₃の第３の入力には、否定回路
Ｎ₄の出力が接続されている。否定回路Ｎ₄の入力に
は、フリップフロップＦＦの出力端子Ｑが接続されてい
る。

【００３１】ここで、アンド回路Ａ₃の出力は、図示し
ないレベルシフト回路を介して、制御信号Ｖ₁としてス
イッチング素子Ｓ₁の制御電極に供給されると共に、否
定回路Ｎ₅の入力に接続されている。否定回路Ｎ₅の出
力は、コンデンサＣ₁₅を介してフリップフロップＦＦの
セット端子Ｓに接続されている。フリップフロップＦＦ
のセット端子Ｓは、抵抗Ｒ₁₃を介して接地電位にプルダ
ウンされている。抵抗Ｒ₁₃には、コンデンサＣ₁₅の電荷
放電用のダイオードＤ₇が並列に接続されている。同様
に、アンド回路Ａ₄の出力は、制御信号Ｖ₂としてスイ
ッチング素子Ｓ ₂の制御電極に供給されると共に、否定
回路Ｎ₆の入力に接続されている。否定回路Ｎ₆の出力
は、コンデンサＣ₁₄を介してフリップフロップＦＦのリ
セット端子Ｒに接続されている。フリップフロップＦＦ
のリセット端子Ｒは、抵抗Ｒ₁₂を介して接地電位にプル
ダウンされている。抵抗Ｒ₁₂には、コンデンサＣ₁₄の電
荷放電用のダイオードＤ₆が並列に接続されている。

【００３２】また、トランジスタＱ₅，Ｑ₆は第１のカ
レントミラー回路を構成しており、制御信号Ｖ₁がＨｉ
ｇｈレベルのときには、トランジスタＱ₅を介して抵抗
Ｒ₁₀に電流が流れ、これと同じ電流がトランジスタ
Ｑ₆、ダイオードＤ₅を介して流れて、コンデンサＣ₁₃
の充電電流となる。同様に、トランジスタＱ₇，Ｑ₈は
第２のカレントミラー回路を構成しており、制御信号Ｖ
₂がＨｉｇｈレベルのときには、トランジスタＱ₈を介
して抵抗Ｒ₁₁に電流が流れ、これと同じ電流がトランジ
スタＱ₇に流れて、コンデンサＣ₁₃の放電電流となる。
このコンデンサＣ₁₃の一端は、制御電源電圧Ｖｃｃを大
容量のコンデンサＣ₁₁とＣ₁₂で約１／２に分圧した電位
に固定されているので、コンデンサＣ₁₃の他端には三角
波電圧Ｖｇが得られる。この三角波電圧Ｖｇはアンド回
路Ａ₄の一方の入力とされている。アンド回路Ａ₄の他
方の入力には、否定回路Ｎ₇の出力が接続されており、
この否定回路Ｎ₇には、制御信号Ｖ₁が入力されてい
る。

【００３３】図１１は上記回路の動作波形図である。図
中、（ａ）は図４のオア回路Ｏ₁に入力されるランダム
信号Ｖｎ、（ｂ）はアンド回路Ａ₄に入力される三角波
電圧Ｖｇ、（ｃ）はフリップフロップＦＦのセット端子
Ｓの入力パルス、（ｄ）はフリップフロップＦＦのリセ
ット端子Ｒの入力パルス、（ｅ）はアンド回路Ａ₃から
出力される制御信号Ｖ₁、（ｆ）はアンド回路Ａ₄から
出力される制御信号Ｖ ₂、（ｇ）はフリップフロップＦ
Ｆの出力端子Ｑからの出力電圧である。

