JPH0582276A

JPH0582276A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0582276A
Application number: JP3246135A
Authority: JP
Inventors: Masahito Onishi; 雅人大西; Hidenori Kakehashi; 英典掛橋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1991-09-25
Filing date: 1991-09-25
Publication date: 1993-04-02

Abstract

(57)【要約】【目的】共振負荷回路を備えるインバータ回路を用いた
放電灯点灯装置において、特定の雑音周波数が強調され
ることを防止すると共に、安定な動作を実現。【構成】スイッチング素子のオン・オフ動作によりラン
プを含む共振負荷回路に高周波電力を供給するインバー
タ回路を用いた放電灯点灯装置において、スイッチング
素子のオン時間又はスイッチング周波数をランダムに変
化させ、その際に、上限値と下限値との間を一度には変
化しないように制御する。【効果】雑音強度の周波数スペクトルが広い範囲に分散
され、低雑音の放電灯点灯装置を実現できる。また、ラ
ンダムな変化のうち、急激な変化を除くことにより、イ
ンバータ回路に過大な電流が流れたり、ランプが立ち消
えすることがなく、安定な動作を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ランプに高周波エネル
ギーを供給して点灯させる放電灯点灯装置に関するもの
であり、さらに詳しくは、放電灯点灯装置のノイズ低減
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１２に従来例の回路図を示す。この回
路は、インダクタＬとコンデンサＣ₁による共振回路を
有する一石式電圧共振形のインバータ式放電灯点灯装置
である。交流電源ＡＣを全波整流器ＤＢにより整流し、
コンデンサＣ₂により平滑する。そして、このコンデン
サＣ₂の両端間に、ランプ１とインダクタＬとスイッチ
ング素子Ｓを直列に接続し、スイッチング素子Ｓと並列
にコンデンサＣ₁を接続する。

【０００３】図１３は上記回路の動作波形図である。図
中、（ａ）は制御回路２の制御信号Ｖｄ、（ｂ）はスイ
ッチング素子Ｓの電流Ｉｓ、（ｃ）はコンデンサＣ₁の
電圧Ｖｃ、（ｄ）はインダクタＬの電流Ｉである。時刻
ｔ₀で制御回路２の制御信号Ｖｄによりスイッチング素
子Ｓがオンし、スイッチング素子Ｓの電流Ｉｓが増加
し、時刻ｔ₁でスイッチング素子Ｓがオフすると、イン
ダクタＬに流れていた電流Ｉは流れ続けようとしてコン
デンサＣ₁を充電し、コンデンサＣ₁の電圧Ｖｃは共振
的に上昇する。時刻ｔ₂で電圧Ｖｃが最大となり、イン
ダクタＬの電流Ｉはゼロとなる。その後は、コンデンサ
Ｃ₁が放電して逆向きの電流が流れ、電圧Ｖｃが低下
し、時刻ｔ₃でゼロとなり、スイッチング素子Ｓに逆向
きの電流が流れる。この繰り返しで、ランプ１に高周波
の交流電流を供給できるものである。また、スイッチン
グ素子Ｓの両端電圧の波形が共振的となり、滑らかに上
昇するため、スイッチング時に発生する雑音の低減が期
待できるものである。

【０００４】しかしながら、上記の回路では、スイッチ
ング素子Ｓのスイッチング動作が周期的に行われ、さら
に、スイッチングによる電流Ｉｓの急峻な変化やランプ
１に流れる電流Ｉの歪みのために、図１４に示すよう
に、回路の動作周波数ｆ₀を基本周波数とした高調波ｆ
₁，ｆ₂，ｆ₃，ｆ₄，…が発生し、これが特定の周波
数における雑音の原因となっていた。なお、回路の動作
周波数ｆ₀は、図１３に示すスイッチング動作の１周期
（ｔ₃−ｔ₀）の逆数で決まる。

【０００５】図１５に別の従来例を示す。この回路は、
制御回路２の制御信号Ｖ₁，Ｖ₂により交互にオン・オ
フ駆動される一対のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列
回路を電源用のコンデンサＣ₂の両端間に接続した直列
インバータ回路である。スイッチング素子Ｓ₂と並列に
インダクタＬとコンデンサＣ₁の直列共振回路が接続さ
れている。コンデンサＣ₁の両端には、直流成分カット
用のコンデンサＣ₃を介してランプ１が接続されてい
る。

【０００６】図１６は上記回路の動作波形図である。図
中、（ａ）は制御回路２からの第１の制御信号Ｖ₁、
（ｂ）は制御回路２からの第２の制御信号Ｖ₂、（ｃ）
はスイッチング素子Ｓ₁に流れる電流Ｉｓ₁、（ｄ）は
スイッチング素子Ｓ₂に流れる電流Ｉｓ₂、（ｅ）はイ
ンダクタＬの電流Ｉ、（ｆ）はスイッチング素子Ｓ₂の
両端電圧Ｖｓである。時刻ｔ₀で制御信号Ｖ₂によりス
イッチング素子Ｓ₂がオフすると、インダクタＬの電流
Ｉは流れ続けようとしてスイッチング素子Ｓ₁を逆向き
に流れる。このとき、制御信号Ｖ₁によりスイッチング
素子Ｓ₁がオンしているので、やがてスイッチング素子
Ｓ₁に正方向の電流Ｉｓ₁が流れる。時刻ｔ₁で制御信
号Ｖ₁によりスイッチング素子Ｓ₁がオフすると、イン
ダクタＬの電流Ｉは流れ続けようとしてスイッチング素
子Ｓ₂を逆向きに流れる。このとき、制御信号Ｖ₂によ
りスイッチング素子Ｓ₂がオンしているので、やがてス
イッチング素子Ｓ₂に正方向の電流Ｉｓ₂が流れ、時刻
ｔ₂でスイッチング素子Ｓ₂がオフし、スイッチング素
子Ｓ₁がオンして、以下、同じ動作を繰り返すものであ
る。

