JPS61207193A - 直流無整流子モ−タの駆動装置 - Google Patents
直流無整流子モ−タの駆動装置Info
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- JPS61207193A JPS61207193A JP60047306A JP4730685A JPS61207193A JP S61207193 A JPS61207193 A JP S61207193A JP 60047306 A JP60047306 A JP 60047306A JP 4730685 A JP4730685 A JP 4730685A JP S61207193 A JPS61207193 A JP S61207193A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
（産業上の利用分野）
本発明は直流無整流ｒモータの駆動装置に関するもので
ある。 （従来の技術） 最近の直流ｊ１！（整流ｒモータには回転ｒの回転位置
の検出素子として、そのＴ′−軽さから磁電変換素子１
とりわけホール素子が多用されているが、良く知られて
いるようにホール素子は感度のばらつきが大きく、この
ため、従来からホール素子の感度のばらつきを回路技術
によって吸収しようとする試みが盛んに行われてきた。 例えば、特開昭５８−８８８９２号公報にはその代表的
な技術が開示されている。その動作のポイントは、３個
のホール素子の出力を線形増幅して得られた電機ｒコイ
ルへの印加電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷのなかで、第１の基準
値ＶＣよりも高い電圧の和と、第２の基準値ＶＤよりも
低い電圧の和をとって、これらの電圧の和が、制御信号
ＶＩに比例する値に常時・致するようにホール素Ｔのバ
イアス電圧を制御することにある。 （発明が解決しようとする問題点） ！１記従来の駆動装置によれば、電機丁コイルへの供給
型Ｈ−あるいは供給電流の和が常に制御人力電圧ＶＩに
比例する値に・致するように制御されるので、３個のホ
ール素子のそれぞれに感度ばらつきが生じていてもそれ
を吸収するように回路が動作し、したがってホール素子
の出力信号の基本波成分の周波数に対してはトルクリッ
プルの抑制効果をイ１゛するが、より高次のトルクリッ
プル成分については殆ど抑制効果を自うさないという問
題がある。 例えば、３相全波駆動の直流ｊ１；（整流ｒ−モータに
ついて論じると、各固定子・巻線に誘起される発電電圧
波形が純粋なｉＥ弦波であって、しかも各固定Ｙ・巻線
にｉ１′：、弦波電流を流すならば、モータの出力トル
クＴは次式で示されるように一定となる。 Ｔ＝ （ｓｉｎθ）２＋ （ｓｉｎ （θ−２＊ π／
３））２＋ （ｓｉｎ （０−４４１π／：Ｉ））２＝
１．５ （１）なお、
（１）式において０は回転電気角である。 ところが、 ・般にはモータの効率をｌ’ｌ’：Ｉめる
ために回転ｒ−の永久磁石にはより強い青磁が施され、
その結果、ホール素γの出力イハシノ波形ならびに発電
電圧波形のいずれにも３次成分を始めとする奇数次の高
調波成分が含まれる。 このため、１・、記従木の装置においてホール素子の感
度ばらつきに起因するトルクリップルは抑制できでも、
高次のトルクリップルについては抑制しきれないという
問題があった。 （問題点を解決するためのｒ・段） 本発明は、１−記従来の問題点を解決するため、ホール
素子などの複数の磁電変換素子・の出力を増幅する第１
の増幅器と、前記第１の増幅器の出力を増幅してそれぞ
れに対応した固定子巻線に電流を供給する第２の増幅器
からなる複数の増幅手段と、制御入力に依存した出力を
発生する制御増幅器と、前記第１の増幅器から＋１ｉｊ
記第２の増幅器への正方向の出力の和もしくは負方向の
出力の和の平均値が所望の値になるように前記第１の増
幅器の増幅度または前記磁電変換素子への給電電圧を調
節する感度調節７段と、前記正方向の出力の和もしくは
負方向の出力の和の’Ｊ ＝ｔプル成分を抽出して前記
制御増幅器の出力を前記リップル成分によって変調させ
る変調手段とを具備し、前記第２の増幅器の出力の和が
前記制御増幅器の出力に比例するように構成した直流兼
整流ｒモータの駆動装置を提供する。 また、第２の発明として＋ｌｉｆ記第１の増幅器から１
１１ｉ記第２の増幅器への正方向の出力の和と負方向の
出力の和を検出してそれらが等しくなるように１）；ｊ
記第１の増幅器の入力オフセット電圧を調節する出力調
節手段をさらに設けた直流無整流子モータの駆動装置を
、又、第３の発明として前記第１の増幅器から前記第２
の増幅器への正方向の出力の和もしくは負方向の出力の
和の平均値が前記制御増幅器の出力に比例するように前
記第１の増幅器の増幅度あるいは前記磁電変換素子への
給電電ＩＬを調節する感度調節手段を備えた直流無整流
ｒ ′モータの駆動装置を提供する。 （作用） 本発明の−１−記構酸によると、第１の増幅器から第２
の増幅器への正方向の出力の和もしくはｆ１方向の出力
の和のリップル成分を抽出して前記制御増幅器の出力を
前記リップル成分によって変調させる変調ｒ段を備えて
いるので、基本波成分だけでなく、より高次のトルクリ
ップルをも抑制することがＩＩ）能となる。 （実施例） 以ド、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。 第１図は本発明の−・実施例における直流兼整流ｒモー
タの駆動装置の回路構成図を示したものである。 第１図においてホール素子ｍ、（２）、（３）は固定′
Ｆ（図示せず）上にσいに１２０ ”の間隔を保って配
置されており、前記ホール素子（１）、（２Ｌ（３）の
出力はそれぞれ電流出力型の前置増幅器（３０） 、
（４０）、（５０）の入力端γに供給され、前記前置増
幅器（３０）、（４０）、（５０）の出力はそれぞれ抵
抗（４）、（５）、（Ｇ）の一端に供給されるとともに
電流出力型のパワー増幅器（＄０ ） 、 （７０）
、 （８０）の非反転人力電圧に供給されている。前記
パワー増幅器（８０） 、 （７０） 、 （８Ｇ ）
の両方向出力端Ｊ’ （ＧＯａ ） 、 （７０ａ ）
、 （８０ａ ）はそれぞれ星形結線された固定子・
巻線（７）、（８）、（９）のへ一端に接続され、前記
前置増幅器（３０） 、 （４０） 、 （５０）の両
方向出力端ｒ（３０ａ）、（４０ａ） 、（５０ａ）を
介して前記パワー増幅器（ＧＯ） 、 （７０） 、
（８０）に供給される出力のうち負方向（前記両方向出
力端ｆ’（３０ａ） 、（４０ａ）、（５０ａ）に電流
が流し込まれる方向）の出力に比例した電流を吸い込む
流入端子（３０ｂ） 、（４０ｂ） 、（５０ｂ）はｌ
ｆいに共通接続されて一端がプラス側給電端ｆ’（１０
）に接続された抵抗（１０の他端に接続されるとともに
比較器（９０）の非反転人力電圧とバッファ回路（１０
Ｇ）の人力端子・にも接続され、前記両方向出力端ｉ’
（３０ａ）、（４０ａ）、（５０ａ）からの正方向の
出力に比例した電流を流し出す流出端子（３０ｃ）、（
４０ｃ） 、（５０ｃ）はＩＪ：いに共通接続されてカ
レントミラー回路（１１０）の人力端子に接続され、前