【００３４】以下、上記回路の動作について説明する。
上記回路では、ランダム信号Ｖｎによって制御信号Ｖ₁
を設定し、この制御信号Ｖ₁の次に、そのＨｉｇｈレベ
ルの期間と同期間のＨｉｇｈレベル期間を有する制御信
号Ｖ₂を続けて出力しようとするものである。コンデン
サＣ₁₁とＣ₁₂は比較的大きな同一容量値のキャパシタで
あり、その接続点は制御電源電圧Ｖｃｃの約１／２の電
圧に固定され、アンド回路Ａ₄のスレッショルド電圧Ｖ
ｔｈと略同一電圧となっている。トランジスタＱ₅とＱ
₆は第１のカレントミラー回路を構成しており、制御信
号Ｖ₁がＨｉｇｈレベルのときに、抵抗Ｒ₁₀に流れるの
と同じ電流で、ダイオードＤ₅を介してコンデンサＣ₁₃
を直線的に充電する。また、トランジスタＱ₇とＱ₈は
第２のカレントミラー回路を構成しており、制御信号Ｖ
₂がＨｉｇｈレベルのときに、抵抗Ｒ₁₁に流れるのと同
じ電流で、コンデンサＣ₁₃を直線的に放電させる。した
がって、抵抗Ｒ₁₀と抵抗Ｒ₁₁を同一抵抗値に設定し、コ
ンデンサＣ₁₃の充電速度と放電速度を同じに設定してお
けば、制御信号Ｖ₁と同期間のＨｉｇｈレベル期間を有
する制御信号Ｖ₂が出力可能となる。ＦＦはＲＳフリッ
プフロップであり、制御信号Ｖ₁がＬｏｗレベルとなっ
た瞬間、コンデンサＣ₁₅と抵抗Ｒ₁₃により、セット端子
Ｓにトリガーパルスを入力し、制御信号Ｖ₂がＬｏｗレ
ベルとなった瞬間、コンデンサＣ₁₄と抵抗Ｒ₁₂によりリ
セット端子Ｒにトリガーパルスを入力する。ダイオード
Ｄ₆とＤ₇は、制御信号Ｖ₁及びＶ₂のそれぞれがＨｉ
ｇｈレベルとなったときに、コンデンサＣ₁₄とＣ₁₅の電
荷を速やかに放電させるためのものである。

【００３５】図１１において、時刻ｔ₀でランダム信号
ＶｎがＨｉｇｈレベルになると、制御信号Ｖ₁はＨｉｇ
ｈレベルとなり、同時に、コンデンサＣ₁₃はトランジス
タＱ ₅，Ｑ₆と、抵抗Ｒ₁₀とダイオードＤ₅によって直
線的に充電されて行き、三角波電圧Ｖｇは直線的に上昇
する。この制御信号Ｖ₁がＨｉｇｈレベルのときには、
否定回路Ｎ₇によりアンド回路Ａ₄の出力はＬｏｗレベ
ルとなり、制御信号Ｖ ₂はＬｏｗレベルである。時刻ｔ
₁でランダム信号ＶｎがＬｏｗレベルとなると、制御信
号Ｖ₁はＬｏｗレベルとなり、フリップフロップＦＦの
セット端子Ｓにトリガーパルスが入力され、出力端子Ｑ
がＨｉｇｈレベル、否定回路Ｎ₄の出力がＬｏｗレベル
となり、制御信号Ｖ₁はＬｏｗレベルを維持する。これ
により、コンデンサＣ₁₃への充電は終了する。このと
き、コンデンサＣ₁₃の三角波電圧Ｖｇはアンド回路Ａ₄
のスレショルド電圧Ｖｔｈを越えており、否定回路Ｎ₇
の出力は制御信号Ｖ₁を反転してＨｉｇｈレベルとなっ
ているので、アンド回路Ａ₄の出力はＨｉｇｈレベルと
なり、制御信号Ｖ₂がＨｉｇｈレベルとなる。抵抗Ｒ ₁₀
とＲ₁₁を同一抵抗値に選べば、トランジスタＱ₇，Ｑ₈
よりなるカレントミラー回路と抵抗Ｒ₁₁によりコンデン
サＣ₁₃は直線的に放電し、三角波電圧Ｖｇは、充電時と
ほぼ同じ時間でアンド回路Ａ₄のスレショルド電圧Ｖｔ
ｈまで降下し、時刻ｔ₃で制御信号Ｖ₂はＬｏｗレベル
に変化する。このとき、フリップフロップＦＦのリセッ
ト端子Ｒにはトリガーパルスが入力され、出力端子Ｑが
Ｌｏｗレベル、否定回路Ｎ₄の出力がＨｉｇｈレベルと
なり、アンド回路Ａ₃を介してランダム信号Ｖｎが制御
信号Ｖ₁に伝達されるようになる。時刻ｔ₄で再びラン
ダム信号ＶｎがＬｏｗレベルとなり、時刻ｔ₃からｔ₄
に相当する期間で、制御信号Ｖ₁とＶ₂が交互にＨｉｇ
ｈレベルとなる。