【０００７】時刻ｔ₃以降の波形図は、各スイッチング
素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数を上述の時刻ｔ₀〜ｔ₂に
比べて高くした場合であり、同様にして負荷回路に交流
電流Ｉを供給できるものであるが、各スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂のオン時間が短いため、負荷回路の自己共振
周波数よりもさらに高いスイッチング周波数となり、負
荷回路に流れる電流は少なくなる。このように、動作周
期が時刻ｔ₀〜ｔ₂と時刻ｔ₃〜ｔ₅では異なり、負荷
回路の電流が変化しているが、それぞれについて一定周
期の動作であるので、上記の従来例と同様に、特定の周
波数の雑音が強調されるという問題があった。

【０００８】そこで、図１７に示すように、ランダム信
号発生器４を付加して、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の
オン・オフ周波数をランダムに変化させることが考えら
れる。これによって、図１９に示すように、雑音が広い
周波数に分散されるため、各周波数における雑音のピー
クを下げることができ、特定の周波数の雑音が強調され
ることを防止できるものである。ここで、図１８に上記
回路の動作条件を示す。制御回路２により設定される周
波数の下限は、インダクタＬとコンデンサＣ₁，Ｃ₃及
びランプ１から構成される負荷回路３の自己共振周波数
ｆ₀よりも高く設定することにより、共振電流の増大に
よるスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の破壊を招くことなく
動作可能となる。さらに、下限の周波数はランプ１の予
熱、始動、点灯等の各々の場合における動作周波数より
も高く設定することにより、安定な動作を可能とするこ
とができる。また、周波数の上限ｆｍａｘは、ランプ１
へのエネルギー供給が減少してランプ１が立ち消えを起
こしてしまう周波数よりも低く設定すれば、安定な点灯
が可能となるものである。

【０００９】なお、ランダム信号発生器４の一例を図２
０に示す。この回路は、直流電源Ｖ ₉の正極に抵抗Ｒ₉
の一端を接続し、他端をトランジスタＱ₉のベースに接
続し、直流電源Ｖ₉の負極にトランジスタＱ₉のエミッ
タを接続している。トランジスタＱ₉のベースには、コ
ンデンサＣ₉の一端が接続され、トランジスタＱ₉のエ
ミッタには、抵抗Ｒ₈の一端が接続されている。コンデ
ンサＣ₉と抵抗Ｒ₈の各他端は、増幅器Ｎ₉に入力され
ており、増幅器Ｎ₉の出力として、ランダム信号Ｖｎを
取り出している。このように、ベース・エミッタ間を逆
バイアスされたトランジスタＱ₉によりノイズを発生
し、このノイズを増幅器Ｎ₉により増幅して、Ｈｉｇｈ
レベル又はＬｏｗレベルの信号に２値化して、ランダム
信号Ｖｎとするものである。なお、同じ機能を達成でき
るものであれば、他の構成のランダム信号発生器を使用
しても良いことは言うまでもない。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】図１７の回路では、負
荷回路３に蛍光灯のような放電ランプ１を用いている。
放電ランプ１の電気特性は、図２２に示すようになり、
電流Ｉが増加すれば、電圧Ｖが減少するような負特性を
示す。図１７の負荷回路３では、動作周波数が高くなれ
ば、ランプ１への供給電流が減って電圧が上がり、逆
に、動作周波数が低くなれば、ランプ１への供給電流が
増え、電圧が下がることになる。したがって、図１７の
負荷回路３におけるランプ１のインピーダンスは、動作
周波数が高いと高くなり、動作周波数が低いと低くな
る。したがって、仮に、図２１に示すように、動作周波
数が高い周波数（共振回路のエネルギーが小さい状態）
から、低い周波数（共振回路のエネルギーが大きい状
態）へランダム信号により急に変化したとすると、ラン
プのインピーダンスが高いままで動作周波数が下がるた
め、負荷が軽くなり、本来の低い周波数での共振回路全
体のインピーダンスよりも低いインピーダンスとなる。
このため、共振回路に流れる電流が増大し、インダクタ
の飽和を招き、スイッチング素子の電流が過大となっ
て、破壊に至るという問題があった。また、逆に、低い
周波数から高い周波数へ急に変化した場合、ランプのイ
ンピーダンスが低いにもかかわらず、共振回路のエネル
ギーが減少し、ランプが立ち消えてしまうという問題が
あった。

【００１１】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、共振負荷回路３を備えるインバータ回路に
おけるスイッチング素子のオン時間又はスイッチング周
波数をランダムに変化させて特定の雑音周波数が強調さ
れることを防止した放電灯点灯装置において、回路動作
の信頼性を高めることを目的とするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１７に示すように、スイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン・オフ動作によりランプ１
を含む共振負荷回路に高周波電力を供給するインバータ
回路に、ランダム信号発生器４を付加して、前記スイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン時間又はスイッチング周波
数をランダムに変化させるようにした放電灯点灯装置に
おいて、上記ランダムな変化は、例えば、図１に示すよ
うに、上限値ｆ₂と下限値ｆ₁の間を一度で変化するの
ではなく、中間値ｆ₃ ，ｆ₄ ，ｆ₅ ，…を経て緩慢に変
化するように制御されることを特徴とするものである。

