JPS6310676B2 - - Google Patents
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- JPS6310676B2 JPS6310676B2 JP55113390A JP11339080A JPS6310676B2 JP S6310676 B2 JPS6310676 B2 JP S6310676B2 JP 55113390 A JP55113390 A JP 55113390A JP 11339080 A JP11339080 A JP 11339080A JP S6310676 B2 JPS6310676 B2 JP S6310676B2
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- Japan
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Links
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 6
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 235000002597 Solanum melongena Nutrition 0.000 description 1
- 244000061458 Solanum melongena Species 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は無整流子直流電動機の駆動装置に関す
る。
る。
従来、この種、無整流子直流電動機の駆動装置
について、第１，２図を参照しながら説明する
と、ステータヨーク１の表面にはコイル２，３及
びコイル４，５が同心円上に配設されている。そ
してコイル２，３は直列に接続されて一方の相Ａ
のステータコイルLAを形成し、またコイル４，
５も直列に接続されて他方の相Ｂのステータコイ
ルLBを形成している。そしてステータヨーク１
の表面のステータコイルLA、LBに対応して、ロ
ータマグネツト６が二点鎖線で示す如く、磁束分
布が正弦波状になるように１０極に着磁されて回
動自在に配設されている。２相を形成する前記ス
テータコイルLA、LBは互いに電気角で90゜の奇数
倍だけ位相が異なるように配設され、ホール素子
７，８も夫々の相Ａ、ＢのステータコイルLA、
LBに対応して前記ロータマグネツトの磁極を検
出する位置に、互いに電気角で90゜位相が異なる
位置に配設されている。
について、第１，２図を参照しながら説明する
と、ステータヨーク１の表面にはコイル２，３及
びコイル４，５が同心円上に配設されている。そ
してコイル２，３は直列に接続されて一方の相Ａ
のステータコイルLAを形成し、またコイル４，
５も直列に接続されて他方の相Ｂのステータコイ
ルLBを形成している。そしてステータヨーク１
の表面のステータコイルLA、LBに対応して、ロ
ータマグネツト６が二点鎖線で示す如く、磁束分
布が正弦波状になるように１０極に着磁されて回
動自在に配設されている。２相を形成する前記ス
テータコイルLA、LBは互いに電気角で90゜の奇数
倍だけ位相が異なるように配設され、ホール素子
７，８も夫々の相Ａ、ＢのステータコイルLA、
LBに対応して前記ロータマグネツトの磁極を検
出する位置に、互いに電気角で90゜位相が異なる
位置に配設されている。
次に駆動回路について説明すると、一方の相Ａ
に対応するホール素子７の出力は増幅器９の入力
となり、増幅器９の出力は出力回路１０の入力と
なり、出力回路１０の出力がステータコイルLA
に接続されている。また他方の相Ｂもホール素子
８、増幅器１１、出力回路１２、ステータコイル
LBが一方の相Ａと同様に接続されている。そし
て、ホール素子７，８の入力端は直列に接続さ
れ、更に電流制御器１３に接続されている。電流
制御器１３は、ロータマグネツト６の回転速度を
検出する周波数発電機の発電コイル１４から周波
数電圧変換器１５、ローパスフイルタ１６を介し
て得た回転速度に比例した信号電圧に応じてホー
ル素子７，８の入力電流を制御している。
に対応するホール素子７の出力は増幅器９の入力
となり、増幅器９の出力は出力回路１０の入力と
なり、出力回路１０の出力がステータコイルLA
に接続されている。また他方の相Ｂもホール素子
８、増幅器１１、出力回路１２、ステータコイル
LBが一方の相Ａと同様に接続されている。そし
て、ホール素子７，８の入力端は直列に接続さ
れ、更に電流制御器１３に接続されている。電流
制御器１３は、ロータマグネツト６の回転速度を
検出する周波数発電機の発電コイル１４から周波
数電圧変換器１５、ローパスフイルタ１６を介し
て得た回転速度に比例した信号電圧に応じてホー
ル素子７，８の入力電流を制御している。
このように従来例ではホール素子７，８の入力
電流を、周波数発電機１４の出力で制御すること
により、ホール素子７，８の出力電圧を変化さ
せ、もつてステータコイルLA、LBへの通電量を
制御し、回転速度を制御している。
電流を、周波数発電機１４の出力で制御すること
により、ホール素子７，８の出力電圧を変化さ
せ、もつてステータコイルLA、LBへの通電量を
制御し、回転速度を制御している。
ここで電動機の使用状態を考えると、低速回転
で使用したり、あまり負荷のかからない状態で使
用する時は、ステータコイルLA、LBへの通電量
は少なくて良い。このような時にはホール素子
７，８の出力電圧は小さな値となり、増幅器９，
１１のオフセツト電圧が無視できなくなる。
で使用したり、あまり負荷のかからない状態で使
用する時は、ステータコイルLA、LBへの通電量
は少なくて良い。このような時にはホール素子
７，８の出力電圧は小さな値となり、増幅器９，
１１のオフセツト電圧が無視できなくなる。
即ち、第３図ａに示すホール素子の出力電圧
VHに第３図ｂに示す増幅器のオフセツト電圧Vp
が加わり、プラス側とマイナス側で波高値の異な