記カレントミラー回路（１１０）の出力端子は一端がプ
ラス側給電端子（１Ｇ）に接続された抵抗（１２）の他
端に接続されるとともに前記比較器（９０）の反転人力
電圧に接続さている。 −一方、制御電圧入力端Ｆ（２０）には制御増幅器（１
２０）の非反転人力端子が接続され、＋ｌ＋記制御増幅
器（１２０）の流入端ｒは＝・端がプラス側給電端ｆ’
（１０）に接続された抵抗（ＩＪ）の他端に接続される
とともに電流出力型の比較器（１３０）の反転人力端子
・に接続されＮ ＋ＩＱ記比較器（１３０）の出力は増
幅度の制御信号として前記パワー増幅器（ＧＯ） 、
（７０） 、 （８０）に供給されている。 また、抵抗（１４）、（１５）によって給電電圧を分圧
して作られた給電電圧のｌ’＝分の電圧がバッファ回路
（＋４０）を介して前記抵抗（４） 、 （５） 、
（６）のそれぞれの他端と、比較器（１５０）の反転人
力電圧と、一端が前記制御増幅１（１２Ｇ）の反転人力
電圧に接続された抵抗（１Ｂ）の他端と、前記パワー増
幅器（６０）、 （７０） 、 （８０）の反転人力電
圧に供給され、前記比較器（９０）の出力は前記前置増
幅器（３０） 、 （４０） 、 （５０）のオフセッ
ト調節端子（３０ｄ ） 、 （４０ｄ ） 、 （５
０ｄ ）に供給されている。 さらに、パワー増幅器（ｌｌｉＯ） 、 （７０） 、
（８０）から固定子巻線（７） 、 （８） 、 （
９）に供給される電流のうち、両方向出力端子（ＧＯａ
） 、 （７０ａ ） 、 （８０ａ ）に流入する
電流に比例した電流を吸い込む流入端ｊ’（Ｓｏｂ）、
（７ｏｂ）。 （８０ｂ）はｒｆいに共通接続されて−・端がプラス側
給電端子（１０）に接続された抵抗（菖７）の他端に接
続されるとともに前記比較器（１３Ｇ）の非反転人力端
子にも接続され、前記バラフッ・回路（＋００）の出力
は抵抗（１８）とコンデンサ（Ｉ９）によって構成され
たフィルタ回路を介して前記比較器（１５０）の非反転
人力端子−に供給され、前記比較器（１５０）の出力は
前記ホール素Ｊ’（１）、（２）、（３）に給電されて
いる。また、前記比較器（１００）の出力のうち、リッ
プル成分がコンデンサ（２＋）を介して前記制御増幅器
（１２０）の反転人力端子に供給されている。 尚、この実施例においては、バッファ回路（ｔｏ。 ）、抵抗（！８）、コンデンサ（１９）、比較器（＋５
０）にて感度調節手段が構成され、バッフ１回路（１０
０）、抵抗（Ｉｌｌｉ）、コンデンサ（２１）にて変調
手段が構成されている。 以−ヒのように構成された直流側整流ｒモータの駆動装
置について、第１図および第２図、第３図ならびに第４
図を用いてその動作を説明する。 なお、説明に先だってモータの回転ｒを構成する永久磁
石の磁束をホール素子で検出したときには基本波に対し
て３次高調波、５次高調波、７次高調波、９次高調波が
それぞれ、１７．７７％、 ５．６８％、 ２．Ｉ［ｉ
％、０．７９％の割合で含まれているものとする。また
、発電電圧波形には３次高調波、５次１ｚ′ｌｌ調波が
それぞれ、８．３０％、０．７５％の割合で含まれてい
るがそれ以りの高次の高調波は含まれていないものとす
る。これらの数値は永久磁石としてフェライト系の素材
を用いた場合の実測値に基づいており、発電電圧波形が
ホール素子の出力電圧波形に比べて高次の高調波の含有
率が低くなっているのは実際の固定子巻線の形状が扇形
のワンターンコイル状ではなくて、ある程度の巻幅を有
する円形に近くなっていることに起因する。 まず、第２図は比較器（９０）による制御ループと比較
Ｋｉ（１３Ｇ）による制御ループならびにバッファ回路
（＋００） 、比較Ｗ（１５０）による制御ループをい
ずれも開放状態にしたときの信号波形を示したもので、
波形Ａがホール素γ（＋）、（２）、（３）の差動出力
型１丁波形であり、波形Ｂが抵抗（Ｎ２）の両端に現れ
る信号波形であり、波形Ｃが抵抗（１１）の両端に現れ
る信号波形であり、波形ｌ）は給電電圧の２分の１の電
位を基をにしたときの比較器（９０）の出力車ＩＬ波形
である。 すなわち、前置増幅器（３０） 、 （４０） 、 （
５０）は、後に説明するように抵抗（４）、（５）、（
Ｇ）およびパワー増幅器（ｌｌｉＯ） 、 （７０）
、 （８０）に供給する出力のうち、ＩＦ方向成分に比
例した電流を流出端ｆ’（３０ｃ）、（４θｃ）、（５
０ｃ）から流し出し、負方向成分に比例した電流を流入
端子（３０ｂ） 、（４０ｂ）、（５０ｂ）から吸収す
る構成になっているので、抵抗（１２）の両端には第２
図の電圧波形Ａの中間電位よりも上側の電圧を中間電位
との差分だけ加え合わせた値に比例した電圧が現れ、抵
抗（ＩＩ）の両端には第２図の電圧波形Ａの中間電位よ
りも下側の電圧を中間電位との差分だけ符号を反転して
加え合わせた値に比例した電圧が現れ、比較器（９０）
の出力端ｒには両者の差に比例した電圧波形が現れる。 比較器（＋３０）による制御ループが開放状態のときに
はパワー増幅器（ＩｌｉＯ） 、 （７０） 、 （８
０）は線形増幅器として働くから第２図の４＋’＋’
”Ｊ’波形Ｂ、Ｃを比較すればわかるように、パワー増
幅器（ＧＯ） 、 （７０） 、 （ｓｏ ）から固定
子巻線（７）、（８）、（９）に供給される電流のうち
、流出電流の総和と流入電流の総和が・致せず、このま
まではパワー増幅器（ＧＯ）、（７０）、（８０）の出
力電流のバランスがとれなくなる。 つぎに、第３図は比較器（９０）による制御ループを動
作させたときの信ジノ波形を示したもので、波形Ａが前
置増幅器（３０）、（４０） 、（５０）の出力電流波
形であり、波形Ｂが抵抗（１２）の両端に現れる信号・
波形であり、波形Ｃが抵抗（１１）の両端に現れる信号
波形であり、波形
ある。 （従来の技術） 最近の直流ｊ１！（整流ｒモータには回転ｒの回転位置
の検出素子として、そのＴ′−軽さから磁電変換素子１
とりわけホール素子が多用されているが、良く知られて
いるようにホール素子は感度のばらつきが大きく、この
ため、従来からホール素子の感度のばらつきを回路技術
によって吸収しようとする試みが盛んに行われてきた。 例えば、特開昭５８−８８８９２号公報にはその代表的
な技術が開示されている。その動作のポイントは、３個
のホール素子の出力を線形増幅して得られた電機ｒコイ
ルへの印加電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷのなかで、第１の基準
値ＶＣよりも高い電圧の和と、第２の基準値ＶＤよりも
低い電圧の和をとって、これらの電圧の和が、制御信号
ＶＩに比例する値に常時・致するようにホール素Ｔのバ
イアス電圧を制御することにある。 （発明が解決しようとする問題点） ！１記従来の駆動装置によれば、電機丁コイルへの供給
型Ｈ−あるいは供給電流の和が常に制御人力電圧ＶＩに
比例する値に・致するように制御されるので、３個のホ
ール素子のそれぞれに感度ばらつきが生じていてもそれ
を吸収するように回路が動作し、したがってホール素子
の出力信号の基本波成分の周波数に対してはトルクリッ
プルの抑制効果をイ１゛するが、より高次のトルクリッ
プル成分については殆ど抑制効果を自うさないという問
