JP2865148B2 - 交流電圧制御装置 - Google Patents
交流電圧制御装置Info
- Publication number
- JP2865148B2 JP2865148B2 JP2221383A JP22138390A JP2865148B2 JP 2865148 B2 JP2865148 B2 JP 2865148B2 JP 2221383 A JP2221383 A JP 2221383A JP 22138390 A JP22138390 A JP 22138390A JP 2865148 B2 JP2865148 B2 JP 2865148B2
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- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- capacitor
- switching element
- load
- switching
- Prior art date
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、交流電源周波数より十分に高い周波数で正
・負方向にスイッチングを行う交流電圧制御装置に関す
るものである。
・負方向にスイッチングを行う交流電圧制御装置に関す
るものである。
（発明の背景） 交流電圧を無段階に制御するものとして単相摺動変圧
器（スライダック）、可飽和リアクトル、誘導電圧調整
器等が公知であるが、これらは全て大重量かつ大型で、
コストも高いという問題がある。トライアックなどを用
いて位相制御を行う位相制御方式も低廉で信頼性が高い
ため広く用いられているが、この方式は電流波形の歪か
大きいため高調波成分を多く含み、通常この高調波が可
聴帯域に発生するためモータなどの負荷の振動・騒音問
題を招くという不都合があった。
器（スライダック）、可飽和リアクトル、誘導電圧調整
器等が公知であるが、これらは全て大重量かつ大型で、
コストも高いという問題がある。トライアックなどを用
いて位相制御を行う位相制御方式も低廉で信頼性が高い
ため広く用いられているが、この方式は電流波形の歪か
大きいため高調波成分を多く含み、通常この高調波が可
聴帯域に発生するためモータなどの負荷の振動・騒音問
題を招くという不都合があった。
そこで交流電源より十分に高い周波数で正・負方向に
スイッチングを行い、このスイッチングのオン・オフの
時間比すなわち通流率（デューティ比）を変えることに
よって電圧を制御する方式が提案されている（実公昭56
−49277号、特公昭56−33724号等）。
スイッチングを行い、このスイッチングのオン・オフの
時間比すなわち通流率（デューティ比）を変えることに
よって電圧を制御する方式が提案されている（実公昭56
−49277号、特公昭56−33724号等）。
第２図はこの方式の回路例を示す、この図で符号10は
交流電源、12は負荷である。電源10は例えば50、60Hzの
商用電源である。負荷12は例えば単相誘導電動機であ
る。14はこれらに直列接続された主スイッチング回路で
あり、ダイオードブリッジを形成する４個のダイオード
D1〜D4と、このブリッジイの正負端子間に接続された主
スイッチング素子である高速スイッチングトランジスタ
TRmとを有する。16は負荷12に並列接続されたフライホ
イール用スイッチング回路であり、ダイオードブリッジ
を形成する４個のダイオードD5〜D8と、このブリッジの
正負端子間に接続された高速スイッチングトランジスタ
TRfとは電源10より十分に高い周波数、例えば20KHz以上
で交互にオン．オフされる。従ってこれらトランジスタ
TRm、TRfの時間比を変えることにより負荷電流を連続的
に変化させることができる。
交流電源、12は負荷である。電源10は例えば50、60Hzの
商用電源である。負荷12は例えば単相誘導電動機であ
る。14はこれらに直列接続された主スイッチング回路で
あり、ダイオードブリッジを形成する４個のダイオード
D1〜D4と、このブリッジイの正負端子間に接続された主
スイッチング素子である高速スイッチングトランジスタ
TRmとを有する。16は負荷12に並列接続されたフライホ
イール用スイッチング回路であり、ダイオードブリッジ
を形成する４個のダイオードD5〜D8と、このブリッジの
正負端子間に接続された高速スイッチングトランジスタ
TRfとは電源10より十分に高い周波数、例えば20KHz以上
で交互にオン．オフされる。従ってこれらトランジスタ
TRm、TRfの時間比を変えることにより負荷電流を連続的
に変化させることができる。
しかしこの第２図のものにおいては、ダイオードブリ
ッジからなるフライホイール用スイッチング回路16が必
要で、部品点数が多く、コストの増加を招くという問題
がある。
ッジからなるフライホイール用スイッチング回路16が必
要で、部品点数が多く、コストの増加を招くという問題
がある。
そこでこのスイッチング回路16に代えて負荷12にコン
デンサC1を並列接続することが考えられる。
デンサC1を並列接続することが考えられる。
第３図はこの回路例を示すもので、このコンデンサC1