【００１３】

【作用】図１に示すように、動作周波数の下限値をｆ₁
とし、上限値をｆ₂としたとき、下限値ｆ₁と上限値ｆ
₂の間の急峻な周波数変化を避けて、少なくとも１回の
中間値ｆ₃を経るか、あるいは、ｆ₄，ｆ₃，ｆ₅のよ
うに、２回以上、中間の周波数を経て、全体的には下限
値ｆ₁から上限値ｆ₂まで変化させることによって、ラ
ンプと共振回路のバランスを崩すことなく、安定な動作
を行うことができる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。図２乃至
図５は、図１７の回路に用いる制御回路２の構成を示し
ている。図２の回路は、ランダム信号発生器４のランダ
ム信号Ｖｎを入力し、これを緩慢に変化する第２のラン
ダム信号Ｖ₃に変換して出力するものである。図３の回
路は、緩慢に変化する第２のランダム信号Ｖ₃に基づい
て、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の制御信号Ｖ₁，Ｖ₂
を作成するものである。また、図４の回路は、制御信号
Ｖ₁，Ｖ₂のオン時間の上限値を制限し、図５の回路は
制御信号Ｖ₁，Ｖ₂のオン時間の下限値を制限するもの
である。以下、それぞれの回路について説明する。

【００１５】まず、図２に示した回路は、汎用のタイマ
ーＩＣ（シグネティックス社製ＮＥ５５５）よりなる無
安定マルチバイブレータ回路Ｍ₁を備えている。このタ
イマーＩＣは、トリガー端子（２番ピン）が（１／３）
Ｖｃｃ以下になると、トリガーされて出力端子（３番ピ
ン）がＨｉｇｈレベルとなり、放電端子（７番ピン）は
高インピーダンスとなる。また、スレショルド端子（６
番ピン）が（２／３）Ｖｃｃになると、出力端子（３番
ピン）がＬｏｗレベルとなり、放電端子（７番ピン）も
Ｌｏｗレベルとなる。電源端子（８番ピン）とアース端
子（１番ピン）の間には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加さ
れている。また、リセット端子（４番ピン）は電源端子
（８番ピン）に接続されており、周波数制御端子（５番
ピン）は、デカップリングコンデンサＣ₁₆を介してアー
ス端子（１番ピン）に接続されている。タイマーＩＣの
時定数回路を構成する抵抗Ｒｘと抵抗Ｒ₁₆とコンデンサ
Ｃ ₁₇の直列回路には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加されて
いる。抵抗Ｒｘと抵抗Ｒ₁₆の接続点は、タイマーＩＣの
放電端子（７番ピン）に接続されており、抵抗Ｒ₁₆とコ
ンデンサＣ₁₇の接続点は、タイマーＩＣのスレショルド
端子（６番ピン）及びトリガー端子（２番ピン）に接続
されており、これによって、タイマーＩＣは無安定マル
チバイブレータ回路として動作するものである。

【００１６】図２の回路において、ランダム信号Ｖｎが
入力されると、否定回路Ｎ₅によりランダム信号Ｖｎは
反転され、反転ランダム信号Ｖｘとなる。この反転ラン
ダム信号Ｖｘは、ダイオードＤ₈を介して、抵抗Ｒ₁₉，
Ｒ₁₈とコンデンサＣ₁₈よりなるＣＲ積分回路に入力さ
れ、積分電圧Ｖｙに変換される。ランダム信号Ｖｎのパ
ルスの間隔が広い場合には、積分電圧Ｖｙが低くなる。
これにより、トランジスタＱ₁₁のコレクタ電流が変化
し、トランジスタＱ₁₀のコレクタ・エミッタ間抵抗も変
化する。トランジスタＱ₁₀と抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₄の合成抵抗
Ｒｘは、抵抗Ｒ₁₆と直列に接続されており、無安定マル
チバイブレータ回路Ｍ₁の充電時定数は、合成抵抗Ｒｘ
と抵抗Ｒ₁₆及びコンデンサＣ₁₇で決まり、放電時定数は
抵抗Ｒ₁₆とコンデンサＣ₁₇で決まる。故に、ランダム信
号Ｖｎのパルス間隔の狭い場合を最小の合成抵抗Ｒｘ
（第２のランダム信号Ｖ₃の最小オン時間）に設定し、
ランダム信号Ｖｎのパルス間隔の広い場合を最大の合成
抵抗Ｒｘ（第２のランダム信号Ｖ ₃の最大オン時間）に
設定する。ランダム信号Ｖｎのパルス間隔が急峻に変化
しても、上述のＣＲ積分回路により、積分電圧Ｖｙは緩
慢に変化するので、第２のランンダム信号Ｖ₃のＨｉｇ
ｈレベル期間は急峻な変化をしなくなる。

【００１７】次に、図３に示す回路は、図４及び図５に
示した回路と共に使用されるものであり、図４の端子ａ
と図５の端子ｂをアンド回路Ａ₃の第１及び第２の入力
としている。アンド回路Ａ₃の第３の入力には、否定回
路Ｎ₄の出力が接続されている。否定回路Ｎ₄の入力に
は、フリップフロップＦＦの出力端子Ｑが接続されてい
る。