題がある。 例えば、３相全波駆動の直流ｊ１；（整流ｒ−モータに
ついて論じると、各固定子・巻線に誘起される発電電圧
波形が純粋なｉＥ弦波であって、しかも各固定Ｙ・巻線
にｉ１′：、弦波電流を流すならば、モータの出力トル
クＴは次式で示されるように一定となる。 Ｔ＝ （ｓｉｎθ）２＋ （ｓｉｎ （θ−２＊ π／
３））２＋ （ｓｉｎ （０−４４１π／：Ｉ））２＝
１．５ （１）なお、
（１）式において０は回転電気角である。 ところが、 ・般にはモータの効率をｌ’ｌ’：Ｉめる
ために回転ｒ−の永久磁石にはより強い青磁が施され、
その結果、ホール素γの出力イハシノ波形ならびに発電
電圧波形のいずれにも３次成分を始めとする奇数次の高
調波成分が含まれる。 このため、１・、記従木の装置においてホール素子の感
度ばらつきに起因するトルクリップルは抑制できでも、
高次のトルクリップルについては抑制しきれないという
問題があった。 （問題点を解決するためのｒ・段） 本発明は、１−記従来の問題点を解決するため、ホール
素子などの複数の磁電変換素子・の出力を増幅する第１
の増幅器と、前記第１の増幅器の出力を増幅してそれぞ
れに対応した固定子巻線に電流を供給する第２の増幅器
からなる複数の増幅手段と、制御入力に依存した出力を
発生する制御増幅器と、前記第１の増幅器から＋１ｉｊ
記第２の増幅器への正方向の出力の和もしくは負方向の
出力の和の平均値が所望の値になるように前記第１の増
幅器の増幅度または前記磁電変換素子への給電電圧を調
節する感度調節７段と、前記正方向の出力の和もしくは
負方向の出力の和の’Ｊ ＝ｔプル成分を抽出して前記
制御増幅器の出力を前記リップル成分によって変調させ
る変調手段とを具備し、前記第２の増幅器の出力の和が
前記制御増幅器の出力に比例するように構成した直流兼
整流ｒモータの駆動装置を提供する。 また、第２の発明として＋ｌｉｆ記第１の増幅器から１
１１ｉ記第２の増幅器への正方向の出力の和と負方向の
出力の和を検出してそれらが等しくなるように１）；ｊ
記第１の増幅器の入力オフセット電圧を調節する出力調
節手段をさらに設けた直流無整流子モータの駆動装置を
、又、第３の発明として前記第１の増幅器から前記第２
の増幅器への正方向の出力の和もしくは負方向の出力の
和の平均値が前記制御増幅器の出力に比例するように前
記第１の増幅器の増幅度あるいは前記磁電変換素子への
給電電ＩＬを調節する感度調節手段を備えた直流無整流
ｒ ′モータの駆動装置を提供する。 （作用） 本発明の−１−記構酸によると、第１の増幅器から第２
の増幅器への正方向の出力の和もしくはｆ１方向の出力
の和のリップル成分を抽出して前記制御増幅器の出力を
前記リップル成分によって変調させる変調ｒ段を備えて
いるので、基本波成分だけでなく、より高次のトルクリ
ップルをも抑制することがＩＩ）能となる。 （実施例） 以ド、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。 第１図は本発明の−・実施例における直流兼整流ｒモー
タの駆動装置の回路構成図を示したものである。 第１図においてホール素子ｍ、（２）、（３）は固定′
Ｆ（図示せず）上にσいに１２０ ”の間隔を保って配
置されており、前記ホール素子（１）、（２Ｌ（３）の
出力はそれぞれ電流出力型の前置増幅器（３０） 、
（４０）、（５０）の入力端γに供給され、前記前置増
幅器（３０）、（４０）、（５０）の出力はそれぞれ抵
抗（４）、（５）、（Ｇ）の一端に供給されるとともに
電流出力型のパワー増幅器（＄０ ） 、 （７０）
、 （８０）の非反転人力電圧に供給されている。前記
パワー増幅器（８０） 、 （７０） 、 （８Ｇ ）
の両方向出力端Ｊ’ （ＧＯａ ） 、 （７０ａ ）
、 （８０ａ ）はそれぞれ星形結線された固定子・
巻線（７）、（８）、（９）のへ一端に接続され、前記
前置増幅器（３０） 、 （４０） 、 （５０）の両
方向出力端ｒ（３０ａ）、（４０ａ） 、（５０ａ）を
介して前記パワー増幅器（ＧＯ） 、 （７０） 、
（８０）に供給される出力のうち負方向（前記両方向出
力端ｆ’（３０ａ） 、（４０ａ）、（５０ａ）に電流
が流し込まれる方向）の出力に比例した電流を吸い込む
流入端子（３０ｂ） 、（４０ｂ） 、（５０ｂ）はｌ
ｆいに共通接続されて一端がプラス側給電端ｆ’（１０
）に接続された抵抗（１０の他端に接続されるとともに
比較器（９０）の非反転人力電圧とバッファ回路（１０
Ｇ）の人力端子・にも接続され、前記両方向出力端ｉ’
（３０ａ）、（４０ａ）、（５０ａ）からの正方向の
出力に比例した電流を流し出す流出端子（３０ｃ）、（
４０ｃ） 、（５０ｃ）はＩＪ：いに共通接続されてカ
レントミラー回路（１１０）の人力端子に接続され、前
記カレントミラー回路（１１０）の出力端子は一端がプ
ラス側給電端子（１Ｇ）に接続された抵抗（１２）の他
端に接続されるとともに前記比較器（９０）の反転人力
電圧に接続さている。 −一方、制御電圧入力端Ｆ（２０）には制御増幅器（１
２０）の非反転人力端子が接続され、＋ｌ＋記制御増幅
器（１２０）の流入端ｒは＝・端がプラス側給電端ｆ’
（１０）に接続された抵抗（ＩＪ）の他端に接続される
とともに電流出力型の比較器（１３０）の反転人力端子
・に接続されＮ ＋ＩＱ記比較器（１３０）の出力は増
幅度の制御信号として前記パワー増幅器（ＧＯ） 、
（７０） 、 （８０）に供給されている。 また、抵抗（１４）、（１５）によって給電電圧を分圧
して作られた給電電圧のｌ’＝分の電圧がバッファ回路
（＋４０）を介して前記抵抗（４） 、 （５） 、
（６）のそれぞれの他端と、比較器（１５０）の反転人
力電圧と、一端が前記制御増幅１（１２Ｇ）の反転人力
電圧に接続された抵抗（１Ｂ）の他端と、前記パワー増
幅器（６０）、 （７０） 、 （８０）の反転人力電
圧に供給され、前記比較器（９０）の出力は前記前置増
幅器（３０） 、 （４０） 、 （５０）のオフセッ
ト調節端子（３０ｄ ） 、 （４０ｄ ） 、 （５
０ｄ ）に供給されている。 さらに、パワー増幅器（ｌｌｉＯ） 、 （７０） 、
（８０）から固定子巻線（７） 、 （８） 、 （
９）に供給される電流のうち、両方向出力端子（ＧＯａ
） 、 （７０ａ ） 、 （８０ａ ）に流入する
電流に比例した電流を吸い込む流入端ｊ’（Ｓｏｂ）、
（７ｏｂ）。 （８０ｂ）はｒｆいに共通接続されて−・端がプラス側
給電端子（１０）に接続された抵抗（菖７）の他端に接
続されるとともに前記比較器（１３Ｇ）の非反転人力端
子にも接続され、前記バラフッ・回路（＋００）の出力
は抵抗（１８）とコンデンサ（Ｉ９）によって構成され
たフィルタ回路を介して前記比較器（１５０）の非反転
人力端子−に供給され、前記比較器（１５０）の出力は
前記ホール素Ｊ’（１）、（２）、（３）に給電されて
いる。また、前記比較器（１００）の出力のうち、リッ
プル成分がコンデンサ（２＋）を介して前記制御増幅器
（１２０）の反転人力端子に供給されている。 尚、この実施例においては、バッファ回路（ｔｏ。 ）、抵抗（！８）、コンデンサ（１９）、比較器（＋５
０）にて感度調節手段が構成され、バッフ１回路（１０
０）、抵抗（Ｉｌｌｉ）、コンデンサ（２１）にて変調
