JPH0560308B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、高品質再生画像を得ることが可能と
されたTV映像信号帯域圧縮装置に関するもので
ある。 NTSC方式のテレビ映像信号を伝送する際に、
テレビ映像信号をそのまま伝送するのではなく、
帯域を圧縮して伝送する帯域圧縮伝送方式が提案
されている。帯域圧縮伝送方式の１つに、差分
PCM伝送方式があるが、これは現在値と過去の
値との差分をとり、この差分値を伝送する方式で
ある。差分値は現在値と過去の値との差分である
故、当然現在値に比べて小さい、即ち、扱うべき
レベルが差分のレベルであり、これ故に、帯域圧
縮が可能となる。この際、過去の値をどう設定す
るかが問題となる。通常のデータ伝送では１サン
プル前の値を過去の値とし、現在値との差をもつ
て差分値とするやり方が有力である。しかし、テ
レビ映像信号では、水平走査、垂直走査との組合
せによつて走査点が決定され、且つ各走査点とそ
の前回の値（１サンプル前）との間には必ずしも
情報上の関連を持たない事例が多い。従つて、一
般のデータ伝送の如き過去の値、特に１サンプル
前の値をもつて過去の値として定義することはで
きない。 このために過去の値としてフイールド内の特に
選ばれた値を過去の値として設定するやり方、フ
レームとフレームとの間の関連を重視して前回の
フレームの特定の選ばれた値を過去の値として設
定するやり方、更に、上記２つのやり方の中間的
なやり方として１つのフレーム内に奇数フイール
ドと偶数フイールドとが存在することに着目し、
その奇数フイールドと偶数フイールドとの間の関
連をもとに前にフイールド（現在フイールドが奇
数のものであれば、前回のフイールは偶数のも
の、現在フイールドが偶数のものであれば、前回
のフイールドは奇数のもの）の特定の値を過去の
値として設定するやり方がある。これらのやり方
は、単独に行つてもよいが、３つの同時に行い、
その３つの予測値の中の中間の値をとるものを最
適予測値として設定するやり方が極めて柔軟性の
ある予測方式として注目されている。即ち、上記
第１のやり方は、結論的には変化する画像に適用
され、第２のやり方は静止画像に適用され、第３
のやり方はその中間的な色彩を持すことが研究の
結果として発表されている、この３者のそれぞれ
の特長は、一般の家庭用のTV映像信号の場合
は、それぞれに持ち味を生かすことになり、３者
の並行的な予測、及びその結果のどれかの選択と
いう処理がなされることになる。 以下、図面を以つて説明する。第１図はTV映
像信号帯域圧縮装置の全体構成を示す。入力
NTSC信号は同期映像分離回路VDSに入力する。
同期映像分離回路VDSは、NTSC信号から同期
信号と映像信号とを分離する同期信号の抽出を第
２図に示すNTSC方式のTV信号を例にとり説明
する。NTSC方式の１水平走査区間T₁でのTV信
号は、同期信号SYN、カラーバースト信号CB、
実際の映像信号となるカラーサブキヤリヤ信号部
分CSCとより構成されている。カラーバースト信
号CBは、カラーサブキヤリア信号部分CSCから
実際に映像信号をサンプルするための標本周波数
の抽出のために利用する。今、カラーバースト信
号CBの周波数をf_scとすると、この周波数f_scを1/4
５５に分周する。この1/455に分周して得られた信
号は、１水平走査区間の周波数f_h（＝１／T₁）の1/2 倍の周波数となる。次に、映像信号をサンプルす
るために、標本化原理を満足するための標本化周
波数f_sをNTSC方式のTVの映像帯域幅は4.2MHz
であるので、標本化原理からして、その２倍より
大きい周波数でサンプルしなければならない。し
たがつて、8.4MHzより大きな周波数でサンプル
される必要がある。もしも、標本化周波数f_sをf_sc
の整数倍として設定するとすれば、カラーバース
ト信号の周期の227.5倍が水平同期信号の周期と
なり、サンプル点はTV画面に対して格子状にな
らなければならないため、標本化周波数f_sをf_scの
偶数倍として設定する必要がある。しかしなが
ら、そのための最小偶数倍数は４となり、f_s＝
4f_sc≒14.3MHzとなるが、この値は帯域圧縮上、
適当ではない。したがつて、本実施例では、標本
化周波数f_sはf_scの整数倍としてではなく、以下の
式(1)に示す如くに非整数倍として設定されたもの
