JPH0574313B2

JPH0574313B2 -

Info

Publication number: JPH0574313B2
Application number: JP59263855A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Mizuguchi; Toshio Inaji; Yoshifumi Shimogaki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1984-12-14
Filing date: 1984-12-14
Publication date: 1993-10-18
Also published as: JPS61142988A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は直流無整流子モータの駆動装置の関す
るものである。

従来の技術最近の直流無整流子モータには回転子の回転位
置の検出素子として、その手軽さから磁電変換素
子、とりわけホール素子が多用されているが、良
く知られているようにホール素子は感度のばらつ
きが大きく、このため、従来からホール素子の感
度のばらつきを回路技術によつて吸収しようとす
る試みが盛んに行なわれてきた。

特開昭58−86892号公報（以後、文献１と略記
する）にはその代表的な技術が開示されており、
その駆動回路の具体的な構成の説明は省略する
が、その動作のポイントは前記文献１の明細書に
示されているように、３個のホール素子の出力を
線形増幅して得られた電機子コイルへの印加電圧
VU，VV，VWのなかで、第１の基準値VCより
も高い電圧の和と、第２の基準値VDよりも低い
電圧の和をとつて、これらの電圧の和が、制御信
号VIに比例する値に常時一致するようにホール
素子のバイアス電圧を制御することにある（前記
文献１の第４頁の右上欄第18行目から左下欄第２
行目参照）。

発明が解決しようとする問題点しかしながら、上記駆動装置の構成によれば、
電機子コイルへの供給電圧あるいは供給電流の和
が常に制御入力電圧VIに比例する値に一致する
ように制御されるので、３個のホール素子のそれ
ぞれに感度ばらつきが生じていても、それを吸収
するように回路が動作してホール素子の出力信号
の基本波成分の周波数に対してはトリクリツプル
の抑制効果を有するが、より高次のトルクリツプ
ル成分についてはほとんど抑制効果を有さない。

例えば、３相全波駆動の直流無整流子モータに
ついて論じると、各固定子巻線に誘起される発電
電圧波形が純粋な正弦波であつて、しかも各固定
子巻線に正弦波電流を流すならば、モータの出力
トルクＴは次式で示されるように一定となる。

Ｔ＝（sinθ）²＋｛sin（θ−２・π／３）｝² ＋｛sin（θ−４・π／３）｝²＝1.5 ……(1) なお、(1)式においてθは回転電気角である。

ところが、一般にはモータの効率を高めるため
に回転子の永久磁石にはより強い着磁が施され、
その結果、ホール素子の出力信号波形ならびに発
電電圧波形のいずれにも３次成分をはじめとする
奇数次の高調波成分が含まれる。

このため、前記文献１に示された装置において
ホール素子の感度ばらつきに起因するトリクリツ
プルを抑制できても、高次のトルクリツプルにつ
いては抑制しきれないという問題があつた。

問題点を解決するための手段前記した問題点を解決するために本発明の直流
無整流子モータの駆動装置は、固定子上に配置さ
れて回転子磁石による磁界を検出する複数の磁電
変換素子と、前記各磁電変換素子の出力を増幅す
る複数の前置増幅器と、前記前置増幅器の出力を
増幅してそれぞれに対応した固定子巻線に電流を
供給する複数のパワー増幅器と、前記パワー増幅
器から前記固定子巻線への流出電流の和と前記固
定子巻線から前記パワー増幅器への流入電流の和
を検出してそれらが等しくなるように前記前置増
幅器または前記パワー増幅器の入力オフセツト電
圧を調節する出力バランス調節手段と、制御入力
電圧もしくは制御入力電流に比例した電流を発生
する比例電流発生手段と、前記流出電流の和また
は前記流入電流の和が前記複数の前置増幅器から
の正方向の出力電流の和もしくは負方向の出力電
流の和と前記比例電流発生手段の出力電流を合成
した合成電流に比例するように前記パワー増幅器
の増幅度を調節する出力電流調節手段を具備して
なるものである。