手段が構成されている。 以−ヒのように構成された直流側整流ｒモータの駆動装
置について、第１図および第２図、第３図ならびに第４
図を用いてその動作を説明する。 なお、説明に先だってモータの回転ｒを構成する永久磁
石の磁束をホール素子で検出したときには基本波に対し
て３次高調波、５次高調波、７次高調波、９次高調波が
それぞれ、１７．７７％、 ５．６８％、 ２．Ｉ［ｉ
％、０．７９％の割合で含まれているものとする。また
、発電電圧波形には３次高調波、５次１ｚ′ｌｌ調波が
それぞれ、８．３０％、０．７５％の割合で含まれてい
るがそれ以りの高次の高調波は含まれていないものとす
る。これらの数値は永久磁石としてフェライト系の素材
を用いた場合の実測値に基づいており、発電電圧波形が
ホール素子の出力電圧波形に比べて高次の高調波の含有
率が低くなっているのは実際の固定子巻線の形状が扇形
のワンターンコイル状ではなくて、ある程度の巻幅を有
する円形に近くなっていることに起因する。 まず、第２図は比較器（９０）による制御ループと比較
Ｋｉ（１３Ｇ）による制御ループならびにバッファ回路
（＋００） 、比較Ｗ（１５０）による制御ループをい
ずれも開放状態にしたときの信号波形を示したもので、
波形Ａがホール素γ（＋）、（２）、（３）の差動出力
型１丁波形であり、波形Ｂが抵抗（Ｎ２）の両端に現れ
る信号波形であり、波形Ｃが抵抗（１１）の両端に現れ
る信号波形であり、波形ｌ）は給電電圧の２分の１の電
位を基をにしたときの比較器（９０）の出力車ＩＬ波形
である。 すなわち、前置増幅器（３０） 、 （４０） 、 （
５０）は、後に説明するように抵抗（４）、（５）、（
Ｇ）およびパワー増幅器（ｌｌｉＯ） 、 （７０）
、 （８０）に供給する出力のうち、ＩＦ方向成分に比
例した電流を流出端ｆ’（３０ｃ）、（４θｃ）、（５
０ｃ）から流し出し、負方向成分に比例した電流を流入
端子（３０ｂ） 、（４０ｂ）、（５０ｂ）から吸収す
る構成になっているので、抵抗（１２）の両端には第２
図の電圧波形Ａの中間電位よりも上側の電圧を中間電位
との差分だけ加え合わせた値に比例した電圧が現れ、抵
抗（ＩＩ）の両端には第２図の電圧波形Ａの中間電位よ
りも下側の電圧を中間電位との差分だけ符号を反転して
加え合わせた値に比例した電圧が現れ、比較器（９０）
の出力端ｒには両者の差に比例した電圧波形が現れる。 比較器（＋３０）による制御ループが開放状態のときに
はパワー増幅器（ＩｌｉＯ） 、 （７０） 、 （８
０）は線形増幅器として働くから第２図の４＋’＋’
”Ｊ’波形Ｂ、Ｃを比較すればわかるように、パワー増
幅器（ＧＯ） 、 （７０） 、 （ｓｏ ）から固定
子巻線（７）、（８）、（９）に供給される電流のうち
、流出電流の総和と流入電流の総和が・致せず、このま
まではパワー増幅器（ＧＯ）、（７０）、（８０）の出
力電流のバランスがとれなくなる。 つぎに、第３図は比較器（９０）による制御ループを動
作させたときの信ジノ波形を示したもので、波形Ａが前
置増幅器（３０）、（４０） 、（５０）の出力電流波
形であり、波形Ｂが抵抗（１２）の両端に現れる信号・
波形であり、波形Ｃが抵抗（１１）の両端に現れる信号
波形であり、波形
【〕はモータを回転させたときに固定
子巻線（７）、（８）、（９）に誘起される発電電圧波
形である。 すなわち、第２図の波形１）に示した比較器（９０）の
出力によって前置増幅器（３０）、（４０）、（５０）
のオフセット調節端ｒ（３ｏｄ）、（４ｏａ）、（ｓｏ
ｄ） （７）電位が変調を受け、その結果、前置増幅器
（３０）、（４０）、（５０）の出力電流波形は第３図
の波形へに示すように、第２図の波形Ａの信号波形から
３次高調波成分を取り除いた波形となり、抵抗（１２）
の両端に現れる電圧波形と抵抗（１１）の両端に現れる
電圧波形が同じ形になる。 一方、固定子巻線（７Ｌ（８） 、（９）には第３図の
波形Ｉ）に不したような発電波形が現れるから、パワー
増幅器（ＧＯ） 、 （７０） 、 （８０）を中なる
線形増幅器として動作させたときにはモータが発生する
トルクは、第３図の波形Ａに示される（ａｌ）、（ａ２
）、（ａ３）の゛１ｕ流値と第３図の波形１）に示され
る（ｄｉ）、（ｄ２）、（ｄ３）の電汁値の積に比例す
る。 ちなみに、それぞれの積を求めて（ａ１×旧＋ａ２Ｘｄ
２＋ａ３Ｘｄ３）を計算すると、トルクリップルはほぼ
８．５％ｐ−ｐとなり、その最大値は第３図の回転電気
角が３０°、９０°、Ｉ５０°、２１０°、・・・・の
点に現れ、最小値はθ°、ＧＯ’ 、１２０°、！８０
°、・・・・の点に現れる。 このトルクリップルを抑制するには第３図の波形Ｂある
いは波形Ｃの信号波形のリップル成分だけ取り出して、
制御電圧人力電圧（２Ｇ）に印加される制御人力に比例
した出力電流を発生する制御増幅器（１２０）の入力端
に前記リップル成分も印加し、前記；１．ＩＩ御増幅器
の出力電流にも ・定割合のリップルがｉ７ｉ畳される
ようにしたうえで、パワー増幅に４（ｌｌｉＯ）、（７
０）、（８０）の出力電流の和が前記制御増幅器（１２
０）の出力電流に比例するようにすれば良い第１図に示
した直流１ｊ１（整流ｒモータの駆動装置ではバッファ
回路（＋００）の出力のうちリップル成分のみをコンデ
ンサ（２１）を介して制御増幅器（１２Ｇ）の反転人力
端子に印加し、この；１．ＩＩ御増幅器（＋２０）の出
力電流のリップル含イｆ率が前記コンデンサ（１９）と
抵抗（１６）のインピ讃ダンス比率によって決定される
ように構成されている。また、制御増幅器（１２０）の
出力電流が供給される抵抗（１３）の両端の電圧と、パ
ワー増幅器（Ｇｏ） 、（７ｏ）、（ｓｏ）の出力電流
の和に比例した電流が供給される抵抗（Ｉ７）の両端の
ｔｒｉ圧が一致するように比較器（１３０）がパワー増
幅器（ＧＯ）、（７０）、（８０）の増幅度を調節する
ので、固定子・巻線（７Ｌ（８）、（９）に供給される
総電流の９７プル含有率は制御増幅器（１２０）の出力
電流のリップル含有率にほぼ等しくなる。 第４図は、第１図の装置において抵抗（１７）の両端の
電圧波形のリップル金白率が１３．３％になるように、
抵抗（１３）を流れる電流の合成比率を設定したときの
信号波形を示したものであり、波形Ａがパワー増幅器（
ＧＯ） 、 （７Ｇ ） 、 （８０）の出力電流波形
であり、波形Ｂが抵抗（１２）の両端に現れる信号・波
形であり、波形Ｃが抵抗（１１）の両端に現れる信号波
形であり、波形１）は第３図の波形１）に示した発電電
圧波形と第４図の波形Ａの出力電流波形の積からｊ！ｌ
られるトルクリップルの波形を示したものである。なお
、このときのトルクリップルの大きさは約２．６％ｐ−
ｐである。 ところで、永久磁石の青磁波形の高調波の含有率が先に
述べた値と異なる場合には、それに適した合成比率を設
定することによってトルクリップルの人きさを最小にす
ることができ、青磁波形が市弦波に近づく程トルクリッ
プルは小さくなる。 なお、ホール素Ｊ’（１）、（２）、（３）の感度がそ
れぞれ下向よりも高かったり、あるいは低かったりして
も、それをｈｌｉ償するように比較器（＋５０）が動作
するので、同・装置において３個のホール素子のベアリ