【００１８】ここで、アンド回路Ａ₃の出力は、図示し
ないレベルシフト回路を介して、制御信号Ｖ₁として図
１７のスイッチング素子Ｓ₁の制御電極に供給されると
共に、否定回路Ｎ₅の入力に接続されている。否定回路
Ｎ₅の出力は、コンデンサＣ ₁₅を介してフリップフロッ
プＦＦのセット端子Ｓに接続されている。フリップフロ
ップＦＦのセット端子Ｓは、抵抗Ｒ₁₃を介して接地電位
にプルダウンされている。抵抗Ｒ₁₃には、コンデンサＣ
₁₅の電荷放電用のダイオードＤ₇が並列に接続されてい
る。同様に、アンド回路Ａ₄の出力は、制御信号Ｖ₂と
して図１７のスイッチング素子Ｓ₂の制御電極に供給さ
れると共に、否定回路Ｎ₆の入力に接続されている。否
定回路Ｎ₆の出力は、コンデンサＣ₁₄を介してフリップ
フロップＦＦのリセット端子Ｒに接続されている。フリ
ップフロップＦＦのリセット端子Ｒは、抵抗Ｒ₁₂を介し
て接地電位にプルダウンされている。抵抗Ｒ₁₂には、コ
ンデンサＣ₁₄の電荷放電用のダイオードＤ₆が並列に接
続されている。

【００１９】また、トランジスタＱ₅，Ｑ₆は第１のカ
レントミラー回路を構成しており、制御信号Ｖ₁がＨｉ
ｇｈレベルのときには、トランジスタＱ₅を介して抵抗
Ｒ₁₀に電流が流れ、これと同じ電流がトランジスタ
Ｑ₆、ダイオードＤ₅を介して流れて、コンデンサＣ₁₃
の充電電流となる。同様に、トランジスタＱ₇，Ｑ₈は
第２のカレントミラー回路を構成しており、制御信号Ｖ
₂がＨｉｇｈレベルのときには、トランジスタＱ₈を介
して抵抗Ｒ₁₁に電流が流れ、これと同じ電流がトランジ
スタＱ₇に流れて、コンデンサＣ₁₃の放電電流となる。
このコンデンサＣ₁₃の一端は、制御電源電圧Ｖｃｃをコ
ンデンサＣ₁₁とＣ₁₂で約１／２に分圧した電位に固定さ
れているので、コンデンサＣ₁₃の他端には三角波電圧Ｖ
ｇが得られる。この三角波電圧Ｖｇはアンド回路Ａ₄の
一方の入力とされている。アンド回路Ａ₄の他方の入力
には、否定回路Ｎ₇の出力が接続されており、この否定
回路Ｎ ₇には、制御信号Ｖ₁が入力されている。

【００２０】以下、図３の回路の動作について説明す
る。この回路では、緩慢に変化する第２のランダム信号
Ｖ₃によって制御信号Ｖ₁を設定し、この制御信号Ｖ₁
の次に、そのＨｉｇｈレベルの期間と同期間のＨｉｇｈ
レベル期間を有する制御信号Ｖ ₂を続けて出力しようと
するものである。コンデンサＣ₁₁とＣ₁₂は比較的大きな
同一容量値のキャパシタであり、その接続点は制御電源
電圧Ｖｃｃの約１／２の電圧に固定され、アンド回路Ａ
₄のスレッショルド電圧Ｖｔｈと略同一電圧となってい
る。トランジスタＱ₅とＱ₆は第１のカレントミラー回
路を構成しており、制御信号Ｖ₁がＨｉｇｈレベルのと
きに、抵抗Ｒ₁₀に流れるのと同じ電流で、ダイオードＤ
₅を介してコンデンサＣ₁₃を直線的に充電する。また、
トランジスタＱ₇とＱ₈は第２のカレントミラー回路を
構成しており、制御信号Ｖ₂がＨｉｇｈレベルのとき
に、抵抗Ｒ₁₁に流れるのと同じ電流で、コンデンサＣ₁₃
を直線的に放電させる。したがって、抵抗Ｒ₁₀と抵抗Ｒ
₁₁を同一抵抗値に設定し、コンデンサＣ₁₃の充電速度と
放電速度を同じに設定しておけば、制御信号Ｖ₁と同期
間のＨｉｇｈレベル期間を有する制御信号Ｖ₂が出力可
能となる。ＦＦはＲＳフリップフロップであり、制御信
号Ｖ₁がＬｏｗレベルとなった瞬間、コンデンサＣ₁₅と
抵抗Ｒ₁₃により、セット端子Ｓにトリガーパルスを入力
し、制御信号Ｖ₂がＬｏｗレベルとなった瞬間、コンデ
ンサＣ₁₄と抵抗Ｒ₁₂によりリセット端子Ｒにトリガーパ
ルスを入力する。ダイオードＤ₆とＤ₇は、制御信号Ｖ
₁及びＶ₂のそれぞれがＨｉｇｈレベルとなったとき
に、コンデンサＣ₁₄とＣ₁₅の電荷を速やかに放電させる
ためのものである。