に代えて、またこれと共に、主スイッチングトランジス
タTRmに公知のスナバ回路20を接続する。このスナバ回
路20はコンデンサC2と、抵抗ｒの直列回路からなり、こ
れをトランジスタTRmに並列接続するものである。
に代えて、またこれと共に、主スイッチングトランジス
タTRmに公知のスナバ回路20を接続する。このスナバ回
路20はコンデンサC2と、抵抗ｒの直列回路からなり、こ
れをトランジスタTRmに並列接続するものである。
この回路によれば、電源10の正の半周期内でトランジ
スタTRmのオン時にはコンデンサC1は図に示す極性に充
電される。そしてTRmのオフ時にはこのコンデンサC1の
電荷が負荷12を介して放電され、放電が終るかまたは逆
極性に充電されるとトランジスタTRmがオンとなる。こ
のためコンデンサC1が再び図示の極性に充電され、以上
の動作を繰り返すものである。
スタTRmのオン時にはコンデンサC1は図に示す極性に充
電される。そしてTRmのオフ時にはこのコンデンサC1の
電荷が負荷12を介して放電され、放電が終るかまたは逆
極性に充電されるとトランジスタTRmがオンとなる。こ
のためコンデンサC1が再び図示の極性に充電され、以上
の動作を繰り返すものである。
しかしこの方式では、トランジスタTRmのオン時に負
荷12だけでなくコンデンサC1の充電電流も流れることに
なる。特にコンデンサC1の突入電流が大きくなるためト
ランジスタTRmを大容量のものにする必要が生じ、また
損失が大きくなるという問題が生じる。
荷12だけでなくコンデンサC1の充電電流も流れることに
なる。特にコンデンサC1の突入電流が大きくなるためト
ランジスタTRmを大容量のものにする必要が生じ、また
損失が大きくなるという問題が生じる。
またコンデンサC1に代え、スナバ回路20を設ける場合
には、負荷12のインダクタンスによるサージ電圧を吸収
するために大容量のコンデンサC2を用いる必要が生じ
る。このコンデンサC2の電荷は抵抗ｒにより熱として吸
収されるため、コンデンサC2の大容量化は抵抗ｒにおけ
る損失増加を招くことになる。
には、負荷12のインダクタンスによるサージ電圧を吸収
するために大容量のコンデンサC2を用いる必要が生じ
る。このコンデンサC2の電荷は抵抗ｒにより熱として吸
収されるため、コンデンサC2の大容量化は抵抗ｒにおけ
る損失増加を招くことになる。
（発明の目的） 本発明はこのような事情に鑑みなされたものであり、
負荷のインダクタンスにより主スイッチング回路のオフ
時に発生するフライホイール電流に基づくサージ電圧
を、スナバ回路のコンデンサで吸収するようにした場合
に、このスナバ回路のコンデンサを大容量にすることな
く、十分にサージ電圧を吸収でき、また回路の損失も少
なくすることができる交流電圧制御装置を提供すること
を目的とするものである。
負荷のインダクタンスにより主スイッチング回路のオフ
時に発生するフライホイール電流に基づくサージ電圧
を、スナバ回路のコンデンサで吸収するようにした場合
に、このスナバ回路のコンデンサを大容量にすることな
く、十分にサージ電圧を吸収でき、また回路の損失も少
なくすることができる交流電圧制御装置を提供すること
を目的とするものである。
（発明の構成） 本発明によればこの目的は、交流電源と負荷との間に
直列接続され、前記交流電源周波数よりも十分に高い周
波数で正・負両方向のスイッチングを行うダイオードブ
リッジからなる主スイッチング回路を備え、負荷のフラ
イホイール用スイッチング回路を持たない交流電圧制御
装置において、前記主スイッチング回路のダイオードブ
リッジの正負端子間に接続された主スイッチング素子
に、コンデンサとダイオード内蔵のスイッチング素子と
の直列回路からなるスイッチングスナバ回路を並列に接
続し、このスイッチング素子を前記主スイッチング素子
と交互にオン・オフすることを特徴とする交流電圧制御
装置、により達成される。
直列接続され、前記交流電源周波数よりも十分に高い周
波数で正・負両方向のスイッチングを行うダイオードブ
リッジからなる主スイッチング回路を備え、負荷のフラ
イホイール用スイッチング回路を持たない交流電圧制御
装置において、前記主スイッチング回路のダイオードブ
リッジの正負端子間に接続された主スイッチング素子
に、コンデンサとダイオード内蔵のスイッチング素子と
の直列回路からなるスイッチングスナバ回路を並列に接
続し、このスイッチング素子を前記主スイッチング素子
と交互にオン・オフすることを特徴とする交流電圧制御
装置、により達成される。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例の回路図である。
この実施例では、前記第３図に示したものとほぼ同様
なダイオードブリッジからなる主スイッチング回路14B
を備え、このブリッジの正負端子間にMOS−FETからなる
主スイッチング素子TR1とスイッチングスナバ回路30の
並列回路が接続されている。スイッチングスナバ回路
は、コンデンサC3とMOS−FETからなるスイッチング素子
TR2とを備える。なお主スイッチング素子TR1と、スイッ
チングスナバ回路30のスイッチング素子TR2とはそれぞ