となつている。即ち、 f_s1182／455f_sc ≒13／５f_sc ≒9.28MHz …(1) となる。この標本化周波数f_sを持つビデオクロツ
クが同期信号となり、AD変換器ADCに入力する
映像信号のサンプル及び予測符号化部PCのクロ
ツクに利用される。 AD変換器ADCは、分離回路VDSからの映像
信号を取込み、上記標本化周波数f_sより成るビデ
オクロツクによつてサンプルし、デイジタル変換
する。デイジタル変換容量は例えば９ビツトであ
る。 予測符号化部PCは、過去の値と現在の値との
偏差をとり符号化（量子化）する機能を持つてお
り、この際、過去の値としては、前述した２つの
方式、即ち、フイールド内予測、フイールド間予
測、フレーム間予測の３つの予測方式のもとに得
られる中間値が設定される。第３図でこのことを
説明する。第３図は、現在の走査フイールドをｊ
フイールドとし、前回のフイールドを（ｊ−１）
フイールドとしている。その前回のフレームは、
フイールドで云えば２回前のフイールドである
（ｊ−２）フイールドであり、図では、前回のフ
レームとして（ｊ−２）フイールドを示してい
る。現在の走査ｊフイールドの中での現在求めよ
うとする予測点をX₁とすると、フイールド内予
測では次式が採用される。 CP_{o 1}＝３／４X₂＋X₅−３／４X₆ …(2) ここで、CP_{o 1}はX₁の予測値、X₂、X₅、X₆は
第３図に示す現在のｊフイールド内での過去の値
であり、この過去の値X₂、X₅、X₆よりX₁の予測
値CP_{o 1}が求まることが式(2)で示されている。 次に、フイールド間予測では、 CP_{k 1}＝３／４X₂＋X₇−３／４X₈ …(3) となる。ここで、X₂は現在のｊフイールド内の
過去の値、X₇、X₈は前回の（ｊ−１）フイール
ド内での過去の値である。従つて、式(3)を利用す
ることにより、フイールド間予測値CP_{k 1}を求
めることができる。 最後にフレーム間予測は、 CP_{f 1}＝x₃＋x₉＋x₁₁ …(4) で与えられる。ここで、X₃は現在のｊフイール
ドでの過去の値、X₉、X₁₁は前々回の（ｊ−２）
フイールド、即ち前回のフレームでの値である。
従つて、式(4)を利用することにより、フレーム間
予測値CP_{f 1}が得られる。因みに₁とX₂などと
の画素位置関係について説明すれば、X₂はX₁の
左隣の画素の値とされ、X₃、X₄は１つ前の水平
走査線上のX₁、X₂に、また、X₅、X₆は２つ前の
水平走査線上のX₁、X₂に相当したものとなつて
いる。X₇、X₈はまた１フイールド前のX₁、X₂
に、X₉、X₁₀は１フレーム前のX₁、X₂に相当し
たものとなつている。 以上の３つの予測値は、各走査点毎に次々求め
られてゆく。次に各点での式(2)、(3)、(4)に示す予
測値の中でどれを採用すべき予測値と設定するか
について述べる。 フイールド内予測値CP_{o 1}は、動く画像に対
して予測率が高く、また、フレーム間予測値CP_f
Ｘ₁は静止画像に対して予測率が高い。更に、フ
イールド間予測値CP_{k 1}はその中間的な特徴を
持つ。従つて、各画像の動きの具合いに応じて対
応する予測値を採用できればよいが、実際には画
像の動きがあるかないか、その中間か等を自動的
に識別することは不可能である。また、どこがど
う動いたか等の部分と全体との関連もあり、自動
的に一義的に定まらない。その解決手段としての
有力な考え方に、各予測値の大小関係を調べ、そ
の中間の値を選ぶべき予測値として設定する考え
方が提案されている。この考え方は、中間の値と
なる予測値が平均的にも実際の値に近いという実
験データに基づく。例えば、 CP_{o 1}＞CP_{k 1}＞CP_{f 1} …(5) CP_{o 1}＜CP_{f 1}＜CP_{k 1} …(6) の如き２つの事例では、選ぶべき予測値は、式(5)
の成立時には、CP_{k 1}、式(6)の成立時にはCP_f
１となる。他の大小関係でも同様に考える。 予測符号化部PCは、かくして得られた予測値
と現在値との差分（偏差）をとる。この差分は、
予測値が正しく予測された理想的な状態時には零
となる。また、予測がはずれると、その誤りの大
きさに応じて大きな値となる。従つて、差分を符
号化する際にも、予測が比較的に正しいならば、
符号化すべきビツト数は少なくなり、予測が大き
くかけ離れている時には、符号化すべきビツト数
は大となる。従つて、このことから予測符号化部