作用本発明では前記した構成によつて、基本波成分
だけでなく、より高次のトルクリツプルをも抑制
することが可能となる。

実施例以下、本発明の実施例について図面を参照しな
がら説明する。

第１図は本発明の一実施例における直流無整流
子モータの駆動装置の回路構成図を示したもので
ある。

第１図において、ホール素子１，２，３は固定
子（図示せず）上に互いに120°の間隔を保つて配
置されており、前記ホール素子１，２，３の出力
はそれぞれ電流出力型の前置増幅器１００，２０
０，３００の入力端子に供給され、前記前置増幅
器１００，２００，３００の出力はそれぞれ抵抗
４，５，６の一端に供給されるとともに電流出力
型のパワー増幅器４００，５００，６００の非反
転入力端子に供給されている。前記パワー増幅器
４００，５００，６００の両方向出力端子４００
ａ，５００ａ，６００ａはそれぞれ星形結線され
た固定子巻線７，８，９の一端に接続され、前記
両方向出力端子４００ａ，５００ａ，６００ａを
介して前記パワー増幅器４００，５００，６００
に流入する電流に比例した電流を吸い込む流入端
子４００ｂ，５００ｂ，６００ｂは互いに共通接
続されて一端がプラス側給電端子１０に接続され
た抵抗１１の他端に接続されるとともに比較器７
００と比較器８００のそれぞれの非反転入力端子
にも接続され、前記両方向出力端子４００ａ，５
００ａ，６００ａを介して前記パワー増幅器４０
０，５００，６００から流出する電流に比例した
電流を流し出す流出端子４００ｃ，５００ｃ，６
００ｃは互いに共通接続されてカレントミラー回
路９００の入力端子に接続され、前記カレントミ
ラー回路９００の出力端子は一端がプラル側給電
端子１０に接続された抵抗１２の他端に接続され
るとともに前記比較器７００の反転入力端子に接
続されている。

一方、制御電圧入力端子２０には電流出力型の
増幅器１０００の非反転入力端子が接続され、前
記増幅器１０００の流出端子はカレントミラー回
路１１００の入力端子に接続され、前記カレント
ミラー回路１１００の第１の出力端子１１００ａ
は一端がプラス側給電端子１０に接続された抵抗
１３の他端に接続されるとともに比較器１２００
の反転入力端子に接続され、前記比較器１２００
の出力は前記ホール素子１，２，３に給電電圧と
して供給されている。前記前置増幅器１００，２
００，３００のそれぞれの流入端子と前記カレン
トミラー回路１１００の第２の出力端子１１００
ｂはいずれも一端がプラス側給電端子１０に接続
された抵抗１４の他端に接続されるとともに前記
比較器８００の反転入力端子に接続され、前記比
較器８００の出力は増幅度の制御信号として前記
パワー増幅器４００，５００，６００に供給され
ている。

また、抵抗１５，１６によつて給電電圧を分圧
して作られた給電電圧の半分の電圧がバツフア回
路１３００を介して前記パワー増幅器４００，５
００，６００ならびに前記増幅器１０００のそれ
ぞれの反転入力端子に比較のための基準電圧とし
て供給され、前記前置増幅器１００〜３００の出
力電圧の中心点を給電電圧の２分の１に固定する
ために前記抵抗４，５，６のそれぞれの他端にも
供給されている。

前記比較器７００の出力は前記前置増幅器１０
０，２００，３００に入力オフセツト電圧調節信
号として供給され、入力端子が前記抵抗１１の一
端に接続されたバツフア回路１４００の出力は、
抵抗１７とコンデンサ１８によつて構成されたフ
イルタ回路を介して前記比較器１２００の非反転
入力端子に供給されている。

以上のように構成された直流無整流子モータの
駆動装置について、第１図および第２図、第３図
ならびに第４図を用いてその動作を説明する。

なお、説明に先立つてモータの回転子を構成す
る永久磁石の磁束をホール素子で検出したときに
は基本波に対して３次高調波、５次高調波、７次
高調波、９次高調波がそれぞれ、17.77％、5.68
％、2.16％、0.79％の割合で含まれているものと
する。また、発電電圧波形には３次高調波、５次
高調波がそれぞれ、8.30％、0.75％の割合で含ま
れているがそれ以上の高次の高調波は含まれてい
ないものとする。これらの数値は永久磁石として
フエライト系の素材を用いた場合の実測値に基づ
いており、発電電圧波形がホール素子の出力電圧
波形に比べて高次の高調波の含有率が低くなつて
いるのは実際の固定子巻線の形状が扇形のワンタ
ーンコイル状ではなくて、ある程度の巻幅を有す
る円形に近くなつていることに起因する。

まず、第２図は第１図の比較器７００と比較器
８００ならびに比較器１２００による制御ループ
をいずれも開放状態にしたときの信号波形を示し
たもので、第２図Ａがホール素子１，２，３の差
動出力電圧波形であり、第２図Ｂが抵抗１２の両
端に現われる信号波形であり、第２図Ｃが抵抗１
１の両端に現われる信号波形であり、第２図Ｄは
給電電圧の２分の１の電位を基準にしたときの比
較器７００の出力電圧波形である。