つた波形となり、これが増幅されるので、ステー
タコイルへは第３図ｃに示すように上下で不平衡
な波形の電流ILを供給することになり、安定した
回転が得られなかつた。
VHに第３図ｂに示す増幅器のオフセツト電圧Vp
が加わり、プラス側とマイナス側で波高値の異な
つた波形となり、これが増幅されるので、ステー
タコイルへは第３図ｃに示すように上下で不平衡
な波形の電流ILを供給することになり、安定した
回転が得られなかつた。
本発明は前記増幅器９，１１に二重平衡差動増
幅器、（MPX回路）を用いることにより、増幅器
のオフセツト電圧による誤差分をなくし、安定し
た回転を得るものであり、以下に第４図を参照し
ながら、２相の無整流子直流電動機に用いた実施
例について説明する。
幅器、（MPX回路）を用いることにより、増幅器
のオフセツト電圧による誤差分をなくし、安定し
た回転を得るものであり、以下に第４図を参照し
ながら、２相の無整流子直流電動機に用いた実施
例について説明する。
一方の相Ｃに対応するホール素子７は出力端７
ａ，７ｂを二重平衡差動増幅器１７の差動入力端
１７ａ，１７ｂに接続する。そして差動出力端１
７ｃ，１７ｄは出力回路１８の入力端１８ａ，１
８ｂに接続される。出力回路１８の出力端１８
ｃ，１８ｄはステータコイルLAに接続される。
ａ，７ｂを二重平衡差動増幅器１７の差動入力端
１７ａ，１７ｂに接続する。そして差動出力端１
７ｃ，１７ｄは出力回路１８の入力端１８ａ，１
８ｂに接続される。出力回路１８の出力端１８
ｃ，１８ｄはステータコイルLAに接続される。
他方の相Ｄに対応するホール素子８は出力端８
ａ，８ｂを二重平衡差動増幅器１９の差動入力端
１９ａ，１９ｂに接続される。差動出力端１９
ｃ，１９ｄは出力回路２０の入力端２０ａ，２０
ｂに接続され、出力端２０ｃ，２０ｄはステータ
コイルコイルLBに接続される。
ａ，８ｂを二重平衡差動増幅器１９の差動入力端
１９ａ，１９ｂに接続される。差動出力端１９
ｃ，１９ｄは出力回路２０の入力端２０ａ，２０
ｂに接続され、出力端２０ｃ，２０ｄはステータ
コイルコイルLBに接続される。
ホール素子７，８及びステータコイルLA，LB
の配置は従来例と同様に第１図に示す如き配置と
なつている。
の配置は従来例と同様に第１図に示す如き配置と
なつている。
そしてロータマグネツト６の回転速度を検出す
る周波数発電機の発電コイル１４は周波数―電圧
変換器１５の入力端１５ａ，１５ｂに接続され、
出力端１５ｃ，１５ｄはローパスフイルタ１６の
入力端１６ａ，１６ｂに接続され、出力端１６
ｃ，１６ｄは反転制御回路２１の入力端２１ａ，
２１ｂに接続され、出力端２１ｃ，２１ｄは二重
平衡差動増幅器１７，１９の差動制御端１７ｅ，
１７ｆ、及び１９ｅ，１９ｆに接続される。なお
反転制御回路２１は制御端２１ｅに信号Ｓが入つ
た時のみローパスフイルタ１６の出力信号を反転
させる。
る周波数発電機の発電コイル１４は周波数―電圧
変換器１５の入力端１５ａ，１５ｂに接続され、
出力端１５ｃ，１５ｄはローパスフイルタ１６の
入力端１６ａ，１６ｂに接続され、出力端１６
ｃ，１６ｄは反転制御回路２１の入力端２１ａ，
２１ｂに接続され、出力端２１ｃ，２１ｄは二重
平衡差動増幅器１７，１９の差動制御端１７ｅ，
１７ｆ、及び１９ｅ，１９ｆに接続される。なお
反転制御回路２１は制御端２１ｅに信号Ｓが入つ
た時のみローパスフイルタ１６の出力信号を反転
させる。
またホール素子７の入力端７ｃは電源＋Vccに
抵抗R1を介して接続され、入力端７ｄはホール
素子８の入力端８ｃに接続され、更にホール素子
８の出力端８ｄは抵抗R2を介して接地されてい
る。
抵抗R1を介して接続され、入力端７ｄはホール
素子８の入力端８ｃに接続され、更にホール素子
８の出力端８ｄは抵抗R2を介して接地されてい
る。
次に上記実施例の作用を説明すると、ロータマ
グネツト６の回転磁極を検出するホール素子７，
８の正弦波状の出力電圧は二重平衡差動増幅器１
７，１９で増幅される。一方ロータマグネツト６
の回転速度を検出する周波数発電機の発電コイル
１４からは回転速度に比例した周波数の出力が得
られ、周波数―電圧変換器１５で周波数に応じた
出力電圧に変換される。そしてこの出力電圧から
高調波成分をローパスフイルタ１６で除去し、反
転制御回路２１に入力される。反転制御回路２１
の出力は二重平衡差動増幅器１７，１９の差動制
御端１７ｅ，１７ｆ及び１９ｅ，１９ｆに入力さ
れる。
グネツト６の回転磁極を検出するホール素子７，
８の正弦波状の出力電圧は二重平衡差動増幅器１
７，１９で増幅される。一方ロータマグネツト６
の回転速度を検出する周波数発電機の発電コイル
１４からは回転速度に比例した周波数の出力が得
られ、周波数―電圧変換器１５で周波数に応じた
出力電圧に変換される。そしてこの出力電圧から
高調波成分をローパスフイルタ１６で除去し、反
転制御回路２１に入力される。反転制御回路２１
の出力は二重平衡差動増幅器１７，１９の差動制
御端１７ｅ，１７ｆ及び１９ｅ，１９ｆに入力さ
れる。
なお反転制御回路２１への制御信号Ｓの有無
は、二重平衡差動増幅器１７，１９の差動制御端
１７ｅ，１７ｆ間の差電圧及び１９ｅ，１９ｆ間
の差電圧を正にするか負にするかを決めるもので
あり、ステータコイルLA，LBに流れる電流位相
を180゜ずらすかどうかを決めて、ロータマグネツ
ト６の回転方向を決定するものである。
は、二重平衡差動増幅器１７，１９の差動制御端
１７ｅ，１７ｆ間の差電圧及び１９ｅ，１９ｆ間
の差電圧を正にするか負にするかを決めるもので
あり、ステータコイルLA，LBに流れる電流位相
を180゜ずらすかどうかを決めて、ロータマグネツ
ト６の回転方向を決定するものである。
そして差動制御端１７ｅ，１７ｆ及び１９ｅ，
１９ｆへの入力電圧で二重平衡差動増幅器の増幅
度が決まり、ホール素子７，８の出力電圧がこの
増幅度で増幅されて、出力回路１８，２０をドラ
イブし、ステータコイルLA，LBへ正弦波状の駆
動電流を供給する。
１９ｆへの入力電圧で二重平衡差動増幅器の増幅