【００３６】なお、図１０に示す回路は、上述のよう
に、図３に示す回路と端子ａを介して接続されており、
また、図４に示す回路と端子ｂを介して接続されてい
る。図３に示す回路は制御信号Ｖ₁，Ｖ₂のオン期間
（つまりＨｉｇｈレベル期間）が長過ぎる場合に設定範
囲に制限するものであり、図４に示す回路は制御信号Ｖ
₁，Ｖ₂のオン期間が短過ぎる場合に設定範囲に延ばす
ものであり、その動作については、上述の第１の実施例
で説明した動作と同様である。このようにして、制御信
号Ｖ₁，Ｖ₂のオン期間の上限と下限を制限した状態で
のランダム動作が可能となるものである。この場合、制
御信号Ｖ₁とＶ₂は同一のオン期間を有するものである
が、ランダム信号Ｖｎによって、ランダム周期の信号を
発生できるものである。

【００３７】ここで、図１２に本実施例の動作条件を示
す。縦軸は共振負荷回路３のインピーダンスＺの逆数、
横軸は周波数である。本実施例では、制御回路２により
設定される周波数の下限は、インダクタＬとコンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₃及びランプ１から構成される負荷回路３の自
己共振周波数ｆ₀よりも高く設定することにより、共振
電流の増大によるスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の破壊を
招くことなく動作可能となる。さらに、下限の周波数は
ランプ１の予熱、始動、点灯等の各々の場合における共
振周波数よりも高く設定することにより、安定な動作を
可能とすることができる。また、周波数の上限ｆｍａｘ
は、ランプ１へのエネルギー供給が減少してランプ１が
立ち消えを起こしてしまう周波数よりも低く設定すれ
ば、安定な点灯が可能となるものである。本実施例でも
上述の第１の実施例と同様に、インバータの動作周波数
が一定でないため、特定の周波数の雑音が強調されるこ
となく、動作の安定も達成できるものである。

【００３８】図１３は本発明の第３の実施例の回路図で
ある。この回路はフルブリッジ式のインバータ回路であ
る。交流電源ＡＣは全波整流器ＤＢにより整流され、コ
ンデンサＣ₂により平滑されて、直流電圧に変換され
る。そして、このコンデンサＣ ₂の直流電圧は、スイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路に印加されると共に、
スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄の直列回路にも印加されて
いる。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の接続点と、スイッ
チング素子Ｓ₃，Ｓ₄の接続点との間には、負荷回路３
が接続されている。この負荷回路３は、ランプ１とコン
デンサＣの並列回路にインダクタＬを直列に接続したも
のであり、共振系を構成している。スイッチング素子Ｓ
₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄は制御回路２によりスイッチング
制御されており、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₄がオンの
ときには、スイッチング素子Ｓ₂とＳ₃がオフとなり、
スイッチング素子Ｓ₁とＳ₄がオフのときには、スイッ
チング素子Ｓ₂とＳ₃がオンとなるように、交互にオン
・オフ動作を行うものである。本実施例においても、上
述の各実施例と同様に、ランダム信号発生器４を付加し
ており、インダクタＬとコンデンサＣとランプ１から構
成される負荷回路３の自己共振周波数とランプ１の立ち
消え防止という観点から動作周波数の範囲を決めること
によって、雑音の低減と安定動作が可能となるものであ
る。