ングがなされていれば問題はない。また、３個のホール
素子・の感度ばらつきをも吸収するにＩｔ ｆｉｔ 抗
（１８）とコンデンサ（１９）によるフィルタをアクテ
ィブフィルタなどに変更して青磁波形の基本波以し−の
周波数成分に対しては急峻な重下特性を持たせれば良い
。 このように、第１図に示した直流兼整流ｒ−モータの駆
動装置は回路に特別な演算を行わせることなく容易にト
ルクリップルを低減させることができる。 なお、第１図に示した実施例においては比較器（１５０
）からホール素子（＋）、（２）、（３）に直接に給電
するように構成しているが、＋］’＋記比較２４（１５
Ｇ）の出力によって前置増幅器（３０） 、 （４０）
、 （５０）の増幅度を調節するように構成しても同
様の効果を得ることができる。また、パワー増幅器（ｔ
ｉｅ ） 、 （７０） 、 （８０）の増幅度が回路
的に精度良く設定されていれば、比較器（＋３０）によ
る制御ループは削除しても差し仕えない。 ところで、比較器（３０）による制御ループは、前置増
幅器（３０）、（４０）、（５０）のＩＥ方向の出力と
負方向の出力のバランスを保つために用いられているか
、後の第２実施例に小すように前記前置増幅器（３０）
、（４０）、（５０）の人力信号の段階でバランスか保
たれていれば、前記比較２４（９０）による出力バラン
ス調節ループは不安となる。 さて、第５図はパワー増幅ＺＭ（８０）の具体的な回路
構成例をｚｌ＜す回路結線図であり、パワー増幅器（７
０） 、 （’８０ ）も同一・の構成となる。 第５図においてトランジスタ（６１）、（Ｇ２） 、（
Ｇ３）、（８４）、（６５）によって構成された差動段
の伝達コンダクタンスｇｍは、定電流源（ＧＯａ）の出
力電流をＩＳとし、ボルツマン定数をｋとし、電ｒの電
荷をｑ、接合温度をＴとしたとき次式によってｔブ、え
られる。 ｇｍ＝Ｉｓｅｑ ／２ ＊ｋ ＠？ （２）マ
タ、トランジスタ（６Ｉ）のコレクタから流入端ｆ−Ｎ
Ｏまではカレントミラー回路で連結され、電流増倍率は
５０に設定されているので、入力端Ｊ’１Ｎｔ−ＩＮ−
間から流入端ｒＮＯまでの伝達コンダクタンスＧＭｓは
次式によってＩＪ、えられる。 ＧＭｓ ＝２５＊ Ｉｓ＊ｑ ／ｋ ・Ｔ
（３）一方、トランジスタ（６６）に対する出力トラ
ンジスタ（６７）のエミッタ面積の倍率と、トランジス
タ（Ｇ８）に対する出力トランジスタ（６９）のエミッ
タ面積の倍率はいずれも２００に設定されているので、
入力端”Ｊ’ＩＮ、−ＩＮ−間から出力端ＦＢＯまでの
伝達コンダクタンスＧＭｉは次式によって与えられる。 ＧＭｍ ：５００ ・Ｉｓ＊ｑ ／ｋ ＠Ｔ
（４）なお、定電流源（ｆ；Ｏａ）は、実際には第１図
の電流出力型の比較器（１３０）あるいは第５図の制御
増幅器（１２０）の出力に依存した電流を供給するよう
に構成される。 つぎに、第６図は第１図の前置増幅器（３０）、（４０
）、（５０）の具体的な構成例を示す回路結線図であり
、第５図とほぼ同様の増幅回路の前段に差動段を追加し
た構成となっている。 なお、ＶＲＩＦ端ｒは第１図のバッファ回路（１４０）
の出力電圧が供給される端ｒであり、Ｙａｐ 端ｒがオ
フセット調節端ｒである。 第７図は本発明の第２の実施例における直流無整流子モ
ータの駆動装置の回路構成図を示したもので、ホール素
Ｊ’（１）、（２）、（３）の出力はあらかじめ隣り合
う出力が差し引かれて前置増幅器（３０）、（４０）、
（５Ｇ）に供給されている。すなわち、ホール素子（１
）の出力からホールＪＴ（２）の出力の減算が抵抗（Ｉ
Ｉ＋）、（＋１２）と抵抗（＋２３）、（＋２４）によ
って行われたうえで前置増幅ＫＮ（３０）に供給され、
ホール素子（２）の出力からホール素子（３）の出力の
減算が抵抗（１２１）、（１２２）と抵抗（＋３３）、
（＋３４）によって行われたうえで前置増幅器（４０）
に供給され、ホール素子（３）の出力からホール素子（
１）の出力の減算が抵抗（１３１）、（＋３２）と抵抗
（＋１３）、（１１４）によって行われたうえで前置増
幅器（５０）に供給されている。 このため、前置増幅器（３０） 、 （４Ｇ ） 、
（５０）の伝達コンダクタンスをｇ■とし、抵抗（４）
、（５）、（Ｇ）の抵抗値をｒとし、ホール素子−（＋
）〜（３）のそれぞれの出力電圧をｖＨＩ Ｉｖ
、４ｔ 、Ｖ ｓＢ とすると、パワー増幅器（ｆ
ｉＯ） 、 （７Ｇ ） 、 （８０）に供給される人
力電圧Ｖｔ＋ 、Ｖ１２ ＋Ｖ１３ はつぎのよう
になる。 Ｖｔ＋ ＝ｇｍＩＩｒ ・（ＶｓＩＶＰｌｔ ）
（２）Ｖｓｚ ＝ｇ＋ａ＠ｒ ｅ（ＶＨｔ −ＶＩ
４３） （３）ＶＢ２ ＝ｇｍ壷ｒ ａ（Ｖ
ｓａ −Ｖｓ＋ ） （４）（２）−（
４）式より、Ｖｔ＋ ＋ｌ／ｌｚ ＋ｖｔＢノ結果は常
に零となり、１１１１置増幅器（３０） 、 （４０）
、 （５０）の線形性が維持され、抵抗（４）、（５
）、（Ｇ）の抵抗値が）しければ１】；１記前置増幅本
（３０）、（４０）、（５０）の正方向の出力の和とｆ
′ｌ方向の出力の和のバランスは保たれることがわかる したがって、第７図に示した実施例においては第１図の
比較？＋（９０）による制御ループは不易となる。 なお、第７図においてカレントミラー回路（１６０）は
；ｂす御増幅器（１２０）に流入する電流に等しい電流
をパワー増幅器（ＧＯ）、（７０）、（８Ｇ）のバイア
ス源に供給するために用いられており、このカレントミ
ラー回路（ＩＧＯ）によってパワー増幅器（ＧＯ） 、
（７０） 。 （８０）の増幅度が調節される。 ところで、第１図および第７図に示した本発明の実施例
では、＋ｌｉｊ置増装器（３ｏ）、（４ｏ）、（ｓｏ）
の・１７−均出力が一定になるように比較器（＋５０）
による感度調節ループが働くので、バッファ回路（１０
０）からコンデンサ（２１）を介して制御増幅器（＋２
０）の反転入力端γに供給されるリップル成分の大きさ
は制御増幅器（１２０）の出力に関わりなく−・定とな
り、トルクリップルが最小になるモータの負荷条件が一
義的に定まってしまう。 モータの負荷が殆ど変動しないような装置の場合にはこ
れでも問題はないが、 １１侑が大幅に変化し、しかも
全負侑範囲においてトルクリップルを抑制するには第８
図に示した構成を採るのが望ましい。 第８図は本発明の第３の実施例を示した直流無整流子モ
ータの駆動装置の回路構成図であり、第８図では制御増
幅器（１２０）の出力はカレントミラー回路（１７０）
を介して増幅度の調節のために前置増幅器（３０） 、
（４０） 、 （５０＞に供給されるとともに、カレ
ントミラー回路（１８Ｇ）にも供給され、このカレント
ミラー回路（＋８０）の出力電流は抵抗（２２）に供給
されている。また、比較器（１５０）の反転人力端子は
前記抵抗（２２）の他端に接続されて抵抗（２２）の両
端の電圧が前置増幅器（３０）、（４０）、（５０）の
出力の和の−［均値と比較される。 したがって、コンデンサ（２Ｉ）を介して制御増幅Ｚ４
（１２０）に供給されるリップル成分の大きさは前記−
制御増幅器（＋２０）の出力電流に比例し、その結果、
前記制御増幅器（１２０＞の出力電流のリップル含有率
はその出力電流の大きさに関わりなく ・定となる。 （発明の効果） 本発明の直流無整流子モータの駆動装置は、以ｌのよう