度が決まり、ホール素子７，８の出力電圧がこの
増幅度で増幅されて、出力回路１８，２０をドラ
イブし、ステータコイルLA，LBへ正弦波状の駆
動電流を供給する。
このように本発明では、回転速度制御を行なう
にあたり、ホール素子の入力電流を変化させず、
二重平衡差動増幅器の増幅度を変えて行なうの
で、ホール素子には常に充分大きな電流を流せ
る。従つて、低速回転時や軽負荷時でも、ホール
素子の出力電圧を大きくとれることから、二重平
衡差動増幅器の差動入力電圧が大きくなり、二重
平衡差動増幅器のオフセツト電圧を無視できる。
そしてホール素子の出力電圧がそのまま増幅され
て、ステータコイルには、ロータマグネツトの磁
極変化に比例して発生するホール素子の正弦波状
の出力電圧に応じた駆動電流が供給されるので、
安定した回転が得られる。
にあたり、ホール素子の入力電流を変化させず、
二重平衡差動増幅器の増幅度を変えて行なうの
で、ホール素子には常に充分大きな電流を流せ
る。従つて、低速回転時や軽負荷時でも、ホール
素子の出力電圧を大きくとれることから、二重平
衡差動増幅器の差動入力電圧が大きくなり、二重
平衡差動増幅器のオフセツト電圧を無視できる。
そしてホール素子の出力電圧がそのまま増幅され
て、ステータコイルには、ロータマグネツトの磁
極変化に比例して発生するホール素子の正弦波状
の出力電圧に応じた駆動電流が供給されるので、
安定した回転が得られる。
また二重平衡差動増幅器は、差動入力電圧を
VH、差動制御電圧をVG、差動出力電圧をVOUTと
すると、第５図に示すように差動入力電圧VHと
差動出力電圧VOUTとの関係は、差動制御電圧VG
がVG1、VG2、−VG2、−VG1とその大きさが変化す
ることにより、異なる。そして差動入力電圧VH
の絶対値｜VH｜が大きな範囲では差動出力電圧
VOUTは、ある値に限りなく近づくように出力電
圧が対数的に飽和する特性を有している。従つて
差動入力電圧VHが大きい範囲では、差動入力電
圧VHの少しの差異に対しては差動出力電圧VOUT
はほとんど変化せず、一定と見なせる。
VH、差動制御電圧をVG、差動出力電圧をVOUTと
すると、第５図に示すように差動入力電圧VHと
差動出力電圧VOUTとの関係は、差動制御電圧VG
がVG1、VG2、−VG2、−VG1とその大きさが変化す
ることにより、異なる。そして差動入力電圧VH
の絶対値｜VH｜が大きな範囲では差動出力電圧
VOUTは、ある値に限りなく近づくように出力電
圧が対数的に飽和する特性を有している。従つて
差動入力電圧VHが大きい範囲では、差動入力電
圧VHの少しの差異に対しては差動出力電圧VOUT
はほとんど変化せず、一定と見なせる。
二重平衡差動増幅器はこのような特性を有する
ので、本発明の如くホール素子の入力電流を充分
に大きくとり、ホール素子の出力電圧を大きくし
た場合は、一方の相のホール素子７と他方の相Ｄ
のホール素子８との間で、その出力電圧にバラツ
キがあつても、差動出力電圧VOUTにはホール素
子の出力電圧のバラツキが無視できることにな
り、夫々の相のステータコイルに同一波形の電流
が流せることになり、無整流子直流電動機は更に
安定したなめらかな回転を示すことになる。
ので、本発明の如くホール素子の入力電流を充分
に大きくとり、ホール素子の出力電圧を大きくし
た場合は、一方の相のホール素子７と他方の相Ｄ
のホール素子８との間で、その出力電圧にバラツ
キがあつても、差動出力電圧VOUTにはホール素
子の出力電圧のバラツキが無視できることにな
り、夫々の相のステータコイルに同一波形の電流
が流せることになり、無整流子直流電動機は更に
安定したなめらかな回転を示すことになる。
次に本発明の無整流子直流電動機の駆動装置に
ついて、その１相分、例えば一方の相Ｃを具現化
した回路の実施例を第６図を参照しながら説明す
る。
ついて、その１相分、例えば一方の相Ｃを具現化
した回路の実施例を第６図を参照しながら説明す
る。
即ち二重平衡差動増幅器１７を構成するトラン
ジスタQ1とQ2及びトランジスタQ3，Q4、及びト
ランジスタQ5，Q6は夫々差動増幅器を構成し、
トランジスタQ5のコレクタにはトランジスタQ1，
Q2の共通エミツタが接続され、トランジスタQ6
のコレクタにはトランジスタQ3，Q4の共通エミ
ツタが接続されている。ホール素子７の一方の出
力端７ａはトランジスタQ2とQ3の共通ベース、
即ち一方の差動入力端１７ａに接続され、他方の
出力端７ｂはトランジスタQ1とQ4の共通ベース、
即ち他方の差動入力端１７ｂに接続される。トラ
ンジスタQ1のコレクタには電源＋Vccとの間に抵
抗R3を接続し、トランジスタQ4のコレクタには
電源＋Vccとの間に抵抗R4を接続する。トランジ
スタQ1，Q3のコレクタは共通に接続して一方の
差動出力端１７ｃとなし、トランジスタQ2，Q4
のコレクタは共通に接続して他方の差動出力端１
７ｄとなす。
ジスタQ1とQ2及びトランジスタQ3，Q4、及びト
ランジスタQ5，Q6は夫々差動増幅器を構成し、
トランジスタQ5のコレクタにはトランジスタQ1，
Q2の共通エミツタが接続され、トランジスタQ6
のコレクタにはトランジスタQ3，Q4の共通エミ
ツタが接続されている。ホール素子７の一方の出
力端７ａはトランジスタQ2とQ3の共通ベース、
即ち一方の差動入力端１７ａに接続され、他方の
出力端７ｂはトランジスタQ1とQ4の共通ベース、
即ち他方の差動入力端１７ｂに接続される。トラ
ンジスタQ1のコレクタには電源＋Vccとの間に抵
抗R3を接続し、トランジスタQ4のコレクタには
電源＋Vccとの間に抵抗R4を接続する。トランジ
スタQ1，Q3のコレクタは共通に接続して一方の
差動出力端１７ｃとなし、トランジスタQ2，Q4
のコレクタは共通に接続して他方の差動出力端１
７ｄとなす。
定電圧源２２は、トランジスタQ7のベースを
ツエナーダイオードDZと抵抗R16との接続点に接
続すると共に、エミツタには、抵抗R5，R6及び
トランジスタQ8からなる直列回路を接続してい
る。
ツエナーダイオードDZと抵抗R16との接続点に接