すなわち、パワー増幅器４００，５００，６０
０は、後に説明するように固定子巻線７，８，９
に供給する出力電流のうち、流出電流の200分の
１の電流を流出端子４００ｃ，５００ｃ，６００
ｃから流し出し、流入電流の200分の１の電流を
流入端子４００ｂ，５００ｂ，６００ｂから吸収
する構成になつているの、抵抗１２の両端には第
２図Ａの電圧波形の中間電位よりも上側の電圧を
中間電圧との差分だけ加え合わせた値に比例した
電圧が現われ、抵抗１１の両端には第２図Ａの電
圧波形の中間電位よりも下側の電圧を中間電位と
の差分だけ符号を反転して加え合わせた値に比例
した電圧が現われ、比較器７００の出力端子には
両者の差に比例した電圧波形が現われる。

第２図Ｂ，Ｃの信号波形を比較すればわかるよ
うに、パワー増幅器４００，５００，６００から
固定子巻線７，８，９に供給される電流のうち、
流出電流の総和と流入電流の総和が一致せず、こ
のままではパワー増幅器４００，５００，６００
の出力電流のバランスがとれなくなる。

つぎに、第３図は比較器７００による制御ルー
プを動作させたときの信号波形を示したもので、
第３図Ａがパワー増幅器４００，５００，６００
の出力電流波形であり、第３図Ｂが抵抗１２の両
端に現われる信号波形であり、第３図Ｃが抵抗１
１の両端に現われる信号波形であり、第３図Ｄは
モータを回転させたときに固定子巻線７，８，９
に誘起される発電電圧波形である。

すなわち、第２図Ｄに示した比較器７００の出
力によつて前置増幅器１００，２００，３００の
入力オフセツト電圧が調節され、その結果、パワ
ー増幅器４００，５００，６００の出力電流波形
は第３図Ａに示すように、第２図Ａの信号波形か
ら３次高調波成分を取り除いた波形となり、抵抗
１２の両端に現われる電圧波形と抵抗１１の両端
に現われる電圧波形が同じ形になる。

なお、第１図の抵抗１４の両端にも第３図Ｃと
同じ信号波形が現われる。

一方、固定子巻線７，８，９には第３図Ｄに示
したような発電波形が現われるから、モータが発
生するトルクは第３図Ａに示されるａ１，ａ２，
ａ３の電流値と第３図Ｄに示されるｄ１，ｄ２，
ｄ３の電圧値の積に比例する。

ちなみに、それぞれの積を求めて（a1×d1＋
a2×d2＋a3×d3）を計算すると、トルクリツプ
ルはほぼ8.5％_p-pとなり、その最大値は第３図の
回転電気角が30°、90°、150°、210°、……の点に
現われ、最小値は0°、60°、120°、180°、……の点
に現われ、トルクリツプルの最大点と最小点は第
３図Ｂあるいは第３図Ｃの電圧レベルの最大点と
最小点に一致する。

このトルクリツプルを抑制するには、第３図Ｂ
あるいは第３図Ｃの信号波形のリツプル含有率が
最適状態になるようにパワー増幅器４００，５０
０，６００の増幅度を調節する、すなわち、第１
図の抵抗１４の両端に現われる信号波形のリツプ
ル分を減衰させたうえで、前記パワー増幅器４０
０，５００，６００のバイアス電流に変調をかけ
れば良い。

また、第３図Ｂあるいは第３図Ｃの電圧波形の
平均値はモータの出力トルクに比例した値となる
ので、ホール素子１，２，３がそれぞれ感度のば
らつきを有している場合、それに起因するトルク
リツプルを抑制するには第１図の制御電圧入力端
子２０に印加される電圧に比例した電圧と第３図
Ｂあるいは第３図Ｃの電圧波形の平均値とを比較
して両者が常に等しくなるようにホール素子１，
２，３への給電電圧あるいは前置増幅器１００，
２００，３００の増幅度を調節すれば良い。

第１図に示した直流無整流子モータの駆動装置
において、前者の調節を行なつているのがカレン
トミラー回路１１００からの電流と前置増幅器１
００，２００，３００からの負方向の電流（流入
電流）の和を合成する抵抗１４と、前記抵抗１４
の両端の電圧と抵抗１１の両端の電圧を比較して
パワー増幅器４００，５００，６００の増幅度を
調節する比較器８００によつて構成された第１の
出力電流調節ループであり、後者の調節を行なつ
ているのがバツフア回路１４００と、抵抗１７な
らびにコンデンサ１８と抵抗１３と、比較器１２
００によつて構成された第２の出力電流調節ルー
プである。