【００２１】第２のランダム信号Ｖ₃がＨｉｇｈレベル
になると、制御信号Ｖ₁はＨｉｇｈレベルとなり、同時
に、コンデンサＣ₁₃はトランジスタＱ₅，Ｑ₆と、抵抗
Ｒ₁₀とダイオードＤ₅によって直線的に充電されて行
き、三角波電圧Ｖｇは直線的に上昇する。この制御信号
Ｖ₁がＨｉｇｈレベルのときには、否定回路Ｎ₇により
アンド回路Ａ₄の出力はＬｏｗレベルとなり、制御信号
Ｖ₂はＬｏｗレベルである。ランダム信号ＶｎがＬｏｗ
レベルとなると、制御信号Ｖ₁はＬｏｗレベルとなり、
フリップフロップＦＦのセット端子Ｓにトリガーパルス
が入力され、出力端子ＱがＨｉｇｈレベル、否定回路Ｎ
₄の出力がＬｏｗレベルとなり、制御信号Ｖ₁はＬｏｗ
レベルを維持する。これにより、コンデンサＣ₁₃への充
電は終了する。このとき、コンデンサＣ₁₃の三角波電圧
Ｖｇはアンド回路Ａ₄のスレショルド電圧Ｖｔｈを越え
ており、否定回路Ｎ₇の出力は制御信号Ｖ₁を反転して
Ｈｉｇｈレベルとなっているので、アンド回路Ａ₄の出
力はＨｉｇｈレベルとなり、制御信号Ｖ₂がＨｉｇｈレ
ベルとなる。抵抗Ｒ₁₀とＲ₁₁を同一抵抗値に選べば、ト
ランジスタＱ₇，Ｑ₈よりなるカレントミラー回路と抵
抗Ｒ₁₁によりコンデンサＣ₁₃は直線的に放電し、三角波
電圧Ｖｇは、充電時とほぼ同じ時間でアンド回路Ａ₄の
スレショルド電圧Ｖｔｈまで降下し、制御信号Ｖ₂はＬ
ｏｗレベルに変化する。このとき、フリップフロップＦ
Ｆのリセット端子Ｒにはトリガーパルスが入力され、出
力端子ＱがＬｏｗレベル、否定回路Ｎ₄の出力がＨｉｇ
ｈレベルとなり、アンド回路Ａ₃を介して第２のランダ
ム信号Ｖ₃が制御信号Ｖ₁に伝達されるようになる。そ
の後、再び第２のランダム信号Ｖ₃がＬｏｗレベルとな
り、制御信号Ｖ₁とＶ₂が交互にＨｉｇｈレベルとな
る。

【００２２】図４の回路では、図２と同じタイマーＩＣ
（シグネティックス社製ＮＥ５５５）を用いて単安定マ
ルチバイブレータ回路Ｍ₂を構成している。このタイマ
ーＩＣのトリガー入力端子（２番ピン）は、コンデンサ
Ｃ₂₀を介して否定回路Ｎ₂の出力に接続されている。否
定回路Ｎ₂には、制御信号Ｖ₁が入力されている。ま
た、出力端子（３番ピン）は、コンデンサＣ₂₃を介して
端子ａに接続されている。リセット端子（４番ピン）に
は、コンデンサＣ₂₄を介して制御信号Ｖ₁が入力されて
いる。電源端子（８番ピン）とアース端子（１番ピン）
の間には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加されている。周波
数制御端子（５番ピン）は、デカップリングコンデンサ
Ｃ₂₂を介してアース端子（１番ピン）に接続されてい
る。タイマーＩＣの時定数回路を構成する抵抗Ｒ₂₁とコ
ンデンサＣ₂₁の直列回路には、制御電源電圧Ｖｃｃが印
加されている。抵抗Ｒ₂₁とコンデンサＣ₂₁の接続点は、
タイマーＩＣのスレショルド端子（６番ピン）及び放電
端子（７番ピン）に接続されており、これによって、タ
イマーＩＣは単安定マルチバイブレータ回路として動作
するものである。なお、タイマーＩＣのトリガー入力端
子（２番ピン）は、ダイオードＤ₂₀と抵抗Ｒ₂₀の並列回
路を介して制御電源電圧Ｖｃｃにプルアップされてい
る。また、端子ａはダイオードＤ₂₁と抵抗Ｒ₂₂の並列回
路を介して制御電源電圧Ｖｃｃにプルアップされてい
る。さらに、リセット端子（４番ピン）は、ダイオード
Ｄ₂₂と抵抗Ｒ₂₃の並列回路を介して制御電源電圧Ｖｃｃ
にプルアップされている。

【００２３】図５の回路では、図２と同じタイマーＩＣ
（シグネティックス社製ＮＥ５５５）を用いて単安定マ
ルチバイブレータ回路Ｍ₃を構成している。このタイマ
ーＩＣのトリガー入力端子（２番ピン）は、コンデンサ
Ｃ₂₅を介して否定回路Ｎ₃の出力に接続されている。否
定回路Ｎ₃には、制御信号Ｖ₁が入力されている。タイ
マーＩＣの出力端子（３番ピン）は、オア回路Ｏ₁の一
方の入力とされており、図２の回路から出力される第２
のランダム信号Ｖ₃は、オア回路Ｏ₁の他方の入力とさ
れている。また、オア回路Ｏ₁の出力は端子ｂに接続さ
れている。電源端子（８番ピン）とアース端子（１番ピ
ン）の間には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加されている。
リセット端子（４番ピン）は電源端子（８番ピン）に接
続されており、周波数制御端子（５番ピン）は、デカッ
プリングコンデンサＣ₂₇を介してアース端子（１番ピ
ン）に接続されている。タイマーＩＣの時定数回路を構
成する抵抗Ｒ₂₅とコンデンサＣ₂₆の直列回路には、制御
電源電圧Ｖｃｃが印加されている。抵抗Ｒ₂₅とコンデン
サＣ₂₆の接続点は、タイマーＩＣのスレショルド端子
（６番ピン）及び放電端子（７番ピン）に接続されてお
り、これによって、タイマーＩＣは単安定マルチバイブ
レータ回路として動作するものである。なお、タイマー
ＩＣのトリガー入力端子（２番ピン）は、ダイオードＤ
₂₃と抵抗Ｒ₂₄の並列回路を介して制御電源電圧Ｖｃｃに
プルアップされている。