続すると共に、エミツタには、抵抗R5，R6及び
トランジスタQ8からなる直列回路を接続してい
る。
トランジスタQ5のベース、即ち一方の差動制
御端１７ｅとトランジスタQ6のベース、即ち他
方の差動制御端１７ｆとは第４図に示す反転制御
回路２１の出力端２１ｃ，２１ｄに接続される。
なお反転制御回路２１と発電コイル１４との間は
第４図に示す通りである。トランジスタQ5，Q6
の共通エミツタはトランジスタQ9のコレクタに
接続され、エミツタは抵抗R7を介して接地され
ている。そしてトランジスタQ8とQ9とはカレン
トミラー回路を構成している。
御端１７ｅとトランジスタQ6のベース、即ち他
方の差動制御端１７ｆとは第４図に示す反転制御
回路２１の出力端２１ｃ，２１ｄに接続される。
なお反転制御回路２１と発電コイル１４との間は
第４図に示す通りである。トランジスタQ5，Q6
の共通エミツタはトランジスタQ9のコレクタに
接続され、エミツタは抵抗R7を介して接地され
ている。そしてトランジスタQ8とQ9とはカレン
トミラー回路を構成している。
出力回路１８のトランジスタQ10，Q11，Q12，
Q13はブリツジ回路を構成し、トランジスタQ10，
Q12の共通コレクタとなる接続点Ｅとトランジス
タQ11，Q13の共通コレクタとなる接続点Ｆとの
間にコイル２，３からなるステータコイルLAが
接続されている。トランジスタQ10，Q11のエミ
ツタは電源＋Vccに接続され、トランジスタQ12，
Q13のエミツタは接地されている。トランジスタ
Q14，Q15はプツシユプル回路を構成し、共通エ
ミツタは抵抗R8を介して接続点Ｅに接続され、
トランジスタQ14のコレクタはトランジスタQ10
のベースに接続され、トランジスタQ15のコレク
タはトランジスタQ12のベースに接続されてい
る。トランジスタQ16，Q17もプツシユプル回路
を構成し、共通エミツタは抵抗R9を介して接続
点Ｆに接続され、トランジスタQ16のコレクタは
トランジスタQ11のベースに接続され、トランジ
スタQ17のコレクタはトランジスタQ13のベース
に接続されている。そしてトランジスタQ14，
Q15の共通エミツタとトランジスタQ16，Q17の共
通エミツタとの間には抵抗R10が接続され、更に
接続点Ｅ、Ｆ間には抵抗R11，R12，R13よりなる
直列回路が接続されている。一方のオペアンプ２
３は一方の入力端２３ａが二重平衡差動増幅器１
７の一方の差動出力端１７ｃに接続され、他方の
入力端２３ｂは抵抗R12と抵抗R13との接続点Ｇ
に接続され、出力端２３ｃはトランジスタQ16，
Q17の共通ベースに接続される。他方のオペアン
プ２４は一方の入力端２４ａが二重平衡差動増幅
器１７の他方の差動出力端１７ｄに接続され、他
方の入力端２４ｂは抵抗R11とR12の接続点Ｈに
接続され、出力端２４ｃはトランジスタQ14，
Q15の共通ベースに接続されている。
Q13はブリツジ回路を構成し、トランジスタQ10，
Q12の共通コレクタとなる接続点Ｅとトランジス
タQ11，Q13の共通コレクタとなる接続点Ｆとの
間にコイル２，３からなるステータコイルLAが
接続されている。トランジスタQ10，Q11のエミ
ツタは電源＋Vccに接続され、トランジスタQ12，
Q13のエミツタは接地されている。トランジスタ
Q14，Q15はプツシユプル回路を構成し、共通エ
ミツタは抵抗R8を介して接続点Ｅに接続され、
トランジスタQ14のコレクタはトランジスタQ10
のベースに接続され、トランジスタQ15のコレク
タはトランジスタQ12のベースに接続されてい
る。トランジスタQ16，Q17もプツシユプル回路
を構成し、共通エミツタは抵抗R9を介して接続
点Ｆに接続され、トランジスタQ16のコレクタは
トランジスタQ11のベースに接続され、トランジ
スタQ17のコレクタはトランジスタQ13のベース
に接続されている。そしてトランジスタQ14，
Q15の共通エミツタとトランジスタQ16，Q17の共
通エミツタとの間には抵抗R10が接続され、更に
接続点Ｅ、Ｆ間には抵抗R11，R12，R13よりなる
直列回路が接続されている。一方のオペアンプ２
３は一方の入力端２３ａが二重平衡差動増幅器１
７の一方の差動出力端１７ｃに接続され、他方の
入力端２３ｂは抵抗R12と抵抗R13との接続点Ｇ
に接続され、出力端２３ｃはトランジスタQ16，
Q17の共通ベースに接続される。他方のオペアン
プ２４は一方の入力端２４ａが二重平衡差動増幅
器１７の他方の差動出力端１７ｄに接続され、他
方の入力端２４ｂは抵抗R11とR12の接続点Ｈに
接続され、出力端２４ｃはトランジスタQ14，
Q15の共通ベースに接続されている。
次に上記実施例の作用を説明すると、トランジ
スタQ7のベースには定電圧源DZが接続されてい
るので、コレクタ、エミツタ間には定電流I1が流
れる。そしてトランジスタQ7のエミツタ側に接
続されたトランジスタQ8と二重平衡差動増幅器
１７のトランジスタQ9とはカレントミラーを構
成しているので、トランジスタQ9には電流I1に応
じた定電流I2が流れる。そしてトランジスタQ5，
Q6を流れる電流I3，I4は差動制御端１７ｅ及び１
７ｆへの入力電圧の度合により電流I2が分流され
ることになる。トランジスタQ1，Q2を流れる電
流I5，I6は差動入力端１７ｂ及び１７ａへの入力
電圧の度合により電流I3が分流されることにな
る。またトランジスタQ3，Q4を流れる電流I7及
びI8も差動入力端１７ａ及び１７ｂへの入力電圧
の度合により電流I4が分流されることになる。
スタQ7のベースには定電圧源DZが接続されてい
るので、コレクタ、エミツタ間には定電流I1が流
れる。そしてトランジスタQ7のエミツタ側に接
続されたトランジスタQ8と二重平衡差動増幅器
１７のトランジスタQ9とはカレントミラーを構
成しているので、トランジスタQ9には電流I1に応
じた定電流I2が流れる。そしてトランジスタQ5，
Q6を流れる電流I3，I4は差動制御端１７ｅ及び１
７ｆへの入力電圧の度合により電流I2が分流され