一端が比較器８００の反転入力端子に接続され
た抵抗１４には、前置増幅器１００〜３００への
流入電流が加算されて供給されているが、これは
前記比較器８００の比較出力信号から前記前置増
幅器１００〜３００の合成出力信号のリツプル成
分（ホール素子１，２，３の感度ばらつきに起因
し、パワー増幅器４００〜６００を経て抵抗１１
の両端にも現われる。）を相殺することを目的と
したものである。カレントミラー回路１１００か
ら抵抗１４に制御入力電圧に比例した一定割合の
電流を供給することによつて、抵抗１１の両端に
現われる信号波形のリツプル含有率が低くなるよ
うに調節され、その結果、高次のトルクリツプル
が抑制される。

また、バツフア回路１４００と、抵抗１７とコ
ンデンサ１８からなる平滑回路、比較器１２００
によつて、前記抵抗１１の両端に現われる電圧の
平均値が、制御入力電圧に比例した抵抗１３の両
端の電圧に一致するようにホール素子１，２，３
の給電電圧が調節される。したがつて、抵抗１７
とコンデンサ１８によるフイルタ回路の時定数を
適切な値に設定することによつて、前記ホール素
子１，２，３の感度ばらつきに起因するトルクリ
ツプルも抑制される。

第４図は、第１図の装置において抵抗１１の両
端の電圧波形のリツプル含有率が13.3％になるよ
うに、カレントミラー回路１１００から抵抗１４
に供給する電流比率を設定したときの信号波形を
示したものであり、第４図Ａがパワー増幅器４０
０，５００，６００の出力電流波形であり、第４
図Ｂが抵抗１２の両端に現われる信号波形であ
り、第４図Ｃが抵抗１１の両端に現われる信号波
形であり、第４図Ｄは第３図Ｄに示した発電電圧
波形と第４図Ａの出力電流波形の積から得られる
トルクリツプルの波形を示したものである。

なお、このときのトルクリツプルの大きさは約
2.6％_p-pである。

ところで、永久磁石の着磁波形の高調波の含有
率が先に述べた値と異なる場合には、それに適し
た合成比率を設定することによつてトルクリツプ
ルの大きさを最小にすることができ、着磁波形が
正弦波に近づく程トルクリツプルは小さくなる。

また、ホール素子１，２，３がそれぞれ感度ば
らつきを有していてもそれらに起因するトルクリ
ツプルは実用上支障ない程度にまで抑制されるの
はいうまでもない。

このように、第１図に示した直流無整流子モー
タの駆動装置は回路に特別な演算を行なわせるこ
となく容易にトルクリツプルを低減させることが
できる。

さて、第５図はパワー増幅器４００の具体的な
回路構成例を示す回路結線図であり、パワー増幅
器５００，６００も同一の構成となる。

第５図においてトランジスタ４０１，４０２，
４０３，４０４，４０５によつて構成された差動
段の伝達コンダクタンスgmは、定電流源４１０
の出力電流をI_Sとし、ボルツマン定数をｋとし、
電子の電荷をｑ、接合温度をＴとしたとき次式に
よつて与えられる。

gm＝I_S・ｑ／２・ｋ・Ｔ ……(2) また、トランジスタ４０１のコレクタから流出
端子POまでと、トランジスタ４０２のコレクタ
から流出端子NOまでとはいずれもカレントミラ
ー回路で構成され、電流増倍率は50に設定されて
いるので、入力端子IN₊−IN_-間から流出端子PO
あるいは流出端子NOまでの伝達コンダクタンス
GM_Sは次式によつて与えられる。

GM_S＝25・I_S・ｑ／・ｋ・Ｔ ……(3) 一方、トランジスタ４０６に対する出力トラン
ジスタ４０７のエミツタ面積の倍率と、トランジ
スタ４０８に対する出力トランジスタ４０７のエ
ミツタ面積の倍率はいずれも200に設定されてい
るので、入力端子IN₊−IN_-間から出力端子BO
までの伝達コンダクタンスGM_Bは次式によつて
与えられる。