【００２４】ここで、図４の単安定マルチバイブレータ
回路Ｍ₂は、制御信号Ｖ₁，Ｖ₂のオン期間（Ｈｉｇｈ
レベル期間）が長過ぎる場合に、設定範囲内に制限する
ものであり、制御信号Ｖ₁がＨｉｇｈレベルになると、
否定回路Ｎ₂とコンデンサＣ ₂₀によりトリガー端子（２
番ピン）に立ち下がりのトリガーパルスが入力されて、
抵抗Ｒ₂₁とコンデンサＣ₂₁で設定される所定時間の経過
後に、出力端子（３番ピン）がＬｏｗレベルとなる。こ
のときまで第２のランダム信号Ｖ₃がＨｉｇｈレベルを
続けていた場合、コンデンサＣ₂₃を介して端子ａが立ち
下がることにより、アンド回路Ａ₃を介してフリップフ
ロップＦＦをセットし、制御信号Ｖ₁を強制的にＬｏｗ
レベルとして、新しいサイクルを作るものである。単安
定マルチバイブレータ回路Ｍ₂の時限動作が完了する前
に、制御信号Ｖ₁が第２のランダム信号Ｖ₃によってＬ
ｏｗレベルになると、コンデンサＣ₂₄を介して、単安定
マルチバイブレータ回路Ｍ₂がリセットされる。なお、
ダイオードＤ₂₀と抵抗Ｒ₂₀、ダイオードＤ₂₁と抵抗
Ｒ₂₂、及び、ダイオードＤ₂₂と抵抗Ｒ₂₃は、それぞれコ
ンデンサＣ₂₀，Ｃ₂₃，Ｃ₂₄によって端子にパルスを供給
し、電荷を素早く放電させるためのものである。

【００２５】次に、図５の単安定マルチバイブレータ回
路Ｍ₃は、制御信号Ｖ₁，Ｖ₂のオン時間（Ｈｉｇｈレ
ベル期間）が短過ぎる場合に、設定範囲に延ばすもので
あり、制御信号Ｖ₁がＨｉｇｈレベルになると、否定回
路Ｎ₃とコンデンサＣ₂₅によりトリガー端子（２番ピ
ン）に立ち下がりのトリガーパルスが入力されて、抵抗
Ｒ₂₅とコンデンサＣ₂₆で設定される所定時間の間、出力
端子（３番ピン）がＨｉｇｈレベルとなり、第２のラン
ダム信号Ｖ₃がＬｏｗレベルとなっても、フリップフロ
ップＦＦをセットせず、制御信号Ｖ₁を所定時間の間、
Ｈｉｇｈレベルとするものである。なお、ダイオードＤ
₂₃と抵抗Ｒ₂₄は、コンデンサＣ₂₅によって端子にパルス
を供給し、電荷を素早く放電させるためのものである。
以上のようにして、制御信号Ｖ₁，Ｖ₂のオン時間の上
限と下限をそれぞれ制限した状態での緩慢なランダム動
作が可能となるものである。

【００２６】図６は本実施例の動作波形図である。図
中、（ａ）は反転ランダム信号Ｖｘ、（ｂ）は積分電圧
Ｖｙ、（ｃ）は合成抵抗Ｒｘ、（ｄ）は第２のランダム
信号Ｖ ₃、（ｅ）は三角波電圧Ｖｇ、（ｆ）はフリップ
フロップＦＦのセット端子Ｓのパルス、（ｇ）はフリッ
プフロップＦＦのリセット端子Ｒのパルス、（ｈ）はス
イッチング素子Ｓ₁の制御信号Ｖ₁、（ｉ）はスイッチ
ング素子Ｓ₂の制御信号Ｖ₂、（ｊ）はフリップフロッ
プＦＦの出力端子Ｑの電圧である。図６（ａ）に示すよ
うに、反転ランダム信号Ｖｘの周期の増減によって、図
６（ｈ）及び（ｉ）に示すように、制御信号Ｖ₁，Ｖ₂
を少ない変化幅で増減させることができるものである。
このように、インバータの動作周波数が一定でなく、し
かも周波数変化の上限値と下限値の間の急峻な変化では
なく、中間値を取りながら緩慢に変化することにより、
特定の周波数の雑音が強調されることはなくなり、且つ
動作の安定も図れるものである。