ることになる。トランジスタQ1，Q2を流れる電
流I5，I6は差動入力端１７ｂ及び１７ａへの入力
電圧の度合により電流I3が分流されることにな
る。またトランジスタQ3，Q4を流れる電流I7及
びI8も差動入力端１７ａ及び１７ｂへの入力電圧
の度合により電流I4が分流されることになる。
ここで抵抗R3，R4の抵抗値をRcとし、トラン
ジスタQ1のコレクタ電圧をVA、トランジスタQ4
のコレクタ電圧をVBとすると、 VA＝Vcc−Rc（I5＋I7） ……(1) VB＝Vcc−Rc（I6＋I8） ……(2) となり、差動出力端１７ｃ，１７ｄ間に発生す
る出力電圧VOUTは VOUT＝VA−VB ＝Rc（I6＋I8−I5−I7） ＝Rc（I6−I5）＋Rc（I8−I7） ……(3) となる。そしてこの(3)式はトランジスタQ1と
Q2とでなる差動増幅器の差動出力電圧と、トラ
ンジスタQ3とQ4とでなる差動増幅器の差動出力
電圧とが加わつたことを示している。また上記差
動増幅器は共に同じホール素子の出力電圧を入力
としていることから、結局、二重平衡差動増幅器
１７の差動出力電圧VOUTはホール素子の出力電
圧VHに応じて正弦波状の出力電圧を発生するこ
とになる。
ジスタQ1のコレクタ電圧をVA、トランジスタQ4
のコレクタ電圧をVBとすると、 VA＝Vcc−Rc（I5＋I7） ……(1) VB＝Vcc−Rc（I6＋I8） ……(2) となり、差動出力端１７ｃ，１７ｄ間に発生す
る出力電圧VOUTは VOUT＝VA−VB ＝Rc（I6＋I8−I5−I7） ＝Rc（I6−I5）＋Rc（I8−I7） ……(3) となる。そしてこの(3)式はトランジスタQ1と
Q2とでなる差動増幅器の差動出力電圧と、トラ
ンジスタQ3とQ4とでなる差動増幅器の差動出力
電圧とが加わつたことを示している。また上記差
動増幅器は共に同じホール素子の出力電圧を入力
としていることから、結局、二重平衡差動増幅器
１７の差動出力電圧VOUTはホール素子の出力電
圧VHに応じて正弦波状の出力電圧を発生するこ
とになる。
これら二重平衡差動増幅器の差動制御端への入
力電圧VG、差動入力端への入力電圧VH、差動出
力端の出力電圧VOUTの関係は第５図のグラフに
示す通りである。
力電圧VG、差動入力端への入力電圧VH、差動出
力端の出力電圧VOUTの関係は第５図のグラフに
示す通りである。
次にトランジスタQ14，Q15，Q16，Q17は差動
出力電圧VOUTの正負により、オペアンプ２３，
２４の出力電圧差でトランジスタQ14，Q17とト
ランジスタQ15，Q16とが交互に導通、不導通を
繰り返している。従つてトランジスタQ10，Q14，
Q17，Q13と電流が流れ、トランジスタQ10，Q13
が導通してステータコイルLAへ電流ILを接続点Ｅ
からＦへと流す。また差動出力電圧VOUTの正負
が逆転すると、トランジスタQ11，Q16，Q15，
Q12と電流が流れ、トランジスタQ11，Q12が導通
し、電流ILを接続点ＦからＥへと流す。
出力電圧VOUTの正負により、オペアンプ２３，
２４の出力電圧差でトランジスタQ14，Q17とト
ランジスタQ15，Q16とが交互に導通、不導通を
繰り返している。従つてトランジスタQ10，Q14，
Q17，Q13と電流が流れ、トランジスタQ10，Q13
が導通してステータコイルLAへ電流ILを接続点Ｅ
からＦへと流す。また差動出力電圧VOUTの正負
が逆転すると、トランジスタQ11，Q16，Q15，
Q12と電流が流れ、トランジスタQ11，Q12が導通
し、電流ILを接続点ＦからＥへと流す。
一方、オペアンプ２３，２４は夫々の入力端２
３ａ，２３ｂ間及び２４ａ，２４ｂ間がイマージ
ナルシヨートとなるので、接続点Ｇ、Ｈ間には差
動出力電圧VOUTがそのまま発生する。従つて抵
抗R12に流れる電流I9はVOUT／R12となり、その波
形は正弦波状となる。従つてステータコイルLA
の両端電圧VLもVL＝I9（R11＋R12＋R13）＝VOUT
（R11＋R12＋R13）／R12となりホール素子２の出
力電圧に比例して正弦波状となる。従つてステー
タコイルLAを流れる電流ILも正弦波状の波形とな
る。
３ａ，２３ｂ間及び２４ａ，２４ｂ間がイマージ
ナルシヨートとなるので、接続点Ｇ、Ｈ間には差
動出力電圧VOUTがそのまま発生する。従つて抵
抗R12に流れる電流I9はVOUT／R12となり、その波
形は正弦波状となる。従つてステータコイルLA
の両端電圧VLもVL＝I9（R11＋R12＋R13）＝VOUT
（R11＋R12＋R13）／R12となりホール素子２の出
力電圧に比例して正弦波状となる。従つてステー
タコイルLAを流れる電流ILも正弦波状の波形とな
る。
なお他方の相Ｄについても同様の回路構成をと
り、同様の作用をする。
り、同様の作用をする。
本実施例においても、回転速度制御は二重平衡
差動増幅器の差動制御端の入力電圧を制御するこ
とにより、二重平衡差動増幅器の増幅率を変化さ
せて行なつている。
差動増幅器の差動制御端の入力電圧を制御するこ
とにより、二重平衡差動増幅器の増幅率を変化さ
せて行なつている。
従つてホール素子には充分な入力電流を流し、
充分に高い出力電圧を得られるので、二重平衡差
動増幅器のオフセツト電圧は無視でき、ロータマ
グネツトの磁極の変化に比例したホール素子の出
力電圧に応じた電流をステータコイルへ流せるの
で、無整流子直流電動機には安定したなめらかな
回転が得られる。
充分に高い出力電圧を得られるので、二重平衡差
動増幅器のオフセツト電圧は無視でき、ロータマ
グネツトの磁極の変化に比例したホール素子の出
力電圧に応じた電流をステータコイルへ流せるの
で、無整流子直流電動機には安定したなめらかな
回転が得られる。
本実施例では反転制御回路２１の出力端２１
ｃ，２１ｄを二重平衡差動増幅器１７の両差動制
御端１７ｅ，１７ｆに接続しているが、第７図に
示すように一方の差動制御端１７ｅ、即ちトラン
ジスタQ5のベースを、抵抗R14と抵抗R15との接
続点に接続しても良い。この場合は抵抗R14はト