に固定子１−に配置されて回転子磁石による磁界を検出
する複数の磁電変換素子と、ｌｌ’ｌ記各磁電変換素子
の出力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の
出力を増幅してそれぞれに対応した固定子巻線に電流を
供給する第２の増幅器からなる複数の増幅１段と、制御
電■１−人力端子に印加される制御人力に依存した出力
を発生する制御増幅器と、前記第１の増幅器から前記第
２の増幅器への正方向の出力の和もしくは負方向の出力
の和の・β均値が所望の値になるように、前記第１の増
幅ムの増幅度あるいは前記磁電変換素子への給電電１１
−を調節する感度調ｆｆｆｊ 丁を段と、１１；１記正
方向の出力の和もしくは負方向の出力の和のリップル成
分を抽出して、前記制御増幅器の出力を前記リップル成
分によって変調させる変調手段を備えているので回路に
特別な演算を行わせることなく容易にトルクリップルを
低減させることができ、人なる効果を奏する。 ４、図面のｒｒｒｉ Ｑｌ−な説明 第１図は本発明の第１の実施例における直流無整流子モ
ータの駆動装置の回路構成図、第２図。 第３図、第４図は第１図の装置の動作を説明するための
信号波形図、第５図はパワー増幅器の具体例を示す回路
結線図、第６図は前置増幅器の具体例を示す回路結線図
、第７図は本発明の第２の実施例における直？！１５Ｈ
（整流ｒモータの駆動装置の回路構成図、第８図は本発
明の第３の実施例における直流！！１（整流ｒモータの
駆動装置の回路構成図である。 （１）、（２） 、（３）・・・ホール素Ｊ’、 （７
）、（８）、（９）・・・固定１巻線、 （ｌｌｌｉ）
、（＋８） −１１（ｔＡ＋ （１９）（２１）・−コ
ニ／７’ンｌ、 （２０）・・・制御型ｙ１（人力端子
、ＬＪｏ）、（ａｏ）、（ｓｏ）・・・前置増幅器、
（ＥｉＯ）、＜７０）、（８０）・・・パワー増幅器。 （＋００）・・・バッファ回路、 （＋２０）・・・制
御増幅器、（！５０）・・・比較器。 １９２１・・・コンデンサ ２０・ ・匍１徒」電圧入力浮子 乙へ４０．５０−・前プ増帽器 ＡＯ１７１１８０−−−ハフー増幅尭 １００・ バッファ回路 第２１ 第３０１ 手 続 補 正 書 （自発）昭和６０年
４月９ 日
子巻線（７）、（８）、（９）に誘起される発電電圧波
形である。 すなわち、第２図の波形１）に示した比較器（９０）の
出力によって前置増幅器（３０）、（４０）、（５０）
のオフセット調節端ｒ（３ｏｄ）、（４ｏａ）、（ｓｏ
ｄ） （７）電位が変調を受け、その結果、前置増幅器
（３０）、（４０）、（５０）の出力電流波形は第３図
の波形へに示すように、第２図の波形Ａの信号波形から
３次高調波成分を取り除いた波形となり、抵抗（１２）
の両端に現れる電圧波形と抵抗（１１）の両端に現れる
電圧波形が同じ形になる。 一方、固定子巻線（７Ｌ（８） 、（９）には第３図の
波形Ｉ）に不したような発電波形が現れるから、パワー
増幅器（ＧＯ） 、 （７０） 、 （８０）を中なる
線形増幅器として動作させたときにはモータが発生する
トルクは、第３図の波形Ａに示される（ａｌ）、（ａ２
）、（ａ３）の゛１ｕ流値と第３図の波形１）に示され
る（ｄｉ）、（ｄ２）、（ｄ３）の電汁値の積に比例す
る。 ちなみに、それぞれの積を求めて（ａ１×旧＋ａ２Ｘｄ
２＋ａ３Ｘｄ３）を計算すると、トルクリップルはほぼ
８．５％ｐ−ｐとなり、その最大値は第３図の回転電気
角が３０°、９０°、Ｉ５０°、２１０°、・・・・の
点に現れ、最小値はθ°、ＧＯ’ 、１２０°、！８０
°、・・・・の点に現れる。 このトルクリップルを抑制するには第３図の波形Ｂある
いは波形Ｃの信号波形のリップル成分だけ取り出して、
制御電圧人力電圧（２Ｇ）に印加される制御人力に比例
した出力電流を発生する制御増幅器（１２０）の入力端
に前記リップル成分も印加し、前記；１．ＩＩ御増幅器
の出力電流にも ・定割合のリップルがｉ７ｉ畳される
ようにしたうえで、パワー増幅に４（ｌｌｉＯ）、（７
０）、（８０）の出力電流の和が前記制御増幅器（１２
０）の出力電流に比例するようにすれば良い第１図に示
した直流１ｊ１（整流ｒモータの駆動装置ではバッファ
回路（＋００）の出力のうちリップル成分のみをコンデ
ンサ（２１）を介して制御増幅器（１２Ｇ）の反転人力
端子に印加し、この；１．ＩＩ御増幅器（＋２０）の出
力電流のリップル含イｆ率が前記コンデンサ（１９）と
抵抗（１６）のインピ讃ダンス比率によって決定される
ように構成されている。また、制御増幅器（１２０）の
出力電流が供給される抵抗（１３）の両端の電圧と、パ
ワー増幅器（Ｇｏ） 、（７ｏ）、（ｓｏ）の出力電流
の和に比例した電流が供給される抵抗（Ｉ７）の両端の
ｔｒｉ圧が一致するように比較器（１３０）がパワー増
幅器（ＧＯ）、（７０）、（８０）の増幅度を調節する
ので、固定子・巻線（７Ｌ（８）、（９）に供給される
総電流の９７プル含有率は制御増幅器（１２０）の出力
電流のリップル含有率にほぼ等しくなる。 第４図は、第１図の装置において抵抗（１７）の両端の
電圧波形のリップル金白率が１３．３％になるように、
抵抗（１３）を流れる電流の合成比率を設定したときの
信号波形を示したものであり、波形Ａがパワー増幅器（
ＧＯ） 、 （７Ｇ ） 、 （８０）の出力電流波形
であり、波形Ｂが抵抗（１２）の両端に現れる信号・波
形であり、波形Ｃが抵抗（１１）の両端に現れる信号波
形であり、波形１）は第３図の波形１）に示した発電電
圧波形と第４図の波形Ａの出力電流波形の積からｊ！ｌ
られるトルクリップルの波形を示したものである。なお
、このときのトルクリップルの大きさは約２．６％ｐ−
ｐである。 ところで、永久磁石の青磁波形の高調波の含有率が先に
述べた値と異なる場合には、それに適した合成比率を設
定することによってトルクリップルの人きさを最小にす
ることができ、青磁波形が市弦波に近づく程トルクリッ
プルは小さくなる。 なお、ホール素Ｊ’（１）、（２）、（３）の感度がそ
れぞれ下向よりも高かったり、あるいは低かったりして
も、それをｈｌｉ償するように比較器（＋５０）が動作
するので、同・装置において３個のホール素子のベアリ
ングがなされていれば問題はない。また、３個のホール
素子・の感度ばらつきをも吸収するにＩｔ ｆｉｔ 抗
（１８）とコンデンサ（１９）によるフィルタをアクテ
ィブフィルタなどに変更して青磁波形の基本波以し−の
周波数成分に対しては急峻な重下特性を持たせれば良い
。 このように、第１図に示した直流兼整流ｒ−モータの駆
動装置は回路に特別な演算を行わせることなく容易にト
ルクリップルを低減させることができる。 なお、第１図に示した実施例においては比較器（１５０
）からホール素子（＋）、（２）、（３）に直接に給電
するように構成しているが、＋］’＋記比較２４（１５
Ｇ）の出力によって前置増幅器（３０） 、 （４０）
、 （５０）の増幅度を調節するように構成しても同
様の効果を得ることができる。また、パワー増幅器（ｔ
ｉｅ ） 、 （７０） 、 （８０）の増幅度が回路
的に精度良く設定されていれば、比較器（＋３０）によ
る制御ループは削除しても差し仕えない。 ところで、比較器（３０）による制御ループは、前置増