PCは帯域圧縮のために２つの方法が採用されて
いることになる。第１は差分をとるということに
よる帯域圧縮、第２の妥当な予測値を使用するこ
とによつて絶えず差分自体を少なくさせている点
での帯域圧縮へ貢献という点である。この２つの
他に、予測符号化部PCは差分量をより少ないデ
ータ量にするという特別な符号化方式を採用して
いる。その第１は、２進符号にハフマン符号を用
いていること、第２に非線形量子化方式を採用し
ていることである。この２つの方式を採用したこ
とによつて帯域圧縮はさらになされることにな
る。上記非線形量子化方式は、伝送のための出力
装置の役割を果すバツフアメモリBMのデータ占
有率との関係でとりわけ効果的に採用されてい
る。 上記非線形量子化方式とは、入力信号のレベル
に対して非線形な量子化を行うこと、及びこの非
線形に対してバツフアメモリBMのデータ占有率
との関係で更に非線形性を可変にすることの２つ
の意味を持つ。この非線形性の可変は、しきい値
とTHを採用し、このしきい値THはバツフアメ
モリBMのデータ占有率との関係で可変にすると
いうやり方によつて実現している。符号化部PC
とバツフアメモリBMのそれぞれの関係について
は後述する。 符号化部PCの符号化出力はDA変換器DACを
介しローカルなモニターLMによつて監視され
る。但し、このモニタLMは必ずしも必要ではな
く、受信側にあつてもよい。 第４図は、符号化部PCを中心とする構成図で
ある。符号化部PCは減算点SUB、量子化器SC、
加算点ADD、フイールド内予測回路FIP、フイ
ールド間予測回路FFP、フレーム間予測回路
FFLP、予測値相互比較回路COM、スイツチSW
より成る。 減算点SUBはAD変換後の映像信号と予測値
との差分をとる。量子化器SCは、減算点SUBの
差分出力を取込み表１に従つた量子化操作を行
う。

【表】

【表】 この表１において入力範囲とは差分出力の振幅
レベル（勿論デイジタル量としての値）を特定の
範囲毎にレベル分けしたものである、表１では、
正極性差分に対するレベル分けを示しており、14
区分化している。負極性差分も同様である。但
し、この14区分の前提としてAD変換のビツト容
量を９ビツト時のものとしている。この区分をみ
て明らかなように、区分自体が均等に分けられて
おらず、非線形に区分化されていることが１つの
特徴となつている。各区分には、しきい値THが
上下限値に加えられた形となつている。このTH
自体は可変であり、前述したようように、バツフ
アメモリBMのデータ占有率を要因として変更さ
れる。この変更は、しきい値発生器DCによつて
なされる。更に、表１で、代表値とは、14区分の
各区分に対して特定の値をこの各区分の代表する
値として設定せしめたものであり、大略、値が各
区分の上限値と下限値との中間の値を代表的に設
定している。この代表値にも、しきい値THを加
算している。更に、表１の符号長（ビツト）と
は、入力区分に対するコード化すべき符号長を示
している。このコード化した符号長は前述のハフ
マン符号長を示している、例えば、区分（２＋
［TH］〜５＋［TH］）の時の符号長＝２とは、コ
ードが“01”であることを意味し、その次の区分
の符号長＝４とは、コードが“0001”であること
を意味する。即ち、符号長とは、何番目のビツト
位置に“１”が存在するかの意味を持つ数値であ
る。尚、符号長の表示の中でカツコ内は負極性の
差分時の符号長を示す。従つて、符号長をみるこ
とにより、即ち、“１”が偶数ビツト位置にある
か、奇数ビツト位置にあるかによつて差分が負か
正かがわかり、且つその番数をみることによつて
どの区分に属する差分レベルかが判定できること
になる。 量子化器SCは、表１の特性である入力範囲と
代表値、符号長（ビツト）との関係をコード化し
た構成となつている。従つて、差分入力に対して
どの区分に入るかが識別され、識別された区分に
従つて対応する代表値及び符号長がわかり、この
代表値及び符号長を出力する。符号長そのものを
出力するか、それとも符号に変換して出力するか
は任意である。以下では符号長ではなく符号を出
力するものとする。この符号はバツフアメモリ
BMに格納される。このバツフアメモリBMは
FIFO方式のメモリであり、最先の格納データ
（即ち、この例では符号）が最先に読出される構
成となつている。一方、代表値はBMには送出さ
れず、加算点ADDに送出される。この代表値は
予測値と加算がとられ予測回路PRED内の各予