ランジスタQ7のエミツタに接続され、抵抗R15は
接地されているので、トランジスタQ5のベース、
即ち一方の差動制御端１７ｅには定電圧が加わる
ことになり、他方の差動制御端１７ｆに反転制御
回路２１の出力端２１ｃ，２１ｄ間の差電圧を加
えるようにすれば良い。そしてこの差電圧をυSと
し、一方の差動制御端１７ｅに加わる定電圧をES
とした時、差電圧υSと定電圧ESとの差、即ち（υS
−ES）が正であるか負であるかが電動機の回転方
向を決め、更にその絶対値｜υS−ES｜の大きさが
回転速度を決める。更に回転速度制御について説
明すると、周波数発電機の発電コイル１４で発生
し、周波数電圧変換器１５、ローパスフイルタ１
６、反転制御回路２１を経て他方の差動制御端１
７ｆに入る電圧VSと回転数Ｎとの関係は第８図
の実線VSで示すようになる。そして一方の差動
制御端１７ｅに加わる定電圧ESを所定の回転速度
Nrに対応させる。回転速度がNrより小さくなる
と、他方の差動制御端１７ｆへの入力電圧VSは
定電圧ESより小さくなり、差動出力電圧が発生
し、ステータコイルへ通電し、加速する。そして
加速した結果回転速度がNrを超えると入力電圧
VSは定電圧ESより大きくなり、二重平衡差動増
幅器１７の差動出力電圧は反転し、ステータコイ
ルを流れる電流の位相も反転して、回転に制動が
かかることになる。そして制動がかかつて回転速
度がNrより低くなると、入力電圧VSが定電圧ES
より低くなる為に、また加速される。
ｃ，２１ｄを二重平衡差動増幅器１７の両差動制
御端１７ｅ，１７ｆに接続しているが、第７図に
示すように一方の差動制御端１７ｅ、即ちトラン
ジスタQ5のベースを、抵抗R14と抵抗R15との接
続点に接続しても良い。この場合は抵抗R14はト
ランジスタQ7のエミツタに接続され、抵抗R15は
接地されているので、トランジスタQ5のベース、
即ち一方の差動制御端１７ｅには定電圧が加わる
ことになり、他方の差動制御端１７ｆに反転制御
回路２１の出力端２１ｃ，２１ｄ間の差電圧を加
えるようにすれば良い。そしてこの差電圧をυSと
し、一方の差動制御端１７ｅに加わる定電圧をES
とした時、差電圧υSと定電圧ESとの差、即ち（υS
−ES）が正であるか負であるかが電動機の回転方
向を決め、更にその絶対値｜υS−ES｜の大きさが
回転速度を決める。更に回転速度制御について説
明すると、周波数発電機の発電コイル１４で発生
し、周波数電圧変換器１５、ローパスフイルタ１
６、反転制御回路２１を経て他方の差動制御端１
７ｆに入る電圧VSと回転数Ｎとの関係は第８図
の実線VSで示すようになる。そして一方の差動
制御端１７ｅに加わる定電圧ESを所定の回転速度
Nrに対応させる。回転速度がNrより小さくなる
と、他方の差動制御端１７ｆへの入力電圧VSは
定電圧ESより小さくなり、差動出力電圧が発生
し、ステータコイルへ通電し、加速する。そして
加速した結果回転速度がNrを超えると入力電圧
VSは定電圧ESより大きくなり、二重平衡差動増
幅器１７の差動出力電圧は反転し、ステータコイ
ルを流れる電流の位相も反転して、回転に制動が
かかることになる。そして制動がかかつて回転速
度がNrより低くなると、入力電圧VSが定電圧ES
より低くなる為に、また加速される。
このように、一方の差動制御端１７ｅに加わる
定電圧ESに対応する回転速度Nrに対し、回転速
度が近い時には加速し、高い時には制動がかかる
ことになり、一定の回転速度を良好に維持でき
る。
定電圧ESに対応する回転速度Nrに対し、回転速
度が近い時には加速し、高い時には制動がかかる
ことになり、一定の回転速度を良好に維持でき
る。
また回転方向が異なる場合は、反転制御回路２
１の制御端２１ｅに反転信号Ｓを加えてやれば、
他方の差動制御端１７ｆへの入力電圧VS′は第８
図に示す点線VS′の如くになるので、やはり一定
の回転速度を良好に維持できる。
１の制御端２１ｅに反転信号Ｓを加えてやれば、
他方の差動制御端１７ｆへの入力電圧VS′は第８
図に示す点線VS′の如くになるので、やはり一定
の回転速度を良好に維持できる。
次に、すみやかに電動機を停止する方法につい
て第７，９図を参照しながら説明すると、停止し
たい時には第９図ａに示すように、二重平衡差動
増幅器１７の他方の差動制御端１７ｆの入力電圧
VSと一方の差動制御端の定電圧ESとの大小関係
を一時的に逆にし、その後VS＝ESとすると第９
図ｂに示すように短時間で停止する。反対に徐々
に停止させたい時には第１０図ａに示すように、
入力電圧VSをVS＝ESとするだけで第１０図ｂに
示すように徐々に停止する。
て第７，９図を参照しながら説明すると、停止し
たい時には第９図ａに示すように、二重平衡差動
増幅器１７の他方の差動制御端１７ｆの入力電圧
VSと一方の差動制御端の定電圧ESとの大小関係
を一時的に逆にし、その後VS＝ESとすると第９
図ｂに示すように短時間で停止する。反対に徐々
に停止させたい時には第１０図ａに示すように、
入力電圧VSをVS＝ESとするだけで第１０図ｂに
示すように徐々に停止する。
また起動時の回転速度のオーバシユートを防止
し、短時間で所定の回転速度に安定させたい時に
は、所定の回転速度をオーバーした時に、一時的
に回転方向を反転させるように入力電圧を逆転さ
せる。即ち短時間で回転を停止させたい時と同様
の制御を行なえば良い。
し、短時間で所定の回転速度に安定させたい時に
は、所定の回転速度をオーバーした時に、一時的
に回転方向を反転させるように入力電圧を逆転さ
せる。即ち短時間で回転を停止させたい時と同様
の制御を行なえば良い。
本発明では二重平衡差動増幅器を用い、二重平
衡差動増幅器の差動制御端への入力電圧により、
回転方向制御及び回転制御を行なつているが回転
方向制御のみを行なわせ、回転速度制御は出力回
路内の増幅度を変化させる、即ち第６図の抵抗
R12の値を可変したり、また二重平衡差動増幅器
と出力回路との間に、回転速度に応じて増幅度が
制御される増幅器を接続しても良い。
衡差動増幅器の差動制御端への入力電圧により、