GM_B＝500・I_S・ｑ／・ｋ・Ｔ ……(4) したがつて、第１図の比較器８００が電流出力
型の比較器であれば、定電流源４１０の代わりに
前記比較器８００の出力電流をそのまま供給する
ことによつて増幅度の調節が行なえるし、前記比
較器８００が電圧出力型の比較器であれば、電圧
−電流変換器を介在させることによつて同様に増
幅度の調節が行なえる。

つぎに、第１図の前置増幅器１００，２００，
３００についても第５図の回路と同様の構成で実
現することができるが、大きな電力を必要としな
いのでカレントミラー回路による電流の増倍は不
要であり、入力オフセツト電圧を調節するにはト
ランジスタ４０１，４０２のエミツタ側にそれぞ
れ低抵抗を挿入した上で、一方のエミツタには第
１図の比較器７００の出力をそのまま印加し、他
方のエミツタには第１図の比較器７００の出力を
反転させて印加するように構成すれば良い。

さて、第６図は本発明の第２の実施例における
直流無整流子モータの駆動装置の回路構成図を示
したものであり、第１図と同一の箇所については
同一図番にて示している。

第６図の装置の基本的な動作は第１図の装置と
同じであるが、第１図の装置では比較器７００の
出力で前置増幅器１００，２００，３００の入力
オフセツト電圧を調節していたのに対して、第６
図の装置では前記比較器７００の出力によつてパ
ワー増幅器４００，５００，６００の入力オフセ
ツト電圧を調節するように構成した点が異なり、
これに伴つて、前記前置増幅器１００，２００，
３００のそれぞれの流出端子からの電流の和が供
給されてその出力電流が抵抗１４に供給されるカ
レントミラー回路１５００が追加されている。

すなわち、比較器７００による調節ループ外に
ある前置増幅器１００，２００，３００の流出電
流の和と流入電流の和はそれぞれ、第２図Ｂ，Ｃ
の如く変化するが、前記カレントミラー回路１５
００を追加して両者を加え合わせれば第３図Ｂ，
Ｃと同様の波形を作りだすことができる。

このように、比較器７００による出力バランス
調節ループから前記前置増幅器１００，２００，
３００を外すことも可能であるし、さらにまた、
第１図ならびに第６図の実施例では比較器１２０
０の出力によつてホース素子１，２，３の給電電
圧を調節しているが、前記前置増幅器１００，２
００，３００の増幅度を調節するように変更する
こともできる。

発明の効果以上に示したように、本発明の直流無整流子モ
ータの駆動装置は、固定子上に配置されて回転子
磁石による磁界を検出する複数の磁電変換素子
（実施例においては、ホール素子１〜３）と、前
記各電変換変換素子の出力を増幅する複数の前置
増幅器１００〜３００と、前記前置増幅器の出力
を増幅してそれぞれに対応した固定子巻線に電流
を供給する複数のパワー増幅器４００〜６００
と、前記パワー増幅器から前記固定子巻線への流
出電流の和と前記固定子巻線から前記パワー増幅
器への流入電流の和を検出してそれらが等しくな
るように前記前置増幅器または前記パワー増幅器
の入力オフセツト電圧を調節する出力バランス調
節手段（実施例においては、抵抗１１、抵抗１
２、比較器７００によつて構成されている。）と、
制御入力電圧もしくは制御入力電流に比例した電
流を発生する比例電流発生手段（実施例において
は、カレントミラー回路１１００によつて構成さ
れている）と、前記流出電流の和または前記流入
電流の和が前記複数の前置増幅器からの正方向の
出力電流の和もしくは負方向の出力電流の和と前
記比例電流発生手段の出力電流を合成した合成電
流に比例するように前記パワー増幅器の増幅度を
調節する出力電流調節手段（実施例においては、
抵抗１１、抵抗１４、比較器８００によつて構成
されている）を具備したことを特徴とするもので
あり、このように２通りの調節ループを介在させ
ることによつて、磁電変換素子の感度ばらつきと
永久磁石の着磁波形の両方に起因するモータのト
ルクリツプルを実用上支障ないレベルにまで抑制
することができ、極めて大なる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における直流無整流
子モータの駆動装置の回路構成図、第２図、第３
図、第４図は第１図の装置の動作を説明するため
の信号波形図、第５図はパワー増幅器の具体例を
示す回路結線図、第６図は本発明の別の実施例に
おける直流無整流子モータの駆動装置の回路構成
図である。１，２，３……ホール素子、７，８，９……固
定子巻線、１３，１４……抵抗、１００，２０
０，３００……前置増幅器、４００，５００，６
００……パワー増幅器、７００，８００……比較
器、１１００……カレントミラー回路。