測回路FIP，FFP，FFLPに入力する。加算値は
各予測回路での予測のためのデータに供する。こ
の予測のためのデータとは、前述した式(2)〜(4)で
示した右辺の各値である。各予測回路は予測値を
算出し、その結果を比較回路COMに送る。比較
回路COMは、３つの予測値の相互比較を行い、
中間の値となる予測値を選択する。この選択はス
イツチSWを切換えることによつて行う。 表２はしきい値発生器DCによるしきい値TH
の変更を説明するためのものである。

【表】 バツフアメモリBMは有限の記憶容量を持つ故
に、このBM内でのデータの占有率は絶えず注意
していなければならない。理由は仮に100％のデ
ータ占有状態が継続した場合には、新しいデータ
はBMに書込むことができず、捨て去ることにな
り、データの信頼性に欠ける原因となるためであ
る。これは、100％以下でも将来どうなるかとい
うことにもなり、占有率の０％から100％に至る
範囲について監視し必要な対策を立てる必要があ
る。その対策が占有率に応じたTHの変更であ
る。結論的には、占有率が高くなるに従つてTH
を大きく設定させる。これによつて、表１で示し
た第１区分（−１−［TH］〜１＋［TH］）の上限
値と下限値とが増加することになり、代表値が
“０”、符号長が“１”となる確率が増加すること
になり、符号長の短縮によつてBMの占有率は減
少する方向に向かう。このBMの占有率の減少理
由は、以下の通りである。BM内の格納データの
読出しは、一定の周期で行つており、且つこの周
期自体は短い（10MHz〜20MHzの範囲の特定の周
波数で設定）。それ故に、短縮された符号長に対
して一定の速さで一定のビツト長で読出すことに
なり、読出し分が書込み分に比して大きくなり、
実質的にBMの占有率が低下する。表２では、
BMの容量を512Kビツトとし、THを変更するた
めの区間を16区間とし、且つその区間は不均等な
大きさとしている。 かくして、BMから読出しされたデータは送信
データとなり、回線や無線を通じて出力されて行
くことになる。この出力は、帯域圧縮されてお
り、これによりデータの高効率伝送が可能となる
ものであり、受信側では、上述と逆の関係で複調
し、NTSC信号を再生するところとなる。 尚、第１図に示す符号Ｐは電源部であり、装置
全体に電源を供給すべく機能する。 ここで第５図ａ，ｂにより従来技術に係る符号
化部PCの構成と動作を説明すれば以下のようで
ある。 既に述べた同期映像分離回路VDSからは標本
化周波数f_sをもつビデオクロツク信号と映像信号
とが得られるが、このうち映像信号は4.5MHz以
下の周波数を通過させるローパスフイルタ（不図
示）によつて音声信号と高周波映像信号成分が除
去された状態でAD変換器ADCによりAD変換さ
れるようになつている。これにより目的とする映
像信号のみがAD変換されるわけであるが、その
変換ビツト容量は例え９ビツトである。勿論AD
変換器ADCにおけるAD変換開始タイミングや
AD変換周期はビデオクロツク信号によつて制御
されるる。これによりAD変換器ADCからは映像
信号がビデオクロツク信号の周波毎に９ビツトパ
ラレルデータとして得られるものである。 AD変換器ADCからの映像信号をここでＥと表
すとすれば、映像信号Ｅは先ず加算器１、減算器
２でしきい値発生器DCからのしきい値［TH］
との間でそれぞれ加算、減算されるようになつて
いる。これにより加算器１、減算器２からはそれ
ぞれＥ＋［TH］、Ｅ−［TH］の値が得られるが、
このような演算を行う理由は、後の説明より判る
ことであるがしきい値［TH］に左右されない真
の映像信号を得るためである。Ｅ＋［TH］は
［TH］が除去された負極側の映像信号を、また、
Ｅ−［TH］は［TH］が除去さた正極側の映像信
号を示しているわけである。このようにして得ら
れたＥ＋［TH］、Ｅ−［TH］の値はビデオクロツ
ク信号をラツチ信号とするラツチレジスタ３，４
を介しそれぞれ減算器６，７で予測値との間で
演算され、−Ｅ−［TH］、Ｅ−−［TH］に変
換される。ここでＥ−−［TH］は表１におけ
る入力範囲により［TH］が取り除かれた値を意
味しており、−Ｅ−［TH］についても同様と
なつている。Ｅ−−［TH］の値はROM１２に
対しアドレスとして入力するが、ROM１２に予
め表１における代表値より［TH］の値を取除い
たものを格納せしめておく場合は、Ｅ−−
［TH］の値対応の代表値（但し、［TH］の値は