幅器（３０）、（４０）、（５０）のＩＥ方向の出力と
負方向の出力のバランスを保つために用いられているか
、後の第２実施例に小すように前記前置増幅器（３０）
、（４０）、（５０）の人力信号の段階でバランスか保
たれていれば、前記比較２４（９０）による出力バラン
ス調節ループは不安となる。 さて、第５図はパワー増幅ＺＭ（８０）の具体的な回路
構成例をｚｌ＜す回路結線図であり、パワー増幅器（７
０） 、 （’８０ ）も同一・の構成となる。 第５図においてトランジスタ（６１）、（Ｇ２） 、（
Ｇ３）、（８４）、（６５）によって構成された差動段
の伝達コンダクタンスｇｍは、定電流源（ＧＯａ）の出
力電流をＩＳとし、ボルツマン定数をｋとし、電ｒの電
荷をｑ、接合温度をＴとしたとき次式によってｔブ、え
られる。 ｇｍ＝Ｉｓｅｑ ／２ ＊ｋ ＠？ （２）マ
タ、トランジスタ（６Ｉ）のコレクタから流入端ｆ−Ｎ
Ｏまではカレントミラー回路で連結され、電流増倍率は
５０に設定されているので、入力端Ｊ’１Ｎｔ−ＩＮ−
間から流入端ｒＮＯまでの伝達コンダクタンスＧＭｓは
次式によってＩＪ、えられる。 ＧＭｓ ＝２５＊ Ｉｓ＊ｑ ／ｋ ・Ｔ
（３）一方、トランジスタ（６６）に対する出力トラ
ンジスタ（６７）のエミッタ面積の倍率と、トランジス
タ（Ｇ８）に対する出力トランジスタ（６９）のエミッ
タ面積の倍率はいずれも２００に設定されているので、
入力端”Ｊ’ＩＮ、−ＩＮ−間から出力端ＦＢＯまでの
伝達コンダクタンスＧＭｉは次式によって与えられる。 ＧＭｍ ：５００ ・Ｉｓ＊ｑ ／ｋ ＠Ｔ
（４）なお、定電流源（ｆ；Ｏａ）は、実際には第１図
の電流出力型の比較器（１３０）あるいは第５図の制御
増幅器（１２０）の出力に依存した電流を供給するよう
に構成される。 つぎに、第６図は第１図の前置増幅器（３０）、（４０
）、（５０）の具体的な構成例を示す回路結線図であり
、第５図とほぼ同様の増幅回路の前段に差動段を追加し
た構成となっている。 なお、ＶＲＩＦ端ｒは第１図のバッファ回路（１４０）
の出力電圧が供給される端ｒであり、Ｙａｐ 端ｒがオ
フセット調節端ｒである。 第７図は本発明の第２の実施例における直流無整流子モ
ータの駆動装置の回路構成図を示したもので、ホール素
Ｊ’（１）、（２）、（３）の出力はあらかじめ隣り合
う出力が差し引かれて前置増幅器（３０）、（４０）、
（５Ｇ）に供給されている。すなわち、ホール素子（１
）の出力からホールＪＴ（２）の出力の減算が抵抗（Ｉ
Ｉ＋）、（＋１２）と抵抗（＋２３）、（＋２４）によ
って行われたうえで前置増幅ＫＮ（３０）に供給され、
ホール素子（２）の出力からホール素子（３）の出力の
減算が抵抗（１２１）、（１２２）と抵抗（＋３３）、
（＋３４）によって行われたうえで前置増幅器（４０）
に供給され、ホール素子（３）の出力からホール素子（
１）の出力の減算が抵抗（１３１）、（＋３２）と抵抗
（＋１３）、（１１４）によって行われたうえで前置増
幅器（５０）に供給されている。 このため、前置増幅器（３０） 、 （４Ｇ ） 、
（５０）の伝達コンダクタンスをｇ■とし、抵抗（４）
、（５）、（Ｇ）の抵抗値をｒとし、ホール素子−（＋
）〜（３）のそれぞれの出力電圧をｖＨＩ Ｉｖ
、４ｔ 、Ｖ ｓＢ とすると、パワー増幅器（ｆ
ｉＯ） 、 （７Ｇ ） 、 （８０）に供給される人
力電圧Ｖｔ＋ 、Ｖ１２ ＋Ｖ１３ はつぎのよう
になる。 Ｖｔ＋ ＝ｇｍＩＩｒ ・（ＶｓＩＶＰｌｔ ）
（２）Ｖｓｚ ＝ｇ＋ａ＠ｒ ｅ（ＶＨｔ −ＶＩ
４３） （３）ＶＢ２ ＝ｇｍ壷ｒ ａ（Ｖ
ｓａ −Ｖｓ＋ ） （４）（２）−（
４）式より、Ｖｔ＋ ＋ｌ／ｌｚ ＋ｖｔＢノ結果は常
に零となり、１１１１置増幅器（３０） 、 （４０）
、 （５０）の線形性が維持され、抵抗（４）、（５
）、（Ｇ）の抵抗値が）しければ１】；１記前置増幅本
（３０）、（４０）、（５０）の正方向の出力の和とｆ
′ｌ方向の出力の和のバランスは保たれることがわかる したがって、第７図に示した実施例においては第１図の
比較？＋（９０）による制御ループは不易となる。 なお、第７図においてカレントミラー回路（１６０）は
；ｂす御増幅器（１２０）に流入する電流に等しい電流
をパワー増幅器（ＧＯ）、（７０）、（８Ｇ）のバイア
ス源に供給するために用いられており、このカレントミ
ラー回路（ＩＧＯ）によってパワー増幅器（ＧＯ） 、
（７０） 。 （８０）の増幅度が調節される。 ところで、第１図および第７図に示した本発明の実施例
では、＋ｌｉｊ置増装器（３ｏ）、（４ｏ）、（ｓｏ）
の・１７−均出力が一定になるように比較器（＋５０）
による感度調節ループが働くので、バッファ回路（１０
０）からコンデンサ（２１）を介して制御増幅器（＋２
０）の反転入力端γに供給されるリップル成分の大きさ
は制御増幅器（１２０）の出力に関わりなく−・定とな
り、トルクリップルが最小になるモータの負荷条件が一
義的に定まってしまう。 モータの負荷が殆ど変動しないような装置の場合にはこ
れでも問題はないが、 １１侑が大幅に変化し、しかも
全負侑範囲においてトルクリップルを抑制するには第８
図に示した構成を採るのが望ましい。 第８図は本発明の第３の実施例を示した直流無整流子モ
ータの駆動装置の回路構成図であり、第８図では制御増
幅器（１２０）の出力はカレントミラー回路（１７０）
を介して増幅度の調節のために前置増幅器（３０） 、
（４０） 、 （５０＞に供給されるとともに、カレ
ントミラー回路（１８Ｇ）にも供給され、このカレント
ミラー回路（＋８０）の出力電流は抵抗（２２）に供給
されている。また、比較器（１５０）の反転人力端子は
前記抵抗（２２）の他端に接続されて抵抗（２２）の両
端の電圧が前置増幅器（３０）、（４０）、（５０）の
出力の和の−［均値と比較される。 したがって、コンデンサ（２Ｉ）を介して制御増幅Ｚ４
（１２０）に供給されるリップル成分の大きさは前記−
制御増幅器（＋２０）の出力電流に比例し、その結果、
前記制御増幅器（１２０＞の出力電流のリップル含有率
はその出力電流の大きさに関わりなく ・定となる。 （発明の効果） 本発明の直流無整流子モータの駆動装置は、以ｌのよう
に固定子１−に配置されて回転子磁石による磁界を検出
する複数の磁電変換素子と、ｌｌ’ｌ記各磁電変換素子
の出力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の
出力を増幅してそれぞれに対応した固定子巻線に電流を
供給する第２の増幅器からなる複数の増幅１段と、制御
電■１−人力端子に印加される制御人力に依存した出力
を発生する制御増幅器と、前記第１の増幅器から前記第
２の増幅器への正方向の出力の和もしくは負方向の出力
の和の・β均値が所望の値になるように、前記第１の増
幅ムの増幅度あるいは前記磁電変換素子への給電電１１
−を調節する感度調ｆｆｆｊ 丁を段と、１１；１記正
方向の出力の和もしくは負方向の出力の和のリップル成
分を抽出して、前記制御増幅器の出力を前記リップル成
分によって変調させる変調手段を備えているので回路に
特別な演算を行わせることなく容易にトルクリップルを