れダイオードd1、d2を内蔵している。
なダイオードブリッジからなる主スイッチング回路14B
を備え、このブリッジの正負端子間にMOS−FETからなる
主スイッチング素子TR1とスイッチングスナバ回路30の
並列回路が接続されている。スイッチングスナバ回路
は、コンデンサC3とMOS−FETからなるスイッチング素子
TR2とを備える。なお主スイッチング素子TR1と、スイッ
チングスナバ回路30のスイッチング素子TR2とはそれぞ
れダイオードd1、d2を内蔵している。
40はゲート制御回路であり、主スイッチング回路14B
を所定のデューティ比でオン・オフさせるためのスイッ
チング信号Ｇを主スイッチング素子TR1のゲートに送
る。このスイッチング信号Ｇはインバータ42においてそ
の極性が反転され、この反転された信号がスイッチング
素子TR2のゲートに導かれている。このため主スイッチ
ング素子TR1とスイッチング素子TR2とは交互にオン・オ
フ制御される。
を所定のデューティ比でオン・オフさせるためのスイッ
チング信号Ｇを主スイッチング素子TR1のゲートに送
る。このスイッチング信号Ｇはインバータ42においてそ
の極性が反転され、この反転された信号がスイッチング
素子TR2のゲートに導かれている。このため主スイッチ
ング素子TR1とスイッチング素子TR2とは交互にオン・オ
フ制御される。
従ってこの実施例において電源10の正の半周期内で、
主スイッチング素子TR1がオンの時に負荷電流はダイオ
ードD1、主スイッチング素子TR1、ダイオードD2を経て
負荷12に流れる。主スイッチング素子TR1がオフになる
と、スイッチング素子TR2がオンとなり、負荷12のフラ
イホイール電流によってスイッチングスナバ回路30のコ
ンデンサC3は図に示す極性に充電される。
主スイッチング素子TR1がオンの時に負荷電流はダイオ
ードD1、主スイッチング素子TR1、ダイオードD2を経て
負荷12に流れる。主スイッチング素子TR1がオフになる
と、スイッチング素子TR2がオンとなり、負荷12のフラ
イホイール電流によってスイッチングスナバ回路30のコ
ンデンサC3は図に示す極性に充電される。
主スイッチング素子TR1がオンになり、スイッチング
素子TR2がオフになると、このコンデンサC3の電荷は、
この主スイッチング素子TR1とスイッチング素子TR2に内
蔵のダイオードd2および不図示の浮遊リアクタンスを介
して放電され、このコンデンサC3を逆の極性（図示の極
性と反対の極性）に充電する。すなわち第１図でコンデ
ンサC3は、上の極が負になるように充電される。この充
電電荷は、ダイオードd2に放電が阻止され、この状態に
保持される。
素子TR2がオフになると、このコンデンサC3の電荷は、
この主スイッチング素子TR1とスイッチング素子TR2に内
蔵のダイオードd2および不図示の浮遊リアクタンスを介
して放電され、このコンデンサC3を逆の極性（図示の極
性と反対の極性）に充電する。すなわち第１図でコンデ
ンサC3は、上の極が負になるように充電される。この充
電電荷は、ダイオードd2に放電が阻止され、この状態に
保持される。
次に主スイッチング素子TR1がオフに、スイッチング
素子TR2がオンになると、負荷12のフライホイール電流
がコンデンサC3に流れる。ここにこのコンデンサC3はの
上の極が負に充電されているから、この負と極を正方向
に充電することになる。このため零電位から充電する場
合に比べてコンデンサC3は大きなエネルギーを吸収する
ことができる。このことは小さい容量のコンデンサC3で
大きなサージ電圧を吸収できることを意味する。またこ
のコンデンサC3の放電は半波で振動することがなく、ま
たこの放電経路には、前記第３図のスナバ回路20のよう
な抵抗ｒがない。従ってコンデンサC3の充放電に伴う発
熱がなく、損失がない。
素子TR2がオンになると、負荷12のフライホイール電流
がコンデンサC3に流れる。ここにこのコンデンサC3はの
上の極が負に充電されているから、この負と極を正方向
に充電することになる。このため零電位から充電する場
合に比べてコンデンサC3は大きなエネルギーを吸収する
ことができる。このことは小さい容量のコンデンサC3で
大きなサージ電圧を吸収できることを意味する。またこ
のコンデンサC3の放電は半波で振動することがなく、ま
たこの放電経路には、前記第３図のスナバ回路20のよう
な抵抗ｒがない。従ってコンデンサC3の充放電に伴う発
熱がなく、損失がない。
以上の動作を電源10の正の周期内で繰り返す。電源10
の負の周期では負荷電流はダイオードD3、D4に流れるだ
けでその動作は同じであるから、その説明は繰り返さな
い。
の負の周期では負荷電流はダイオードD3、D4に流れるだ
けでその動作は同じであるから、その説明は繰り返さな
い。
以上の実施例では、主スイッチング回路14Bのオフ時
に負荷12に流えるフライホイール電流によるサージ電圧
をスイッチングスナバ回路30のコンデンサC3で吸収する
ように構成しているが、本発明はこれと共に主スイッチ
ング素子TR1に第３図に示すような負荷12に並列なコン
デンサC1を併用してもよい。
に負荷12に流えるフライホイール電流によるサージ電圧