含まれず）が得られるというものである。例えば
ROM１２のアドレス２〜５に３という値を格納
せしめておき、Ｅ−−［TH］の値が３〜５で
ある場合には３の値をROM１２より得るもので
ある。−Ｅ−［TH］もROM１１に対しアドレ
スとして入力するが、ROM１１にも同様に負極
側の代表値より［TH］の値が取り除かれたもの
が格納されるようになつている。したがつて、
EX−−［TH］、−Ｅ−［TH］がアドレスと
してROM１２，１１にそれぞれ入力すれば、
［TH］の値が取り除かれた代表値が得られるが、
何れの代表値が選択されるかは比較器５，８によ
つている。比較器８はこの場合正極判定を行なう
ものであり、予測値との関係で＜Ｅ−［TH］
−１で論理“１”を出力するようになつている。
また、比較器５は負極判定を行なうようになつて
おり、＞Ｅ＋［TH］−１の場合には論理“１”
を出力するようになつている。したがつて、比較
器５より論理“１”出力が得られる場合には
ROM１１を選択すべくスイツチSW_Aを閉じ、
又、比較器８より論理“１”出力が得られる場合
はROM１２を選択すべくスイツチSW_Bを閉じる
ようにすれば、目的とする代表値が得られるもの
である。何れからも論理“１”出力が得られない
場合には代表値として０を得るものである。しか
しながら、このようにして得られた代表値は代表
値が０である場合を除きしきい値［TH］が含ま
れていないから、後に補正する必要があるがこれ
については後に述べるところである。 ところで表１からも判るようにROM１１，１
２より得られる代表値とこれに対する符号長との
間には一義的な対応関係があるから、ROM１
１，１２には予めハフマン符号をも格納せしめて
おくことが可能である。また、上述の式(2)、(3)中
に3X₂／４の項があることを考慮すれば、しきい
値が含まれていない代表値の3/4倍の値をも予め
ROM１１，１２の格納せしめておくことが可能
である。本例でのROM１１，１２にはそれぞれ
上記３種類のデータが格納されており、何れかの
ROMが選択された場合には３種類のデータが同
時にスイツチを介して読み出されるようになつて
いる。何れも選択されない場合はハフマン符号は
“１”として、また代表値およびその3/4倍の値は
０として発生されるものであるが、このうち、ハ
フマン符号はバツフアメモリBMに転送記憶され
るが、代表値には加算器１９でしきい値［TH］
が考慮された予測値が加算されるようになつて
いる。図示の如く比較回路５，８の何れからも論
理“１”出力が得られない場合はその旨をノアゲ
ート１３によつて検出し、スイツチ１６を閉じる
ことによつて加算器１９より予測値そのものを
得んとするものである。また、比較器５，８の何
れかより論理“１”出力が得られる場合にはスイ
ツチ１４，１５の何れか対応するものを閉じるこ
とにより加算器９、減算器１０からの＋
［TH］、−［TH］をそれぞれROM１２，１１
からの代表値に加算するものである。加算器１９
より得られる値はラツチレジスタ２１を介し式
(2)、(3)中におけるX₂の値として得られるが、こ
れをシフトレジスタなどを用い適当に遅延せしめ
れば、他の値X₅、X₆、X₇、X₈、X₃、X₉、X₁₁を
得ることは容易である。一方、ROM１１，１２
より得られる代表値の3/4倍の値は加算器１８で
３／４倍回路１７からの値と加算される。これによ
り3/4X₂の値を得るものである。なお、X₂の値は
DA変換器（図示せず）。ローパスフイルタ（図
示せず）を介し既述のローカルモニタLMに供さ
れるようになつている。 上述のようにバツフアモメリBMにはハフマン
符号が次々に転送されるが、バツフアメモリBM
は例えばFIFO形式のものとして構成されている
ことから、最先に転送記憶されたハフマン符号か
ら順次読み出され、伝送データとして出力される
ことになる。この場合バツフアメモリBMへの符
号と書込速度は9.28MHz程度であり、また、バツ
フアメモリBMからの符号の読出速度は一定速度
（10M〜20MHz）とされるから、一見してバツフ
アメモリBM内における符号データの占有率は時
間とともに増加することはないように思われる。
しかし、占有率が小さい程にしきい値発生器DC
より小なるしきい値を発生するようにすれば、符
号長も長くなり、符号名大の符号程にシリアル伝
送に要する時間が大となるから、しきい値如何に
よつて占有率は変化するようにになるものであ