回転方向制御及び回転制御を行なつているが回転
方向制御のみを行なわせ、回転速度制御は出力回
路内の増幅度を変化させる、即ち第６図の抵抗
R12の値を可変したり、また二重平衡差動増幅器
と出力回路との間に、回転速度に応じて増幅度が
制御される増幅器を接続しても良い。
このように本発明においては、磁気感応素子、
例えばホール素子の出力電圧を増幅する増幅器に
差動入力電圧の絶対値が大きい範囲では差動出力
電圧が対数的に一定値に至る特性を有する二重平
衡差動増幅器を用い、回転速度制御は二重平衡差
動増幅器の差動制御端への入力信号で行なつてい
るので、磁気感応素子には充分な入力電流を提供
して大きな出力電圧を得るようにすることができ
る。
例えばホール素子の出力電圧を増幅する増幅器に
差動入力電圧の絶対値が大きい範囲では差動出力
電圧が対数的に一定値に至る特性を有する二重平
衡差動増幅器を用い、回転速度制御は二重平衡差
動増幅器の差動制御端への入力信号で行なつてい
るので、磁気感応素子には充分な入力電流を提供
して大きな出力電圧を得るようにすることができ
る。
従つて、二重平衡差動増幅器には、この増幅器
の有するオフセツト電圧より充分大きな磁気感応
素子の出力電圧を入力することができるので、本
発明は増幅器のオフセツト電圧を無視できる。
の有するオフセツト電圧より充分大きな磁気感応
素子の出力電圧を入力することができるので、本
発明は増幅器のオフセツト電圧を無視できる。
そしてその為にステータコイルに流れる電流に
は上記オフセツト電圧による誤差分が生じないの
で、無整流子直流電動機には安定したなめらかな
回転が得られることになる。
は上記オフセツト電圧による誤差分が生じないの
で、無整流子直流電動機には安定したなめらかな
回転が得られることになる。
また二重平衡差動増幅器として差動入力電圧の
大きなところでは差動出力電圧を、ある値に限り
なく近づき、飽和状態を示す特性を有しているこ
とから、磁気感応素子の出力電圧を大きくとる
と、個々の磁気感応素子の出力電圧のバラツキは
無視できることになり、各相の磁気感応素子の出
力電圧を調整する必要もなくなる。
大きなところでは差動出力電圧を、ある値に限り
なく近づき、飽和状態を示す特性を有しているこ
とから、磁気感応素子の出力電圧を大きくとる
と、個々の磁気感応素子の出力電圧のバラツキは
無視できることになり、各相の磁気感応素子の出
力電圧を調整する必要もなくなる。
更に、回転方向、起動、停止等の制御が容易で
あるなど、本発明は種々の効果を奏する。
あるなど、本発明は種々の効果を奏する。
なお実施例では２相10極の無整流子直流電動機
について説明したが、本発明は相数も極数も自由
に選べることは言うまでもない。
について説明したが、本発明は相数も極数も自由
に選べることは言うまでもない。
第１図はステータコイル及びホール素子の配置
を示す配置図、第２図は従来例の駆動回路を示す
ブロツク図、第３図ａはホール素子の出力電圧波
形図、ｂは増幅器のオフセツト電圧波形図、ｃは
従来例でのステータコイル駆動電流波形図、第４
図は本発明の無整流子直流電動機の駆動回路を示
すブロツク図、第５図は二重平衡差動増幅器の入
出力特性図、第６図は本発明の具体的実施例図、
第７図は本発明の他の実施例図、第８図は回転速
度と反転制御回路の出力との関係図。第９図ａは
はやく停止する時の二重平衡差動増幅器の差動制
御端への入力電圧変化図、ｂは停止までの回転速
度変化図。第１０図ａは徐々に停止する時の前記
差動制御端への入力電圧変化図、ｂは停止までの
回転速度変化図。 ７，８……ホール素子、１７，１９……二重平
衡差動増幅器、１８，２０……出力回路、LA，
LB……ステータコイル。
を示す配置図、第２図は従来例の駆動回路を示す
ブロツク図、第３図ａはホール素子の出力電圧波
形図、ｂは増幅器のオフセツト電圧波形図、ｃは
従来例でのステータコイル駆動電流波形図、第４
図は本発明の無整流子直流電動機の駆動回路を示
すブロツク図、第５図は二重平衡差動増幅器の入
出力特性図、第６図は本発明の具体的実施例図、
第７図は本発明の他の実施例図、第８図は回転速
度と反転制御回路の出力との関係図。第９図ａは
はやく停止する時の二重平衡差動増幅器の差動制
御端への入力電圧変化図、ｂは停止までの回転速
度変化図。第１０図ａは徐々に停止する時の前記
差動制御端への入力電圧変化図、ｂは停止までの
回転速度変化図。 ７，８……ホール素子、１７，１９……二重平
衡差動増幅器、１８，２０……出力回路、LA，
LB……ステータコイル。
Claims (1)
- １ 複数の磁極に着磁したロータマグネツトと、
該ロータマグネツトに対応配置した複数のステー
タコイルと、前記ロータマグネツトの前記磁極位
置を検出すると共に一定電流が入力される感磁性
素子と、差動入力電圧端に前記素子の出力を加え
差動制御電圧端に外部制御信号を加えて比較増幅
すると共に差動入力電圧の絶対値が大きい範囲で
は差動出力電圧が対数的に一定値に至る特性を有
する二重平衡差動増幅回路と、該回路の上記差動
出力に応じて前記ステータコイルへの通電を制御
する出力回路を具備し、前記感磁性素子には前記
二重平衡差動増幅回路のオフセツト電圧よりも充
分大きくかつ対数的に飽和された出力電圧が得ら
れる前記一定電流を入力したことを特徴とする無
整流子直流電動機の駆動装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55113390A JPS5740384A (en) | 1980-08-20 | 1980-08-20 | Driving device for commutatorless dc motor |
| DE3132483A DE3132483A1 (de) | 1980-08-20 | 1981-08-17 | Kollektorloser gleichstrom-motorantrieb |