【００３９】ここで、ランダム信号発生器４の一例を図
１４に示す。この回路は、直流電源Ｖ₉の正極に抵抗Ｒ
₉の一端を接続し、他端をトランジスタＱ₉のベースに
接続し、直流電源Ｖ₉の負極にトランジスタＱ₉のエミ
ッタを接続している。トランジスタＱ₉のベースには、
コンデンサＣ₉の一端が接続され、トランジスタＱ₉の
エミッタには、抵抗Ｒ₈の一端が接続されている。コン
デンサＣ₉と抵抗Ｒ₈の各他端は、増幅器Ｎ₉に入力さ
れており、増幅器Ｎ₉の出力として、ランダム信号Ｖｎ
を取り出している。このように、ベース・エミッタ間を
逆バイアスされたトランジスタＱ₉によりノイズを発生
し、このノイズを増幅器Ｎ₉により増幅して、Ｈｉｇｈ
レベル又はＬｏｗレベルの信号に２値化して、ランダム
信号Ｖｎとするものである。なお、同様の機能を達成で
きるものであれば、他の任意の構成のランダム信号発生
器を使用しても良いことは言うまでもない。

【００４０】図１５は本発明の第４の実施例の回路図で
ある。本実施例の回路構成は、図１３に示した回路と同
様のフルブリッジインバータ回路であるが、スイッチン
グ素子Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄の動作が異なる。本実施
例では、スイッチング素子Ｓ ₁とＳ₃か、あるいは、ス
イッチング素子Ｓ₂とＳ₄のどちらか一方が他方に比べ
て低い周波数でオン・オフ動作するものである。例え
ば、スイッチング素子Ｓ ₂とＳ₄が低い周波数でオン・
オフ動作する場合について説明すると、スイッチング素
子Ｓ₂がオンのとき、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄はオ
フであり、スイッチング素子Ｓ₃が高い周波数でオン・
オフされる。また、スイッチング素子Ｓ₄がオンのと
き、スイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃はオフであり、スイッ
チング素子Ｓ ₁が高い周波数でオン・オフされるもので
ある。これにより、負荷回路には、低い周波数の矩形波
電圧を供給することができる。この回路を高圧放電灯の
点灯装置に用いれば、音響的共鳴現象を避けることがで
きる。さらに、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₄及びスイッ
チング素子Ｓ₂とＳ₃のどちらか一方か或るいは両方に
ついて動作周波数をランダムとする制御を行えば、上述
の各実施例と同様の効果が得られるものである。

【００４１】図１６は本発明の第５の実施例の回路図で
ある。本実施例では、バイポーラ型のトランジスタＱ₁
とダイオードＤ₂とＭＯＳ型のトランジスタＱ₂の直列
回路をコンデンサＣ₂の両端間に接続している。トラン
ジスタＱ₁のコレクタ・エミッタ間には、ダイオードＤ
₁が逆並列接続されている。トランジスタＱ₁のベース
・エミッタ間には、ダイオードＤ₂が逆並列接続される
と共に、トランスＴの２次巻線が接続されている。ダイ
オードＤ₂とＭＯＳトランジスタＱ₂の直列回路には、
トランスＴの１次巻線とコンデンサＣ₁の直列回路が接
続されている。コンデンサＣ₁の両端には、コンデンサ
Ｃ₃を介してランプ１が接続されている。ＭＯＳトラン
ジスタＱ₂のゲートには、制御回路２から制御信号が入
力されている。制御回路２によるスイッチング周期は、
ランダム信号発生器４からのランダム信号によりランダ
ムに変化している。また、トランジスタＱ₁は負荷回路
に流れる電流をトランスＴの２次巻線から帰還させるこ
とにより、自励駆動されている。ＭＯＳトランジスタＱ
₂がオンすると、ダイオードＤ₂がオンすることによ
り、トランジスタＱ₁は強制的にオフされる。また、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ₂がオフすると、ダイオードＤ₂が
逆バイアスされて、トランジスタＱ₁がトランスＴの２
次巻線出力によりオン駆動されるものである。本実施例
でも、スイッチング周期をランダムに制御することによ
り、雑音強度の周波数スペクトルを広い範囲に分散さ
せ、雑音を低減させることができる。