る。したがつて占有率が増加する場合もあるわけ
であるが、占有率が大なる場合は小なる方向へ、
小なる場合には大なる方へ占有率を制御すべくし
きい値発生器DCが設けられているものである。
バツフアメモリBM内における符号データの占有
率は例えばアツプダウンカウンタなどによつて検
出されるが、この検出値にもとづきしきい値発生
器DCは表２に示す区分に従つてしきい値［TH］
を発生しているわけである。 さて、X₂の値を適当に遅延せしめるようにす
れば、残りの値X₅、X₆なども容易に得ることが
可能となる。１フイールドは263本の走査線より
なり、１走査線は591画素よりなるものとし、シ
フトレジスタを用いX₂の値をビデオクロツク信
号によつてシフト遅延せしめればよいものであ
る。第５図ｂに示す如くX₂の値は（591−２）ビ
ツトシフト容量のシフトレジスタ２５により遅延
されることによつて先ずX₃の値が得られ、この
X₃の値が更に591ビツトシフト容量のシフトレジ
スタ２６により遅延されることによつてX₅の値
が得られる。また、X₂の値は（591×262−２）
ビツトシフト容量のシフトレジスタ２２によつて
遅延され、X₇の値が得られるようになされる。
X₇の値は（591×263）ビツトシフト容量のシフ
トレジスタ２３、591ビツトシフト容量のシフト
レジスタ２４によつて順次遅延されることにより
シフトレジスタ２３，２４よりそれぞれX₉，X₁₁
の値を得るものである。X₆、X₈の値はX₅、X₇の
値を１ビツト分遅延することによつて得られる
が、このようにして得た値を式(2)〜(4)に従つて演
算することによりCP_{o 1}、CP_{k 1}およびCP_{f 1}
の値を求め、これら３つの値を相互に比較するこ
とによつて中間に位置する値を予測値として得る
ものである。尚、シフトレジスタ２２，２５のビ
ツトシフト容量は本来それぞれ591×262−１、
591−１ビツトとすべきであるが、後段に挿入さ
れているラツチレジスタ２８，３０，３２，３
４，３７によつて結果的にタイミングが調整され
たものとなつている。 即ち、X₅の値は3/4倍回路２７を介しラツチレ
ジスタ２８にラツチされることによつて3/4X₆の
値に変換され、これとX₅の値を減算器２９で演
算することによつてX₅−3/4X₆の値を得、この値
がラツチレジスタ３０を介し加算器３８で3/4X₂
と加算されることによつてCP_{o 1}を得るもので
ある。また、CP_{k 1}の値はX₇K値を3/4倍回路３
１、ラツチレジスタ３２，３４、減算器３３およ
び加算器３９で演算処理することによつて得ら
れ、また、CP_{f 1}の値は減算器３５、加算器３６
およびラツチレジスタ３７で演算処理することに
よつて得るものである。これら３つの値を比較回
路４０〜４２で相互に比較することによつてアン
ド−オアゲート４３〜４５の何れか１つを選択
し、選択されたアンド−オアゲート対応のスイツ
チを閉成するようにすれば、中間に位置する値が
予測値Ｘとして得られるわけである。 従来技術に係るTV映像信号帯域圧縮装置の以
上のようにしてなるが、問題がないわけではな
い。というのは、同期映像分離回路より得られる
ビデオクロツク信号にジツタが存し、これがため
に再生画像の高品質化が図れないというものであ
る。 ここで同期映像分離回路におけるビデオクロツ
ク作成回路の一般的な構成を第６図により説明す
れば以下のようである。 即ち、TV映像信号は水平同期信号抽出回路４
６によつてその水平同期信号が検出されたうえ、
水平同期信号のバツクポーチに挿入されたカラー
バースト信号がカラーバースト抽出回路４７によ
つて抽出されるようになつている。カラーバース
ト信号より抽出されたカラーサブキヤリアの周波
数（f_sc＝3.5795MHz）信号は分周比が１／455
（NTSC方式の場合）とされた分周器４８によつ
て分周された後、いわゆるPLL回路（一点鎖線
表示）に与えられるようにしてなる。PLL回路
は原理的には位相比較回路４９、ローパスフイル
タ５０および電圧制御形発振器５１よりなるが、
この場合には電圧制御形発振器５１と位相比較器
４９との間には分周器５２が挿入される。分周器
５２の分周比は例えば１／1182とされる。これに
より電圧制御形発振器５１からはf_scの1182／455
倍の周波数、即ち、約9.3MHzのビデオクロツク
信号f_sが得られるわけである。 しかしながら、従来にあつては電圧制御形発振