【００２７】図７は本発明の第２の実施例の回路図であ
る。この回路では、スイッチング素子Ｑ₁の制御回路２
にランダム信号発生器４を接続している。その他の構成
は、図１２に示した一石式電圧共振形のインバータ式放
電灯点灯装置の従来例とほぼ同様であり、交流電源ＡＣ
を全波整流器ＤＢにより整流し、コンデンサＣ₂により
平滑し、このコンデンサＣ₂の両端間に、ランプ１とイ
ンダクタＬとスイッチング素子Ｑ₁を直列に接続し、ス
イッチング素子Ｑ₁と並列にコンデンサＣ₁を接続して
いる。なお、スイッチング素子Ｑ₁として、図示実施例
ではバイポーラトランジスタを用いているので、逆並列
ダイオードＤ₁を付加しているが、パワーＭＯＳＦＥＴ
を用いる場合には、逆並列ダイオードＤ₁は寄生の逆方
向ダイオードで代用できる。

【００２８】この実施例では、スイッチング素子Ｑ₁の
オン時間が短いサイクルでスイッチング素子Ｑ₁に流れ
る逆向きの電流が小さいとき、その次のサイクルでスイ
ッチング素子Ｑ₁のオン時間が最大値に変化すると、ス
イッチング素子Ｑ₁のオフ時の共振によるコンデンサＣ
₁の電圧Ｖｃが高くなり過ぎて、スイッチング素子Ｑ ₁
が破壊してしまう。そこで、最大のオン時間幅を、コン
デンサＣ₁の電圧Ｖｃが耐電圧を越えないように設定す
る。すなわち、最高のオン時間幅が、制御回路２のラン
ダム信号Ｖｎによる最低周波数に相当するように構成す
れば良い。また、スイッチング素子Ｑ₁の最低のオン時
間幅は、スイッチング素子Ｑ₁のオフ期間中にコンデン
サＣ₁の電圧Ｖｃがゼロ電圧まで復帰できるように設定
する。これにより、コンデンサＣ₁をスイッチング素子
Ｑ₁が短絡したときの過電流を防止できる。

【００２９】図８は本実施例に用いる制御回路２の回路
例である。その回路構成については、図２の回路と同様
であるが、本実施例では、無安定マルチバイブレータ回
路Ｍ ₁の出力端子（３番ピン）に得られる第２のランダ
ム信号をそのままスイッチング素子Ｑ₁の制御信号Ｖ₁
としている。本実施例では、ランダム信号Ｖｎのパルス
間隔の狭い場合を最小の合成抵抗Ｒｘ（制御信号Ｖ₁の
最小オン時間）に設定し、パルス間隔の広い場合を最大
の合成抵抗Ｒｘ（制御信号Ｖ₁の最大オン時間）に設定
する。本実施例でも、インバータ回路の動作周波数が一
定でなく、しかも周波数変化の上限値と下限値間の急峻
な変化を避けて、中間値を取りながら周波数が変化する
ため、特定の周波数の雑音が強調されることがなく、且
つ動作の安定も図れるものである。

【００３０】図９は本発明の第３の実施例の回路図であ
る。この回路はフルブリッジ式のインバータ回路であ
る。交流電源ＡＣは全波整流器ＤＢにより整流され、コ
ンデンサＣ₂により平滑されて、直流電圧に変換され
る。そして、このコンデンサＣ₂の直流電圧は、スイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路に印加されると共に、
スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄の直列回路にも印加されて
いる。スイッチング素子Ｓ ₁，Ｓ₂の接続点と、スイッ
チング素子Ｓ₃，Ｓ₄の接続点との間には、負荷回路３
が接続されている。この負荷回路３は、ランプ１とコン
デンサＣの並列回路にインダクタＬを直列に接続したも
のであり、共振系を構成している。スイッチング素子Ｓ
₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄は制御回路２によりスイッチング
制御されており、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₄がオンの
ときには、スイッチング素子Ｓ₂とＳ ₃がオフとなり、
スイッチング素子Ｓ₁とＳ₄がオフのときには、スイッ
チング素子Ｓ₂とＳ₃がオンとなるように、交互にオン
・オフ動作を行うものである。本実施例においても、上
述の各実施例と同様に、ランダム信号発生器４を付加し
ており、インダクタＬとコンデンサＣとランプ１から構
成される負荷回路３の自己共振周波数とランプ１の立ち
消え防止という観点から動作周波数のランダムな変化範
囲を決めると共に、上限値と下限値の間の中間値を経て
緩慢に動作周波数を変化させることによって、雑音の低
減と安定動作が可能となるものである。

【００３１】図１０は本発明の第４の実施例の回路図で
ある。本実施例の回路構成は、図９に示した回路と同様
のフルブリッジインバータ回路であるが、スイッチング
素子Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄の動作が異なる。本実施例
では、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₃か、あるいは、スイ
ッチング素子Ｓ₂とＳ₄のどちらか一方が他方に比べて
低い周波数でオン・オフ動作するものである。例えば、
スイッチング素子Ｓ₂とＳ₄が低い周波数でオン・オフ
動作する場合について説明すると、スイッチング素子Ｓ
₂がオンのとき、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄はオフで
あり、スイッチング素子Ｓ₃が高い周波数でオン・オフ
される。また、スイッチング素子Ｓ₄がオンのとき、ス
イッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃はオフであり、スイッチング
素子Ｓ₁が高い周波数でオン・オフされるものである。
これにより、負荷回路には、低い周波数の矩形波電圧を
供給することができる。この回路を高圧放電灯の点灯装
置に用いれば、音響的共鳴現象を避けることができる。
さらに、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₄及びスイッチング
素子Ｓ₂とＳ₃のどちらか一方か或るいは両方について
動作周波数を緩慢に変化するランダムな周波数とする制
御を行えば、上述の各実施例と同様の効果が得られるも
のである。