【００４２】なお、上記各実施例においては、交流電源
を整流平滑して直流電源を得ているが、電池電源等によ
る直流電源を用いても構わない。また、スイッチング素
子としては、バイポーラトランジスタや静電誘導サイリ
スタ等に逆並列ダイオードを付加しても良いし、内蔵の
逆並列ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴを用いても良
い。

【００４３】

【発明の効果】請求項１記載の発明では、共振負荷回路
を有するインバータ回路を用いた放電灯点灯装置におい
て、スイッチング素子のオン時間又はスイッチング周波
数をランダムに変化させているので、雑音強度の周波数
スペクトルが広い範囲に分散され、低雑音の放電灯点灯
装置を実現できるという効果がある。

【００４４】なお、請求項２又は３に記載のように、イ
ンバータ回路に異常な電流が流れず、しかもランプが立
ち消えしない範囲で、スイッチング素子のオン時間ある
いは動作周波数をランダムに制御すれば、低雑音であり
ながら、安定な動作が可能な放電灯点灯装置を実現でき
るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の回路図である。

【図２】本発明の第１の実施例に用いる制御回路の回路
図である。

【図３】本発明の第１の実施例に用いる最大オン期間設
定回路の回路図である。

【図４】本発明の第１の実施例に用いる最小オン期間設
定回路の回路図である。

【図５】本発明の第１の実施例に用いる制御回路の動作
波形図である。

【図６】本発明の第１の実施例の周波数範囲を説明する
ための波形図である。

【図７】本発明の第１の実施例の動作波形図である。

【図８】本発明の第１の実施例の雑音強度の周波数スペ
クトルを示す図である。

【図９】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図１０】本発明の第２の実施例に用いる制御回路の回
路図である。

【図１１】本発明の第２の実施例に用いる制御回路の動
作波形図である。

【図１２】本発明の第２の実施例の周波数範囲を説明す
るための説明図である。

【図１３】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図１４】本発明に用いるランダム信号発生器の回路図
である。

【図１５】本発明の第４の実施例の回路図である。

【図１６】本発明の第５の実施例の回路図である。

【図１７】第１の従来例の回路図である。

【図１８】第１の従来例の動作波形図である。

【図１９】第１の従来例の雑音強度の周波数スペクトル
を示す図である。

【図２０】第２の従来例の回路図である。

【図２１】第２の従来例の動作波形図である。

【図２２】第３の従来例の回路図である。

【図２３】第３の従来例の動作波形図である。

【符号の説明】

１ランプ２制御回路４ランダム信号発生器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子のオン・オフ動作に
よりランプを含む共振負荷回路に高周波電力を供給する
インバータ回路を用いた放電灯点灯装置において、スイ
ッチング素子のオン時間又はスイッチング周波数をラン
ダムに変化させる手段を備えることを特徴とする放電灯
点灯装置。
【請求項２】インバータ回路は電圧共振回路を有
し、スイッチング素子のオン時間の最小値を、スイッチ
ング素子のオフ時にスイッチング素子の両端に生じる共
振電圧がゼロに復帰できる時間に設定したことを特徴と
する請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】インバータ回路は電流共振回路を有
し、スイッチング素子の動作周波数の最小値を、負荷回
路の自己共振周波数よりも高く設定したことを特徴とす
る請求項１記載の放電灯点灯装置。