器にコンデンサに代えて周波数安定度の高い水晶
振動子を用いたとしてもクロツク信号の周期、あ
るいは周波数が安定しなくジツタが存するという
欠点がある。ジツタが大きい場合にはテレビ画面
上においてサンプル点が格子状に整列しなくなつ
て、予測値が悪化する結果、再生画像の品質も悪
化するようになるものである。一般に、PLL回
路内での分周比が大なる程に、ジツタを除去する
のは困難となつている。 よつて本発明の目的は、ビデオクロツク信号の
ジツタを防止することによつて高品質再生画像が
得られるTV映像信号帯域圧縮装置を供するにあ
る。 この目的のため本発明は、同期映像分離手段に
よつて、TV映像信号より同期信号を分離した
上、その同期信号より、TV映像信号をサンプル
するための標本化周波数をもつビデオクロツク信
号を作成するが、同期映像分離手段は以下のよう
に構成されたものとなつている。 即ち、同期映像分離手段は、カラーサブキヤリ
ア周波数を抽出するための水平同期信号抽出回路
およびカラーバースト抽出回路と、該カラーバー
スト抽出回路からのカラーサブキヤリア周波数を
所定分周比で分周するための第１の分周器と、ビ
デオクロツク信号としての出力周波数を発振出力
する電圧制御型水晶発振器と、該電圧制御型水晶
発振器からの出力周波数を所定分周比で分周する
第２の分周器と、該第２の分周器および上記第１
の分周器各々からの分周信号を位相比較するため
の位相比較回路と、該位相比較回路出力に含まれ
ている、周期を上記第１の分周器からの分周信号
の周期とし、高周波成分を除去するための能動フ
イルタとしての第１のローパスフイルタと、該第
１のローパスフイルタ出力に含まれている、該第
１のローパスフイルタで除去された周波数成分に
比し低周波成分としての揺らぎを除去し、出力を
して上記電圧制御型水晶発振器での発振周波数を
制御するためのCRフイルタとしての第２のロー
パスフイルタとから構成されるようにしたもので
ある。 以下、本発明に係るPLL回路について第７図
により具体的に説明する。 第７図による場合カラーバースト抽出回路から
の信号（fsc／455）は位相比較回路を構成するIC
５３，４９に入力され、分周比が１／1182とされ
た分周器７０，５２からの分周信号と位相比較さ
れる。因みに本例でのIC５３はモトローラ社製
MC4044であり、近傍に付された数字は入出力ピ
ン番号を示している。後述するIC近傍に付され
た数字についても事情は同様となつている。 さて、IC５３からの位相比較信号はバツフア
アンプとしてのIC５６（本例でのものはナシヨ
ナルセミコンダクター社製LH0033）、抵抗６１、
コンデンサ６２などよりなる能動フイルタとして
の第１ローパスフイルタと、抵抗６５およびコン
デンサ６６よりなるCRフイルタとしての第２の
ローパスフイルタ６７とを介し水晶振動子６８お
よびIC６９（本例でのものはモトローラ社製
MC4024）よりなる電圧制御形発振器に入力され
る。これにより電圧制御形発振器からは目的とす
る周波数をもつたビデオクロツク信号が再現性あ
るものとして得られるものである。なお、電圧制
御形発振器の出力周波数レンジはこの場合目的と
する出力周波数レンジと同等かそれ以上に設定さ
れる。 本発明に係るPLL回路は以上のようにしてな
るが、ローパスフイルタ６７が本発明によつて新
たに設けられたものである。従来にあつてはこの
フイルタが設けられていなく、しかも水晶振動子
を使用した場合であつても電圧制御形発振器の出
力周波数は周期的に変動していたものである。こ
の原因は明らかにループフイルタ出力にそのルー
プフイルタでは除去し得ない低周波成分が含まれ
ていることに求められるが、更に本願に係る発明
者によつてその原因が詳細に究明されたところ、
位相比較回路の位相同期状態での不安定動作によ
つてそのようなジツタが発生することが究明され
た次第である。実際、位相比較回路出力を観測し
た場合、位相同期状態ではその出力は一定直流レ
ベルであるべきなのに、ジツタを伴つた、パルス
幅小のパルスの周期（この周期は第１の分周器か
らの分周信号のそれに同一）的な存在が認められ
たからである。このパルスは本来設けられている
ローパスフイルタ（ループフイルタ）によつてあ
る程度除去されたがパルスに伴われているジツタ
に対するフイルタ応答特性によつて、そのフイル
タ出力が低周波で揺らぐこととなり、この揺らぎ
が電圧制御発振器の出力周波数にジツタとして現