【００３２】図１１は本発明の第５の実施例の回路図で
ある。本実施例では、バイポーラ型のトランジスタＱ₁
とダイオードＤ₂とＭＯＳ型のトランジスタＱ₂の直列
回路をコンデンサＣ₂の両端間に接続している。トラン
ジスタＱ₁のコレクタ・エミッタ間には、ダイオードＤ
₁が逆並列接続されている。トランジスタＱ₁のベース
・エミッタ間には、ダイオードＤ₂が逆並列接続される
と共に、トランスＴの２次巻線が接続されている。ダイ
オードＤ₂とＭＯＳトランジスタＱ₂の直列回路には、
トランスＴの１次巻線とコンデンサＣ₁の直列回路が接
続されている。コンデンサＣ₁の両端には、コンデンサ
Ｃ₃を介してランプ１が接続されている。ＭＯＳトラン
ジスタＱ₂のゲートには、制御回路２から制御信号が入
力されている。制御回路２によるスイッチング周期は、
ランダム信号発生器４からのランダム信号によりランダ
ムに変化している。また、トランジスタＱ₁は負荷回路
に流れる電流をトランスＴの２次巻線から帰還させるこ
とにより、自励駆動されている。ＭＯＳトランジスタＱ
₂がオンすると、ダイオードＤ₂がオンすることによ
り、トランジスタＱ₁は強制的にオフされる。また、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ₂がオフすると、ダイオードＤ₂が
逆バイアスされて、トランジスタＱ₁がトランスＴの２
次巻線出力によりオン駆動されるものである。本実施例
でも、スイッチング周期を緩慢に変化するランダムな周
期とすることにより、雑音強度の周波数スペクトルを広
い範囲に分散させ、雑音を低減させると共に、安定な動
作を実現することができる。

【００３３】なお、上記各実施例においては、交流電源
を整流平滑して直流電源を得ているが、電池電源等によ
る直流電源を用いても構わない。また、スイッチング素
子としては、バイポーラトランジスタや静電誘導サイリ
スタ等に逆並列ダイオードを付加しても良いし、内蔵の
逆並列ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴを用いても良
い。

【００３４】

【発明の効果】請求項１記載の発明では、共振負荷回路
を有するインバータ回路を用いた放電灯点灯装置におい
て、スイッチング素子のオン時間又はスイッチング周波
数をランダムに変化させているので、雑音強度の周波数
スペクトルが分散され、低雑音の放電灯点灯装置を実現
できるという効果があり、しかもランダムな変化は、上
限値と下限値の間を一度に変化しない緩慢な変化である
ので、インバータ回路に過大な電流が流れたり、ランプ
が立ち消えすることを防止でき、安定な動作を実現でき
るという効果がある。

【００３５】なお、請求項２又は３に記載のように、イ
ンバータ回路に異常な電流が流れず、しかもランプが立
ち消えしない範囲で、スイッチング素子のオン時間ある
いは動作周波数をランダムに制御すれば、低雑音であり
ながら、安定な動作が可能な放電灯点灯装置を実現でき
るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明における周波数変化の方式を説明するた
めの動作説明図である。

【図２】本発明の第１の実施例に用いるランダム信号緩
慢化回路の回路図である。

【図３】本発明の第１の実施例に用いる制御回路の回路
図である。

【図４】本発明の第１の実施例に用いる最大オン期間設
定回路の回路図である。

【図５】本発明の第１の実施例に用いる最小オン期間設
定回路の回路図である。

【図６】本発明の第１の実施例に用いる制御回路の動作
波形図である。

【図７】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図８】本発明の第２の実施例に用いる制御回路の回路
図である。

【図９】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図１０】本発明の第４の実施例の回路図である。

【図１１】本発明の第５の実施例の回路図である。

【図１２】第１の従来例の回路図である。

【図１３】第１の従来例の動作波形図である。

【図１４】第１の従来例の雑音強度の周波数スペクトル
を示す図である。

【図１５】第２の従来例の回路図である。

【図１６】第２の従来例の動作波形図である。

【図１７】第３の従来例の回路図である。

【図１８】第３の従来例の周波数範囲を説明するための
図である。

【図１９】第３の従来例の雑音強度の周波数スペクトル
を示す図である。

【図２０】第３の従来例に用いるランダム信号発生器の
回路図である。

【図２１】第３の従来例の動作波形図である。

【図２２】第３の従来例に用いる放電ランプの特性図で
ある。

【符号の説明】

１ランプ２制御回路４ランダム信号発生器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子のオン・オフ動作に
よりランプを含む共振負荷回路に高周波電力を供給する
インバータ回路と、前記スイッチング素子のオン時間又
はスイッチング周波数をランダムに変化させる手段を備
える放電灯点灯装置において、上記ランダムな変化は、
上限値と下限値の間を一度で変化しないように制御され
ることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】インバータ回路は電圧共振回路を有
し、スイッチング素子のオン時間の最小値を、スイッチ
ング素子のオフ時にスイッチング素子の両端に生じる共
振電圧がゼロに復帰できる時間に設定したことを特徴と
する請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】インバータ回路は電流共振回路を有
し、スイッチング素子の動作周波数の最小値を、負荷回
路の自己共振周波数よりも高く設定したことを特徴とす
る請求項１記載の放電灯点灯装置。