| US06/293,060 US4403174A (en) | 1980-08-20 | 1981-08-17 | Commutatorless DC motor drive device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55113390A JPS5740384A (en) | 1980-08-20 | 1980-08-20 | Driving device for commutatorless dc motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5740384A JPS5740384A (en) | 1982-03-05 |
| JPS6310676B2 true JPS6310676B2 (ja) | 1988-03-08 |
Family
ID=14611091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55113390A Granted JPS5740384A (en) | 1980-08-20 | 1980-08-20 | Driving device for commutatorless dc motor |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4403174A (ja) |
| JP (1) | JPS5740384A (ja) |
| DE (1) | DE3132483A1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0081939B1 (en) * | 1981-11-27 | 1986-09-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless d. c. motor |
| US4535275A (en) * | 1981-12-23 | 1985-08-13 | Papst-Motoren Gmbh & Co., Kg | Brushless D-C motor system with improved commutation circuit |
| US5349275A (en) * | 1981-12-23 | 1994-09-20 | Papst Licensing Gmbh | Brushless direct current motor |
| USRE36860E (en) * | 1981-12-23 | 2000-09-12 | Papst Licensing Gmbh & Co. Kg | Brushless direct current motor |
| JPS6084986A (ja) * | 1983-10-14 | 1985-05-14 | Nippon Kogaku Kk <Nikon> | ブラシレスｄｃモ−タの駆動回路 |
| JPS60107431U (ja) * | 1983-12-26 | 1985-07-22 | 日本発条株式会社 | Ｆｒｐ板ばね装置 |
| EP0152508B1 (en) * | 1984-02-23 | 1989-09-13 | Kangyo Denkikiki Kabushiki Kaisha | Coreless-brushless motor |
| EP0246671A3 (en) * | 1984-02-23 | 1988-05-11 | Kangyo Denkikiki Kabushiki Kaisha | Coreless-brushless motor |
| US4686436A (en) * | 1984-07-06 | 1987-08-11 | General Electric Company | Electronic control circuit, electronically commutated motor system and method for controlling same, laundry apparatus, and methods for operating apparatus for switching high voltage DC and for controlling electrical load powering apparatus |
| JPH0720387B2 (ja) * | 1986-02-28 | 1995-03-06 | 小谷電機株式会社 | ホ−ルモ−タ駆動回路 |
| JPH02239782A (ja) * | 1989-03-14 | 1990-09-21 | Canon Electron Inc | 光量制御装置 |
| US4985669A (en) * | 1989-07-13 | 1991-01-15 | Tri-Tech Inc. | Motor feedback system |
| DE3932802A1 (de) * | 1989-09-30 | 1991-04-11 | Wap Reinigungssysteme | Staubsaugermotor |
| JP2634941B2 (ja) * | 1990-10-15 | 1997-07-30 | 株式会社三協精機製作所 | ブラシレスモータの駆動回路 |
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- 1981-08-17 US US06/293,060 patent/US4403174A/en not_active Expired - Fee Related
- 1981-08-17 DE DE3132483A patent/DE3132483A1/de active Granted
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Also Published As
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|---|---|
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