われることが判明したものである。したがつて、
第２のローパスフイルタはその低周波揺らぎを除
去するために設けられたものであり、その遮断周
波数は第１のローパスフイルタのそれに比し相当
低周波側にあるものとなつています。 最後に本発明による効果の程を具体的数値例に
ついて考察することにする。第７図に示す例では
抵抗５４，５５，５７，５８，６１，６３，６
４，６５はそれぞれ1kΩ、1kΩ、100Ω、100Ω、
50kΩ、5kΩ、1.2kΩ、5kΩであり、またコンデ
ンサ５９，６０，６２，６６はそれぞれ0.1μF、
0.1μF、1μF、0.47μFとした。抵抗６１，６５の
値を適当に設定した場合ジツタが著しく改善され
ることが認められた。従来にあつてはジツタが約
110ns周期の中で0.5ns程度認められたが、本例で
は、100周期当り0.5ns程度といつた具合に相当軽
減され、実質上ジツタの影響を無視し得るビデオ
クロツク信号が得られた。 以上説明したように本発明は、PLL回路の構
成要件であるローパスフイルタの後段に更に、こ
のフイルタ出力に現われている低周波のレベル変
動を抑えるための、所定周波数特性をもつたロー
パスフイルタを新たに挿入するようになしたもの
である。したがつて本発明による場合は、電圧制
御形発振器より得られるビデオクロツク信号に含
まれるジツタは無視し得る程に抑えられるから、
予測値の良化ひいては再生画像の高品質化が図れ
るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、TV映像信号帯域圧縮装置の全体構
成を示す図、第２図は、NTSC方式に係るTV映
像信号より標本化信号を得るための説明図、第３
図は、フイールド内予測、フイールド間予測およ
びフレーム間予測を説明するための図、第４図
は、第１図における予測符号化部の詳細なブロツ
ク構成をしきい値発生器、バツフアメモリととも
に示す図、第５図ａ，ｂは、その予測符号化部を
更に詳細にして示す図、第６図は、同期映像分離
回路におけるビデオクロツク作成回路の一般的な
構成を示す図、第７図は、本発明に係るビデオク
ロツク作成回路における要部の一具体的構成例を
示す図である。 VDS……同期映像分離回路、ADC……AD変
換器、PC……予測符号化部、DC……しきい値発
生回路、BM……バツフアメモリ、SUB……減算
点、ADD……加算点、SC……量子化器、FIP…
…フイールド内予測回路、FFP……フイールド
間予測回路、FFLP……フレーム間予測回路、４
６……水平同期信号抽出回路、４７……カラーバ
ースト抽出回路、４８，５２……分周器、４９，
５３……位相比較回路、５０，６７……ローパス
フイルタ、５１……電圧制御形発振器、５６……
バツフアアンプ用IC（ローパスフイルタ５０の一
部を構成）、６９……電圧制御形発振回路用IC、
６８……水晶振動子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ TV映像信号より同期信号を分離した上、該
   同期信号より、TV映像信号をサンプルするため
   の標本化周波数をもつビデオクロツク信号を作成
   する同期映像分離手段を具備してなるTV映像信
   号帯域圧縮装置であつて、同期映像分離手段は、
   カラーサブキヤリア周波数を抽出するための水平
   同期信号抽出回路およびカラーバースト抽出回路
   と、該カラーバースト抽出回路からのカラーサブ
   キヤリア周波数を所定分周比で分周するための第
   １の分周器と、ビデオクロツク信号としての出力
   周波数を発振出力する電圧制御型水晶発振器と、
   該電圧制御型水晶発振器からの出力周波数を所定
   分周比で分周する第２の分周器と、該第２の分周
   器および上記第１の分周器各々からの分周信号を
   位相比較するための位相比較回路と、該位相比較
   回路出力に含まれている、周期を上記第１の分周
   器からの分周信号の周期とし、高周波成分を除去
   するための能動フイルタとしての第１のローパス
   フイルタと、該第１のローパスフイルタ出力に含
   まれている、該第１のローパスフイルタで除去さ
   れた周波数成分に比し低周波成分としての揺らぎ
   を除去し、出力をして上記電圧制御型水晶発振器
   での発振周波数を制御するためのCRフイルタと
   しての第２のローパスフイルタと、から構成され
   てなるTV映像信号帯域圧縮装置。