低減させることができ、人なる効果を奏する。 ４、図面のｒｒｒｉ Ｑｌ−な説明 第１図は本発明の第１の実施例における直流無整流子モ
ータの駆動装置の回路構成図、第２図。 第３図、第４図は第１図の装置の動作を説明するための
信号波形図、第５図はパワー増幅器の具体例を示す回路
結線図、第６図は前置増幅器の具体例を示す回路結線図
、第７図は本発明の第２の実施例における直？！１５Ｈ
（整流ｒモータの駆動装置の回路構成図、第８図は本発
明の第３の実施例における直流！！１（整流ｒモータの
駆動装置の回路構成図である。 （１）、（２） 、（３）・・・ホール素Ｊ’、 （７
）、（８）、（９）・・・固定１巻線、 （ｌｌｌｉ）
、（＋８） −１１（ｔＡ＋ （１９）（２１）・−コ
ニ／７’ンｌ、 （２０）・・・制御型ｙ１（人力端子
、ＬＪｏ）、（ａｏ）、（ｓｏ）・・・前置増幅器、
（ＥｉＯ）、＜７０）、（８０）・・・パワー増幅器。 （＋００）・・・バッファ回路、 （＋２０）・・・制
御増幅器、（！５０）・・・比較器。 １９２１・・・コンデンサ ２０・ ・匍１徒」電圧入力浮子 乙へ４０．５０−・前プ増帽器 ＡＯ１７１１８０−−−ハフー増幅尭 １００・ バッファ回路 第２１ 第３０１ 手 続 補 正 書 （自発）昭和６０年
４月９ 日
Claims (5)
- （１）固定子上に配置されて回転子磁石による磁界を検
出する複数の磁電変換素子と、前記各磁電変換素子の出
力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力
を増幅してそれぞれに対応した固定子巻線に電流を供給
する第２の増幅器からなる複数の増幅手段と、制御人力
に依存した出力を発生する制御増幅器と、前記第１の増
幅器から前記第２の増幅器への正方向の出力の和もしく
は負方向の出力の和の平均値があらかじめ設定した値に
一致するように前記第１の増幅器の増幅度あるいは前記
磁電変換素子への給電電圧を調節する感度調節手段と、
前記正方向の出力の和もしくは負方向の出力の和のリッ
プル成分を抽出して前記制御増幅器の出力を前記リップ
ル成分によって変調させる変調手段を具備し、前記第２
の増幅器の出力の和が前記制御増幅器の出力に比例する
ように構成した直流無整流子モータの駆動装置。 - （２）一方の人力端子に制御人力電圧が印加される制御
増幅器の他方の人力端子に第１の増幅器から前記第２の
増幅器への正方向の出力の和もしくは負方向の出力の和
のリップル成分を供給するように構成した特許請求の範
囲（１）項記載の直流無整流子モータの駆動装置。 - （３）固定子上に配置されて回転子磁石による磁界を検
出する複数の磁電変換素子と、前記各磁電変換素子の出
力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力
を増幅してそれぞれに対応した固定子巻線に電流を供給
する第２の増幅器からなる複数の増幅手段と、前記第１
の増幅器から前記第２の増幅器への正方向の出力の和と
負方向の出力の和を検出してそれらが等しくなるように
前記第１の増幅器の人力オフセット電圧を調節する出力
バランス調節手段と、制御人力に依存した出力を発生す
る制御増幅器と、前記正方向の出力の和もしくは負方向
の出力の和の平均値があらかじめ設定した値に一致する
ように前記第１の増幅器の増幅度あるいは前記磁電変換
素子への給電電圧を調節する感度調整手段と、前記正方
向の出力の和もしくは負方向の出力の和のリップル成分
を抽出して前記制御増幅器の出力を前記リップル成分に
よって変調させる変調手段を具備し、前記第２の増幅器
の出力の和が前記制御増幅器の出力に比例するように構
成した直流無整流子モータの駆動装置。 - （４）固定子上に配置されて回転子磁石による磁界を検
出する複数の磁電変換素子と、前記各磁電変換素子の出
力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力
を増幅してそれぞれに対応した固定子巻線に電流を供給
する第２の増幅器からなる複数の増幅手段と、制御入力
に依存した出力を発生する制御増幅器と、前記第１の増
幅器から前記第２の増幅器への正方向の出力の和もしく
は負方向の出力の和の平均値が前記制御増幅器の出力に
比例するように前記第１の増幅器の増幅度あるいは前記
磁電変換素子への給電電圧を調節する感度調節手段と、
前記正方向の出力の和もしくは負方向の出力の和のリッ
プル成分を抽出して前記制御増幅器の出力を前記リップ
ル成分によって変調させる変調手段を具備してなる直流
無整流子モータの駆動装置。 - （５）感度調節手段を、制御増幅器の出力によって第１
の増幅器の増幅度を調節するとともに、前記制御増幅器
の出力に比例した電圧と前記第１の増幅器の出力の和に
比例した電圧を比較する比較器の出力を磁電変換素子に
給電する様に構成した特許請求の範囲第４項記載の直流
無整流子モータの駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60047306A JPS61207193A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 直流無整流子モ−タの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60047306A JPS61207193A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 直流無整流子モ−タの駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61207193A true JPS61207193A (ja) | 1986-09-13 |
Family
ID=12771601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60047306A Pending JPS61207193A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 直流無整流子モ−タの駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61207193A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006525778A (ja) * | 2003-05-07 | 2006-11-09 | ヴァレオ エキプマン エレクトリク モトゥール | 熱エンジンを有する自動車用の可逆的多相回転電気機器を制御する方法 |
-
1985
- 1985-03-08 JP JP60047306A patent/JPS61207193A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006525778A (ja) * | 2003-05-07 | 2006-11-09 | ヴァレオ エキプマン エレクトリク モトゥール | 熱エンジンを有する自動車用の可逆的多相回転電気機器を制御する方法 |
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