をスイッチングスナバ回路30のコンデンサC3で吸収する
ように構成しているが、本発明はこれと共に主スイッチ
ング素子TR1に第３図に示すような負荷12に並列なコン
デンサC1を併用してもよい。
（発明の効果） 本発明は以上のように、主スイッチング素子にスイッ
チングスナバ回路を設けたもので、主スイッチング素子
のオフ時におけるサージ電圧をこのスナバ回路のコンデ
ンサで吸収することができ、この際このコンデンサは放
電時の充電極性と逆の極性に充電されるから、小さい容
量のコンデンサで大きなサージ電圧を吸収することがで
きる。またこのスナバ回路によればコンデンサの放電時
に振動がなく抵抗損失がないから、効率が向上する。
チングスナバ回路を設けたもので、主スイッチング素子
のオフ時におけるサージ電圧をこのスナバ回路のコンデ
ンサで吸収することができ、この際このコンデンサは放
電時の充電極性と逆の極性に充電されるから、小さい容
量のコンデンサで大きなサージ電圧を吸収することがで
きる。またこのスナバ回路によればコンデンサの放電時
に振動がなく抵抗損失がないから、効率が向上する。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図と第３図は
従来装置の回路図である。 10……交流電源、 12……負荷、 14〜14B……主スイッチング回路、 30……スイッチングスナバ回路、 C3……コンデンサ、 TR1……主スイッチング素子、 TR2……スイッチング素子、 D1〜D4……ダイオード、 d1、d2……内蔵ダイオード。
従来装置の回路図である。 10……交流電源、 12……負荷、 14〜14B……主スイッチング回路、 30……スイッチングスナバ回路、 C3……コンデンサ、 TR1……主スイッチング素子、 TR2……スイッチング素子、 D1〜D4……ダイオード、 d1、d2……内蔵ダイオード。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源と負荷との間に直列接続され、前
記交流電源周波数よりも十分に高い周波数で正・負両方
向のスイッチングを行うダイオードブリッジからなる主
スイッチング回路を備え、負荷のフライホイール用スイ
ッチング回路を持たない交流電圧制御装置において、 前記主スイッチング回路のダイオードブリッジの正負端
子間に接続された主スイッチング素子に、コンデンサと
ダイオード内蔵のスイッチング素子との直列回路からな
るスイッチングスナバ回路を並列に接続し、このスイッ
チング素子を前記主スイッチング素子と交互にオン・オ
フすることを特徴とする交流電圧制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2221383A JP2865148B2 (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | 交流電圧制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2221383A JP2865148B2 (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | 交流電圧制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04105590A JPH04105590A (ja) | 1992-04-07 |
| JP2865148B2 true JP2865148B2 (ja) | 1999-03-08 |
Family
ID=16765919
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2221383A Expired - Lifetime JP2865148B2 (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | 交流電圧制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2865148B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3757942B2 (ja) | 2003-02-04 | 2006-03-22 | ブラザー工業株式会社 | バックアップ用電池の取付構造を有する装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5785572A (en) * | 1980-11-14 | 1982-05-28 | Hitachi Ltd | Snubber circut for gate turn-off thyristor |
-
1990
- 1990-08-24 JP JP2221383A patent/JP2865148B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04105590A (ja) | 1992-04-07 |
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