Claims

【特許請求の範囲】１固定子上に配置されて回転子磁石による磁界
を検出する複数の磁電変換素子と、前記各磁電変
換素子の出力を増幅する複数の前置増幅器と、前
記前置増幅器の出力を増幅してそれぞれに対応し
た固定子巻線に電流を供給する複数のパワー増幅
器と、前記パワー増幅器から前記固定子巻線への
流出電流の和と前記固定子巻線から前記パワー増
幅器への流入電流の和を検出してそれらが等しく
なるように前記前置増幅器または前記パワー増幅
器の入力オフセツト電圧を調節する出力バランス
調節手段と、制御入力電圧もしくは制御入力電流
に比例した電流を発生する比例電流発生手段と、
前記流出電流の和または前記流入電流の和が前記
複数の前置増幅器からの正方向の出力電流の和も
しくは負方向の出力電流の和と前記比例電流発生
手段の出力電流を合成した合成電流に比例するよ
うに前記パワー増幅器の増幅度を調節する出力電
流調節手段を具備してなる直流無整流子モータの
駆動装置。２パワー増幅器からの流出電流に比例した電圧
を発生させる第１の抵抗と、前記パワー増幅器へ
の流入電流に比例した電圧を発生させる第２の抵
抗と、前記第１の抵抗の両端の電圧と前記第２の
抵抗の両端の電圧とを比較して前置増幅器の入力
オフセツト電圧を調節する第１の比較器によつて
出力バランス調節手段を構成し、前記前置増幅器
からの正方向の出力電流の和もしくは負方向の出
力電流の和と比例電流発生手段の出力電流の合成
電流が供給される第３の抵抗と、前記第１または
第２の抵抗の両端の電圧と前記第３の抵抗の両端
の電圧を比較して前記パワー増幅器の増幅度を調
節する第２の比較器によつて出力電流調節手段を
構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の直流無整流子モータの駆動装置。３固定子上に配置されて回転子磁石による磁界
を検出する複数の磁電変換素子と、前記各磁電変
換素子の出力を増幅する複数の前置増幅器と、前
記前置増幅器の出力を増幅してそれぞれに対応し
た固定子巻線に電流を供給する複数のパワー増幅
器と、前記パワー増幅器から前記固定子巻線への
流出電流の和と前記固定子巻線から前記パワー増
幅器への流入電流の和を検出してそれらが等しく
なるように前記前置増幅器または前記パワー増幅
器の入力オフセツト電圧を調節する出力バランス
調節手段と、制御入力電圧もしくは制御入力電流
に比例した電流を発生する比例電流発生手段と、
前記流出電流の和または前記流入電流の和が前記
複数の前置増幅器からの正方向の出力電流の和も
しくは負方向の出力電流の和と前記比例電流発生
手段の出力電流を合成した合成電流に比例するよ
うに前記パワー増幅器の増幅度を調節する第１の
出力電流調節手段と、前記複数のパワー増幅器の
出力電流の和に依存した合成電圧を得る合成手段
と、前記合成電圧を平滑して平均化電圧を得る平
滑手段と、前記平均化電圧が前記比例電流発生手
段の出力電流に比例するように前記磁電変換素子
への給電電圧もしくは前記前置増幅器の増幅度を
調節する第２の出力電流調節手段を具備してなる
直流無整流子モータの駆動装置。４パワー増幅器からの流出電流に比例した電圧
を発生させる第１の抵抗と、前記パワー増幅器へ
の流入電流に比例した電圧を発生させる第２の抵
抗と、前記第１の抵抗の両端の電圧と前記第２の
抵抗の両端の電圧とを比較して前置増幅器の入力
オフセツト電圧を調節する第１の比較器によつて
出力バランス調節手段を構成し、前記前置増幅器
からの正方向の出力電流の和もしくは負方向の出
力電流の和と比例電流発生手段の出力電流の合成
電流が供給される第３の抵抗と、前記第１または
第２の抵抗の両端の電圧と前記第３の抵抗の両端
の電圧を比較して前記パワー増幅器の増幅度を調
節する第２の比較器によつて第１の出力電流調節
手段を構成し、前記第１または第２の抵抗の両端
の電圧が供給されるフイルタ回路と、前記比例電
流発生手段からの電流が供給される第４の抵抗
と、前記フイルタ回路の出力電圧と前記第４の抵
抗の両端の電圧を比較する第３の比較器によつて
第２の出力電流調節手段を構成したことを特徴と
する特許請求の範囲第３項記載の直流無整流子モ
ータの駆動装置。